JP2005277882A - 電圧制御型発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】安定した発振信号を出力するとともに小型化が可能な電圧制御型発振器を提供する。
【解決手段】バリキャップダイオード及び共振素子を備え、バリキャップダイオードＤｖの容量値を変化させることによって共振周波数を制御するとともに、外部からのシフト信号によって発振周波数帯域の切り換えを行う共振回路部Ｘと、発振用トランジスタＴｒ１及び負荷容量部を備え、発振用トランジスタＴｒ１によって共振回路部Ｘの共振周波数に基づき発振信号を出力する負性抵抗回路部Ｙと、増幅用トランジスタＴｒ２及びフィルタを備え、増幅用トランジスタＴｒ２によって負性抵抗回路部Ｙからの発振信号を増幅するとともに、該増幅した信号を前記フィルタを介して外部へ出力する増幅回路部Ｚと、を含んでなる電圧制御型発振回路であって、前記負荷容量部及び前記フィルタの容量成分を前記シフト信号によって同時に可変させるようになした。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電話機などの移動体通信機器に用いられ、複数の異なる発振周波数帯域の周波数で発振することができるマルチバンド型の電圧制御型発振器に関するものである。

従来より、移動体通信機器やその他の通信装置の送信用発振器、受信部の局部発振器等に電圧制御型発振器が用いられており、特に近年の通信システムの多様化に伴い、デュアルバンドやトリプルバンドなど２以上の周波数帯域の周波数を発振出力することができるマルチバンド型電圧制御型発振器が使用されている。

図４は、周波数帯域の異なる２つの通信システムに対応可能な従来のデュアルバンド型の電圧制御型発振器の一例を示す等価回路図である。同図に示す電圧制御型発振器は、ストリップラインＳＬ２とバリキャップダイオードＤｖとコンデンサＣ３とから成る共振回路を含み、前記バリキャップダイオードＤｖに制御電圧を供給して共振周波数を制御する共振回路部Ｘと、該共振回路部Ｘからの共振周波数に基づいて発振信号を出力する発信用トランジスタＴｒ１を含む負性抵抗回路部Ｙと、該負性抵抗回路部Ｙからの発振信号を増幅して出力する増幅用トランジスタＴｒ２を含む増幅回路部Ｚとから構成されている。

また、前記共振回路部Ｘには異なる２つの周波数帯域を切り換えるための周波数帯域切換手段が設けられている。このような周波数帯域切換手段は、例えば、２つのコンデンサＣ４、Ｃ５を直列接続し、これをストリップラインＳＬ２と並列接続するとともに、コンデンサＣ４及びＣ５の接続部分とグランド電位との間にスイッチングダイオードＤｓを配置することにより構成されている。そして、共振回路部Ｘにおいて周波数帯域を切り換えるには、シフト端子Ｖｓから供給されるシフト信号によりスイッチングダイオードＤｓのオン・オフを制御し、コンデンサＣ４及びＣ５から成る容量成分を可変させることにより行われる（例えば、特許文献１参照。）。

ところで上述した電圧制御型発振器のように周波数帯域の切り換えを行う場合、双方の周波数帯域において発振条件を満たすように２つの双方の周波数帯域の中間に位置する周波数に合わせて負性抵抗回路部Ｙの負荷容量や増幅回路部Ｚのインピーダンスを設定するようにしていた。しかしながら、周波数帯域の切り換え幅が大きい場合、双方の周波数帯域において発振条件を満たすように負荷容量を設定することが困難であり、例えば、周波数帯域の切り換え幅が４００ＭＨｚより大きくなると、従来のように固定された負荷容量では双方の周波数帯域において発振条件を最適化することができず、その結果、発振信号の出力レベルが低下するといった問題が誘発される。

一方、増幅回路部Ｚにおいても同様の問題があり、周波数帯域の切り換え幅が大きくなると、双方の周波数帯域に対してフィルタの通過帯域を最適化させることができず、発振信号の出力レベルが低下するといった問題が誘発される。

そこで上記問題を解決するために、周波数帯域の切り換えに応じて発振条件が最適化されるように負性抵抗回路部Ｙの負荷容量を変化させるようにしたもの（例えば、特許文献２参照。）や、周波数帯域の切り換えに応じて増幅回路部Ｚのフィルタの通過帯域が最適化されるように、フィルタのインピーダンスを変化させるようにしたものが知られている（例えば、特許文献３参照。）。

例えば、特許文献２の技術において負性抵抗回路部Ｙの負荷容量を異なる周波数帯域に対応させて切り換えるには、発振トランジスタのエミッタ−コレクタ間のコンデンサにスイッチングダイオードを直列接続した上、このスイッチングダイオードをオン・オフさせることにより行われる。前記スイッチングダイオードのオン・オフは、負性抵抗回路部Ｙにシフト信号供給用の外部端子を別途設け、この外部端子からスイッチングダイオードにシフト信号を供給することによって行われる。

また、特許文献３の技術において増幅回路部Ｚのフィルタのインピーダンスを異なる周波数帯域に対応させて切り換える場合は、増幅回路部Ｚにインダクタンス可変用のスイッチングダイオードを設けた上、シフト信号によってこのスイッチングダイオードをオン・オフすることにより行われる。この場合も特許文献２の技術と同様に、増幅回路部Ｚにシフト信号供給用の外部端子が別途設けられていた。
特開２００３−２３３３２０号公報 特開２００１−１４４５３５号公報 特開平１１−１６８３２４号公報

しかしながら上述した従来の電圧制御型発振器において、負性抵抗回路部Ｙの負荷容量や増幅回路部Ｚのフィルタのインピーダンスを異なる周波数帯域の切り換えに対応させて切り換えるには、共振回路部Ｘにおけるシフト信号を供給するための外部端子（シフト端子Ｖｓ）とは別に負性抵抗回路部Ｙ、増幅回路部Ｚのそれぞれにシフト信号を供給するための外部端子が必要となり、電圧制御型発振器の構成が複雑化してしまうという問題があった。

また、外部端子から供給されるシフト信号中には通常ノイズが含まれているため、シフト信号供給用の外部端子１個につき最低１個のノイズカット用コンデンサが必要となる。従って、シフト信号供給用の外部端子の個数が増えるとそれに応じてノイズカット用のコンデンサの個数も増えるため、これによっても電圧制御型発振器の構成が複雑化してしまうという問題があった。

本発明は上記欠点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、いずれの周波数帯域においても安定して所望の発振信号を出力することができる構成の簡単なマルチバンド型の電圧制御型発振器を提供することにある。

本発明の電圧制御型発振器は、バリキャップダイオード及び共振素子を備え、前記バリキャップダイオードの容量値を変化させることによって共振周波数を制御するとともに、外部からのシフト信号によって発振周波数帯域の切り換えを行う共振回路部と、発振用トランジスタ及び負荷容量部を備え、前記発振用トランジスタによって前記共振回路部の共振周波数に基づき発振信号を出力する負性抵抗回路部と、増幅用トランジスタ及びフィルタを備え、前記増幅用トランジスタによって前記負性抵抗回路部からの発振信号を増幅するとともに、該増幅した信号を前記フィルタを介して外部へ出力する増幅回路部と、を含んでなる電圧制御型発振回路であって、前記負荷容量部及び前記フィルタの容量成分を前記シフト信号によって同時に可変させるようになしたことを特徴とするものである。

本発明の電圧制御型発振器によれば、共振回路部に設けたシフト端子から供給されるシフト信号によって共振回路部の発振周波数帯域の切り換えを行うのと同時に、前記シフト信号を負性抵抗回路部及び増幅回路部にも供給して、負性抵抗回路部の負荷容量部及び増幅回路部のフィルタの容量成分を一括的に可変させるようになしたことから、従来例のように負性抵抗回路部及び増幅回路部に共振回路部とは別個にシフト信号を供給するための外部端子やノイズカット用のコンデンサの個数を増やす必要はなく、全体の構成を簡素に維持しつつ、いずれの周波数帯域においても安定して所望の発振信号を出力することができるようになる。

以下、本発明を添付図面に基づいて詳細に説明する。

図１は本発明の電圧制御型発振器の回路構成を示す等価回路図である。尚、本実施形態においては異なる２つの発振周波数帯域の周波数を出力することができるデュアルバンド型の電圧制御型発振器を例に説明する。

同図に示す電圧制御型発振器は、発振回路部Ｘ、負性抵抗回路部Ｙ及び増幅回路部Ｚを有し、各回路部Ｘ、Ｙ、Ｚにはそれぞれシフト回路Ｓ１〜Ｓ３が設けられている。

（共振回路部Ｘ）
前記共振回路部Ｘは、ストリップラインＳＬ１、可変容量ダイオードＤｖ、ストリップラインＳＬ２及びコンデンサＣ３から成る共振素子、コンデンサＣ１、Ｃ４、Ｃ６、及び第１のスイッチングダイオードＤｓ１、インダクタ素子Ｌ１、コンデンサＣ２、Ｃ５、シフト端子Ｖｓから成る第１のシフト回路Ｓ１を含んで構成されている。

前記第１のシフト回路Ｓ１は、コンデンサＣ４とグランドとの間にコンデンサＣ５を配置させるとともに、コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５の接続点とシフト端子Ｖｓとをインダクタ素子Ｌ１を介して接続し、第１のスイッチングダイオードＤｓ１のアノードをコンデンサＣ４及びコンデンサＣ５の接続点に、カソードをグランドにそれぞれ接続することにより構成されている。またインダクタ素子Ｌ１−シフト端子Ｖｓの接続点とグランドとの間にはノイズカット用のコンデンサＣ２が配置されている。

このような構成から成る第１のシフト回路Ｓ１によって異なる２つの発振周波数帯域（高周波側と低周波側）の切り換えを行うようにしている。まず、高周波側の発振周波数帯域とするには、シフト端子Ｖｓからローレベルのシフト信号（バイアスがゼロの場合を含む）を第１のスイッチングダイオードＤｓ１に印加して、第１のスイッチングダイオードＤｓ１をオフにする。この場合、バリキャップダイオードＤｖ、ストリップラインＳＬ１、コンデンサＣ３、Ｃ４から成る共振回路において、コンデンサＣ４に対しコンデンサＣ５が直列接続されることとなり、バリキャップダイオードＤｖに対し並列に接続される容量成分が、コンデンサＣ４とコンデンサＣ５の合成容量に相当し、その結果、高周波側の発振周波数帯域とすることができる。

一方、低周波側の発振周波数帯域とするには、シフト端子Ｖｓからハイレベルのシフト信号を第１のスイッチングダイオードＤｓ１に印加して、第１のスイッチングダイオードＤｓ１をオンにする。この場合、バリキャップダイオードＤｖ、ストリップラインＳＬ１コンデンサＣ３、Ｃ４から成る共振回路において、スイッチングダイオードＤｓ１の寄生容量とコンデンサＣ５との並列接続に対し、コンデンサＣ４が直列接続されることとなり、この場合、共振回路の合成容量が第１のスイッチングダイオードＤｓ１をオフにした場合に比して大きくなり、低周波側の発振周波数帯域とすることができる。

尚、共振回路部Ｘは外部制御端子Ｖｔを備えており、この外部制御端子Ｖｔから可変容量ダイオードＤｖの容量成分を制御する制御電圧が供給されるようになっている。このようにして、可変容量ダイオードＤｖに印加される制御電圧を所定値に制御することにより、ストリップラインＳＬ２、コンデンサＣ３、Ｃ４から成るＬＣ共振回路に、可変容量ダイオードＤｖの容量成分を付加し、共振周波数の微調整を行っている。

（負性抵抗回路部Ｙ）
前記負性抵抗回路部Ｙは、発振用トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、インダクタ素子Ｌ２、コンデンサＣ８、Ｃ１０、及び第２のスイッチングダイオードＤｓ２、コンデンサＣ９、インダクタ素子Ｌ３から成る第２のシフト回路Ｓ２を含んで構成されている。

かかる負性抵抗回路部Ｙにおいて、発振用トランジスタＴｒ１のコレクタを高周波的に接地させるコルピッツ回路を形成して発振条件を成立させている。すなわち、負性抵抗回路部Ｙの発振用トランジスタＴｒ１のコレクタを高周波的に接地すれば、ベースから見たインピーダンスは負性となり、そして、発振用トランジスタＴｒ１のベースに共振回路部Ｘを結合コンデンサＣ６を介して接続し、他端を接地すれば、この回路は共振回路部Ｘの振幅特性とトランジスタの負性利得が１以上で共振回路と発振用トランジスタＴｒ１の負性の位相角の和が２ｎπ（ｎは整数）となる条件を満たす周波数にて発振する。

また負性抵抗回路部Ｙに設けられている第２のシフト回路Ｓ２は、コンデンサＣ８とグランドとの間にコンデンサＣ９を配置させるとともに、コンデンサＣ８−コンデンサＣ９の接続点と前記シフト端子Ｖｓとをインダクタ素子Ｌ３及びバイパスラインＢＬを介して接続し、コンデンサＣ８−コンデンサＣ９の接続点とグランドとの間に第２のスイッチングダイオードＤｓ２を配置させることにより構成されている。尚、第２のスイッチングダイオードＤｓ２はアノードがコンデンサＣ８−コンデンサＣ９の接続点に、カソードがグランドに接続されている。

高周波側の発振周波数帯域で発振させる場合、シフト端子Ｖｓから第１のスイッチングダイオードＤｓ１にローレベルのシフト信号が供給されるとともに、このシフト信号がバイパスラインＢＬを経由して第２のスイッチングダイオードＤｓ２にも供給され、第２のスイッチングダイオードＤｓ２がオフになる。この場合、コンデンサＣ８に対してコンデンサＣ９が直列接続されることになり、負性抵抗回路部Ｙにおける負荷容量部の容量成分がコンデンサＣ８とコンデンサＣ９の合成容量に相当し、その結果、負性抵抗回路部Ｙの動作範囲を高周波側の発振周波数帯域にマッチングさせることができる。

一方、低周波側の発振周波数帯域で発振させる場合、第１のスイッチングダイオードＤｓ１にハイレベルのシフト信号が供給されるとともに、このシフト信号がバイパスラインＢＬを経由して第２のスイッチングダイオードＤｓ２にも供給され、第２のスイッチングダイオードがオンになる。この場合、第２のスイッチングダイオードＤｓ２の寄生容量とコンデンサＣ９との並列接続に対し、コンデンサＣ８が直列接続されることになり、負性抵抗回路部Ｙにおける負荷容量部の容量成分が第２のスイッチングダイオードＤｓ２をオフにした場合に比して増加し、負性抵抗回路部Ｙの動作範囲を低周波側の発振周波数帯域にマッチングさせることができる。

このようにして共振回路部Ｘのシフト端子Ｖｓから供給されるシフト信号を負性抵抗回路部スイッチ回路Ｓ２にも供給することによって、第２のスイッチングダイオードＤｓ２のオン・オフを制御し、これによって負性抵抗回路部Ｙにおいて、異なる２つの発振周波数帯域に対応した最適な発振条件に切り換えることができる。

（増幅回路部Ｚ）
前記増幅回路部Ｚは、増幅用トランジスタＴｒ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ストリップラインＳＬ３、コンデンサＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１３、Ｃ１４、及び第３のスイッチングダイオードＤｓ３、コンデンサＣ１２から成る第３のシフト回路Ｓ３を含んで構成されており、負性抵抗回路部Ｙからの発振信号を増幅させて出力端子Ｖｏから出力する。

このような増幅回路部Ｚに設けられている第３のシフト回路Ｓ３は、コンデンサＣ１１とグランドとの間にコンデンサＣ１２を配置させるとともに、コンデンサＣ１１−コンデンサＣ１２の接続点をインダクタ素子Ｌ４及びバイパスラインＢＬを介してシフト端子Ｖｓに接続し、コンデンサＣ１１−コンデンサＣ１２の接続点とグランドとの間に第３のスイッチングダイオードＤｓ３を配置させることにより構成されている。尚、第３のスイッチングダイオードＤｓ３のアノードはコンデンサＣ１１−コンデンサＣ１２の接続点に、カソードはグランドに接続されている。

高周波側の発振周波数帯域で発振させる場合、シフト端子Ｖｓから第１のスイッチングダイオードＤｓ１にローレベルのシフト信号が供給されるとともに、このシフト信号がバイパスラインＢＬを経由して第３のスイッチングダイオードＤｓ３にも供給され、第３のスイッチングダイオードＤｓ３がオフになる。この場合、ストリップラインＳＬ３とコンデンサＣ１１とから成るフィルタにおいて、コンデンサＣ１１に対しコンデンサＣ１２が直列接続されることになり、その結果、フィルタの容量成分がコンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との合成容量に相当し、高周波側の発振周波数帯域に対応したフィルタ特性とすることができる。

一方、低周波側の発振周波数帯域で発振させる場合、第１のスイッチングダイオードＤｓ１にハイレベルのシフト信号が供給されるとともに、このフト信号がバイパスラインＢＬを経由して第３のスイッチングダイオードＤｓ３にも供給され、第３のスイッチングダイオードＤｓ３がオンになる。この場合、ストリップラインＳＬ３とコンデンサＣ１１とから成るフィルタにおいて、第３のスイッチングダイオードＤｓ３の寄生容量とコンデンサＣ１２との並列接続に対し、コンデンサＣ１１が直列接続されることになり、その結果、第３のスイッチングダイオードＤｓ３をオフにした場合に比しフィルタの容量成分が増加し、低周波側の発振周波数帯域に対応したフィルタ特性とすることができる。

尚、各シフト回路Ｓ１〜Ｓ３にはインダクタ素子Ｌ１、Ｌ３、Ｌ４が設けられており、これによって発振信号が出力端子Ｖｏ以外の端子に漏れるのを有効に防止している。

かくして上述した本発明の電圧制御型発振器は、シフト端子Ｖｓより入力されるシフト信号によって共振回路部Ｘに設けた第１のスイッチングダイオードＤｓ１のオン・オフを行うことにより共振回路部の容量を可変させて周波数帯域の切り換えを行うとともに、前記シフト信号をバイパスラインＢＬを介して負性抵抗回路部Ｙに設けた第２のシフト回路及び増幅回路部Ｚに設けた第３のシフト回路に供給して第２のスイッチングダイオードＤｓ２及び第３のスイッチングダイオードＤｓ３のオン・オフを行うことにより、負性抵抗回路部Ｙの負荷容量及び増幅回路部Ｚのフィルタの容量成分を一括的に可変させて、負性抵抗回路部Ｙにおける発振条件及び増幅回路部Ｚにおけるフィルタの通過帯域を、それぞれの周波数帯域に適したものとなすことができいずれの周波数帯域においても安定して所望の発振信号を出力することが可能となる。しかもこの場合、負性抵抗回路部Ｙ及び増幅回路部Ｚに共振回路部Ｘとは別個にシフト信号を供給するための外部端子やノイズカット用のコンデンサを設ける必要はないため、電圧制御型発振器全体の構成を簡素に維持することができる。

次に上述した本発明の電圧制御型発振器の全体構造を図２を用いて説明する。

この電圧制御型発振器は、回路基板１の主面にダイオードやチップ抵抗等の電子部品素子２を搭載するとともに、回路基板内部にストリップラインや容量形成電極等の配線パターン（図示せず）を形成した構造を有している。そして、これらの配線パターン及び電子部品素子２をビアホール導体等を介して接続させることにより、図１に示す電子回路を構成している。

また、回路基板１の側面には、図１の各種端子と対応した外部端子電極３が形成されている。この外部端子電極３は、回路基板１の側面に半円柱状のスルーホールを形成するとともに、該スルーホール内面に導体膜を被着させることにより形成される。そして、電圧制御型発振器をマザーボード等の外部配線基板に搭載した上、外部端子電極３と外部配線基板上の電極パッドとを半田等の導電性接着剤を介して接合することにより、電圧制御型発振器が外部配線基板に電気的・機械的に接続されるようになっている。

本実施形態においては、８個の外部端子電極３が形成されており、回路基板１の外周４辺の略中央に形成されている４個の外部端子電極がグランド端子として、それ以外の４個の外部端子電極のうち１つがシフト端子Ｖｓとして機能する。

上述のように本発明の電圧制御型発振器によれば、発振周波数帯域の切り換えに応じて負性抵抗回路部Ｙの負荷容量及び増幅回路部Ｚのフィルタ特性の切り換えを、共振回路部Ｘに設けたシフト端子Ｖｓから供給されるシフト信号で行うことができるようになる。従って、シフト端子用の外部端子電極３を回路基板１の側面に１個設けるだけで良く、外部端子電極用のスルーホールの個数が減る分、回路基板１の上面を電子部品素子２を搭載するために有効利用することができるようになり、電圧制御型発振器の全体構造を小型化することが可能となる。また、電圧制御型発振器が搭載される外部配線基板側のシフト端子用の外部端子電極３と対応する電極パッドの数も減らすことができるため外部配線基板の小型化につながるという利点もある。

尚、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更、改良等が可能である。

例えば上述した実施形態においては、異なる２つの周波数帯域の周波数を発振出力することができるデュアルバンドの電圧制御型発振器を例に説明したが、例えば図３に示す如く、３以上の周波数帯域の周波数を発振出力することができる電圧制御型発振器にも本発明を適用できる。この電圧制御型発振器は４つの周波数帯域に切り換えることができ、上述したデュアルバンド型の電圧制御型発振器に、前記第１〜第３のシフト回路と同様の回路構成から成るシフト回路Ｓ１’〜Ｓ３’を加えることより簡単に形成できる。前記シフト回路Ｓ１’は共振回路部Ｘに、前記シフト回路Ｓ２’は負性抵抗回路部Ｙに、前記シフト回路Ｓ３’は増幅回路部Ｚにそれぞれ設けられており、これらのシフト回路Ｓ１’〜Ｓ３’はバイパスラインＢＬ’を介して相互に接続されている。そして、シフト回路Ｓ１’に設けたシフト端子Ｖｓ’から供給されるシフト信号によって、共振回路部Ｘ、負性抵抗回路部Ｙ、増幅回路部Ｚの容量成分を同時に可変させるようにしている。これによって４つの周波数帯域の切り換えを行うとともに、負性抵抗回路部Ｙにおける発振条件及び増幅回路部Ｚにおけるフィルタの通過帯域を、それぞれの周波数帯域に適したものとなすことができ、いずれの周波数帯域においても安定して所望の発振信号を出力することが可能となる。しかも、負性抵抗回路Ｙ及び増幅回路部Ｚに共振回路部Ｘとは別個にシフト信号を供給するための外部端子やノイズカット用のコンデンサを設ける必要はないため、全体構成が簡単な電圧制御型発振器となすことができる。

本発明の電圧制御型発振器の回路構成を示す等価回路図である。 電圧制御型発振器の斜視図である。 本発明の他の実施形態にかかる電圧制御型発振器の回路構成を示す等価回路図である。 従来の電圧制御型発振器の回路構成を示す等価回路図である。

符号の説明

Ｘ・・・共振回路部
Ｙ・・・負性抵抗回路部
Ｚ・・・増幅回路部
Ｓ１〜Ｓ３・・・シフト回路
Ｄｖ・・・バリキャップダイオード
Ｄｓ・・・スイッチングダイオード
Ｔｒ１・・・発振用トランジスタ
Ｔｒ２・・・増幅用トランジスタ
ＢＬ・・・バイパスライン

Claims (1)

1. バリキャップダイオード及び共振素子を備え、前記バリキャップダイオードの容量値を変化させることによって共振周波数を制御するとともに、外部からのシフト信号によって発振周波数帯域の切り換えを行う共振回路部と、
   発振用トランジスタ及び負荷容量部を備え、前記発振用トランジスタによって前記共振回路部の共振周波数に基づき発振信号を出力する負性抵抗回路部と、
   増幅用トランジスタ及びフィルタを備え、前記増幅用トランジスタによって前記負性抵抗回路部からの発振信号を増幅するとともに、該増幅した信号を前記フィルタを介して外部へ出力する増幅回路部と、を含んでなる電圧制御型発振回路であって、
   前記負荷容量部及び前記フィルタの容量成分を前記シフト信号によって同時に可変させるようになしたことを特徴とする電圧制御型発振器。

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