JP2007036822A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007036822A JP2007036822A JP2005218859A JP2005218859A JP2007036822A JP 2007036822 A JP2007036822 A JP 2007036822A JP 2005218859 A JP2005218859 A JP 2005218859A JP 2005218859 A JP2005218859 A JP 2005218859A JP 2007036822 A JP2007036822 A JP 2007036822A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation
- frequency
- vco
- output
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
【課題】VCO(電圧制御発振器)の発振出力の周波数依存性を低減し、制御周波数範囲内でより安定した発振出力が得られるようにする。
【解決手段】トランジスタを含んで発振信号を生成する発振回路部と、共振回路を構成する可変容量ダイオードを含んで発振周波数を変更可能とする共振回路部と、発振回路部から出力された発振信号を増幅して外部に出力するバッファ回路部とを備えたVCOで、発振回路部と共振回路部との結合部に、インダクタンス成分を有する回路要素(例えばマイクロストリップライン又はチップインダクタ)を挿入する。
【選択図】図1
【解決手段】トランジスタを含んで発振信号を生成する発振回路部と、共振回路を構成する可変容量ダイオードを含んで発振周波数を変更可能とする共振回路部と、発振回路部から出力された発振信号を増幅して外部に出力するバッファ回路部とを備えたVCOで、発振回路部と共振回路部との結合部に、インダクタンス成分を有する回路要素(例えばマイクロストリップライン又はチップインダクタ)を挿入する。
【選択図】図1
Description
本発明は、電圧制御発振器に係り、特に周波数依存性が少なく安定した出力が得られる電圧制御発振器の回路構成に関する。
電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator/以下、VCOと言う)は、送受信時の無線周波を創り出すキーパーツとして携帯電話機や無線LANをはじめとする各種の通信機器で従来から使用されている。
かかるVCOは、図7に示すようにトランジスタQ1を含んで発振信号を生成する発振回路部11と、共振回路を構成する可変容量ダイオードD1を含んで発振周波数を制御可能とする共振回路部12と、発振回路部11から出力された発振信号を増幅して外部に出力するバッファ回路部13とを備え、周波数制御端子Cを通じて可変容量ダイオードD1に印加する電圧を制御することで所望の周波数の発振信号を出力端子Pから得ることが出来る。
各回路部11〜13を構成する素子は、多層基板の表面に実装または基板内部に作成される。図8はこのような従来のVCOの基板表面の一部を示す平面図であるが、基板表面には、上記発振回路部11およびバッファ回路部13に含まれるトランジスタQ1,Q2や一部の回路素子(コンデンサC4,C6等)がチップ部品として表面実装されている。
また、このようなVCOを開示するものとして下記特許文献がある。
特開2002‐280831号公報
ところで、VCOは、一般に要求される電気的特性として、周波数に依存しない安定した出力が得られることが望ましい。VCOの制御発振周波数の範囲内における出力信号の大きさが発振信号の低周波側から高周波側まで出来るだけ同一値になっていることが当該周波数範囲を利用するシステム(例えばVCOを内蔵する携帯電話機等)の特性安定に繋がるからである。
ところが従来のVCOでは、上記発振回路部や共振回路部を構成する各素子の特性値を調整することで発振出力を調整することはあるものの、回路構成として発振出力を安定化させる特別な工夫は特になされていないのが現状である。
したがって、発振信号の出力が周波数によって変動し、図9に示すように制御端子Cに印加される制御電圧が大きくなる(従って発振周波数が高くなる)につれ、出力端子Pから出力される発振信号の出力が低下し、制御端子Cに印加される制御電圧が低い(発振周波数が低い)ときの発振出力と、制御電圧が高い(発振周波数が高い)ときの発振出力との差が大きくなる問題が生じ得る。特に、制御周波数範囲が広い(例えば発振周波数の10%以上)場合にはこのような問題が顕著となり、VCOの要求仕様を満たすことが出来ず、製品歩留りを低下させることがある。
したがって、本発明の目的は、VCOの発振出力の周波数依存性を低減し、制御周波数範囲内でより安定した発振出力が得られるようにすることにある。
前記課題を解決し目的を達成するため、本発明に係るVCO(電圧制御発振器)は、トランジスタを含んで発振信号を生成する発振回路部と、共振回路を構成する可変容量ダイオードを含んで発振周波数を制御可能とする共振回路部と、前記発振回路部から出力された発振信号を増幅して外部に出力するバッファ回路部とを備えた電圧制御発振器であって、前記発振回路部と前記共振回路部との結合部に、インダクタンス成分を有する回路要素を挿入した。
本発明は、実験検討を行う中で得られたもので、発振回路部と共振回路部との間に導体線路(マイクロストリップライン)を挿入することにより出力特性が改善された実験結果に基づくものである。この導体線路の機能は、主としてインダクタ成分としての機能であると考えられる。
高周波回路では各回路部間のインピーダンスの整合をとることが特に重要となるが、VCOのように信号周波数が変化するデバイスにあっては各回路部間の整合状態も変化し、当初最適状態に整合されていても周波数の変移に伴い最適状態から整合がずれてしまうことがある。これが、VCOにおいて発振周波数により出力が変動してしまう原因のひとつと考えられる。
本発明では、インダクタ成分を発振回路部と共振回路部との間に挿入することにより、両回路部間のインピーダンスの整合性が従来より良好となり、共振回路部から発振回路部への信号の反射量を最適化しかつ整合の帯域幅を広げることが可能となる。
上記回路要素は、例えば、発振回路部と共振回路部との間に直列に挿入したマイクロストリップラインとすることが出来る。
上記回路要素をこのようにラインで構成すれば、本発明に言うインダクタ成分を有する回路要素を、発振回路部と共振回路部とを接続する配線(導体線路)と兼用とすることができ、当該配線を利用して本発明に係る回路要素を構成することが出来るから、VCO内に別個新たに回路素子を設けなくても済む利点がある。
上記マイクロストリップラインは、その長さを例えば1.0mmから2.6mmの範囲内とすることが望ましい。実験結果に基づいて後に説明するが、この範囲内とすることにより、低周波信号出力時と高周波信号出力時との間の出力差を小さく抑えることができ、より安定した発振出力を得ることが出来る。また、2.6mm以下の長さ寸法とすることは、VCOのサイズを小さく抑えて当該デバイスを小型化する点からも好ましい。
上記回路要素はチップインダクタであっても良い。同様にインダクタ成分を有するからである。
さらに上記回路要素は、インダクタンス値が0.3nHから1.2nHの範囲内にあるものを使用することが好ましい。このようなインダクタンス値を有する回路要素を発振回路部と共振回路部との間に挿入すれば、特に高い周波数帯(当該VCOからの出力信号の周波数が例えば3GHz〜4GHz)のVCOにおいて周波数依存性を低減し、より安定した発振出力を得ることが出来る。
本発明に係る電圧制御発振器によれば、VCOの発振出力の周波数依存性を低減し、制御周波数範囲内でより安定した発振出力を得ることが出来る。
本発明の他の目的、特徴および利点は、図面に基づいて述べる以下の本発明の実施の形態の説明により明らかにする。尚、前記図7および図8も含め各図中、同一の符号は、同一又は相当部分を示す。また、本発明は下記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で種々の変更を行うことが出来ることは当業者にとって明らかである。
図1は、本発明の一実施形態に係るVCOを示す回路図である。同図に示すようにこのVCOは、前記図7に示した従来のVCOと同様に、発振回路部11(発振段)と共振回路部12(共振段)とバッファ回路部13(バッファ段)とを備え、電源端子B、発振信号を出力する出力端子Pおよび発振信号の周波数を制御するための周波数制御端子Cを有するが、前記従来のVCOと異なり、発振段11と共振段12との間にインダクタL4を挿入したものである(以下、このインダクタL4を整合インダクタという)。
以下、各回路部について述べ、その後、本発明ないし本実施形態の特徴部分である整合インダクタL4について説明する。
発振段11は、トランジスタQ1とその周辺回路(帰還回路およびバイアス回路)を構成するコンデンサC6,C11、抵抗R3,R4,R5およびインダクタL3を有する。より具体的には、トランジスタQ1のコレクタを、コンデンサC10を介して接地すると共に、バッファ段のトランジスタQ2のエミッタに接続する。トランジスタQ1のエミッタは、直列に接続された抵抗R5およびインダクタL3を介して並びにコンデンサC11を介してそれぞれ接地されると共に、コンデンサC12を介してバッファ段13のトランジスタQ2のベースに接続され、またコンデンサC6を介して当該トランジスタQ1のベースに接続される。トランジスタQ1のベースは、さらに抵抗R3および抵抗R4の各一端並びに共振段12のコンデンサC4の一端に接続される。
共振段12は、発振段11(トランジスタQ1のベース)との結合部に直列に挿入したコンデンサC4と、可変容量ダイオード(バリキャップダイオード)D1およびレゾネータResoからなる直列共振回路と、この直列共振回路とコンデンサC4との間に並列に接続した周波数調整用のコンデンサC3と、前記直列共振回路と周波数制御用の電圧信号が入力される周波数制御端子Cとの間に挿入したインダクタL1と、このインダクタL1と周波数制御端子Cとの間に並列に接続したコンデンサC1とを備えている。
また、上記直列共振回路を構成するバリキャップダイオードD1は、カソード側をインダクタL1を介して周波数制御端子Cに接続し、アノード側をレゾネータResoを介して接地してある。また、上記インダクタL1は周波数制御端子CとコンデンサC4とを接続する伝送路上に直列に挿入し、コンデンサC1は当該伝送路に対し並列に接続して一端を接地する。これらインダクタL1およびコンデンサC1は、発振段11で生成された発振信号が周波数制御端子Cを通じて外部へ漏出することを防ぐと共に外部から高周波信号が侵入することを阻止するデカップリング機能を果たす。
バッファ段13は、トランジスタQ2とその周辺回路を形成するコンデンサC7,C8,C10,C13、インダクタL2および抵抗R2とを有する。より具体的には、トランジスタQ2のコレクタを、インダクタL2を介して電源端子Bに接続する一方、コンデンサC8を介して接地し、かつコンデンサC7を介して出力端子Pに接続する。電源端子BとインダクタL2との間には、一端が接地されたコンデンサC13を並列に接続する。トランジスタQ2のベースは、抵抗R2を介して電源端子Bに、また発信段11の抵抗R3の一端にそれぞれ接続する。さらに当該トランジスタQ2のベースは、発振段11のコンデンサC12の一端に接続される。トランジスタQ2のエミッタは、コンデンサC10を介して接地されると共に発振段11のトランジスタQ1のコレクタに接続される。
尚、上記各段11〜13の具体的な回路構成は、様々に変更が可能であり、上記例に限定されるものではない。
一方、本実施形態のVCOでは、発振段11(トランジスタQ1のベース)と共振段12(コンデンサC4)との間に、前記整合インダクタL4を直列に挿入する。この整合インダクタL4は、後に述べるように例えば上記多層基板の表面に形成したマイクロストリップラインにより構成することが可能である。
図2は、本実施形態に係るVCOの基板表面における素子の配置を示す平面図である。この図に示すように本実施形態のVCOでは、前記従来のVCO(図8)と同様に、発振段11およびバッファ段13を構成するトランジスタQ1,Q2、トランジスタQ1のベースに接続されるコンデンサC6、共振段12の発振段11への結合部に設けるコンデンサC4、およびバリキャップダイオードD1(図2では図示せず)等を、チップ部品を使用して多層基板の表面に実装する。多層基板としては、例えばガラスエポキシ基板を使用し、基板表裏面および内層の導体パターンは、銅箔をパターニングして形成する。尚、当該多層基板としては、セラミック基板や樹脂材料に各種のセラミック材料を混ぜた複合材料からなる多層基板その他を使用することも可能である。
一方、本実施形態では、コンデンサC6(トランジスタQ1)とコンデンサC4とを電気的に接続する伝送線路として、基板表面をミアンダ状に所定の距離だけ引き回したマイクロストリップラインを使用し、これにより発振段11と共振段12との間に前記整合インダクタL4を挿入する。このマイクロストリップラインL4は、具体的には、幅を例えば0.2mm、長さを例えば1.2mmとする。また、当該ラインL4の下方(基板内部)には、厚さ例えば0.1mmのガラスエポキシ樹脂層(誘電率約3.8)を介してグランド電極(銅箔)を設け、これによりマイクロストリップライン構造を形成する。
尚、当該マイクロストリップラインL4の長さは、後に図5を参照して説明するように2.2mmとすることが発振出力の偏差を最小に抑えられる点で好ましいが、本実施形態では、VCOの小型化を図るため上記長さとした。
このような本実施形態のVCOでは、電源端子Bから発振段11のトランジスタQ1に電力が供給されると共に、周波数制御端子Cから任意の直流電圧がインダクタL1を介してバリキャップダイオードD1に印加される。
発振段11で発生した発振信号は、トランジスタQ1のエミッタからそこに接続されたコンデンサC12を介してバッファ段13に入力される。バッファ段13においては、電源端子Bから電力がトランジスタQ2に供給されこれが駆動される。このバッファ段13は、発振段11から入力された信号を増幅すると共に、出力端子Pに接続される外部接続回路との間のインピーダンスの整合を図り、当該外部接続回路のインピーダンス変動によって発振動作が不安定となることを防ぐ機能を果たす。
尚、このようなインピーダンスの調整は、出力端子PとトランジスタQ2のコレクタとの間に挿入されたコンデンサC7と、出力端子Pとグランドとの間に挿入されたコンデンサC8と、トランジスタQ2のコレクタと電源端子Bとの間に挿入されたインダクタL2の各定数の組み合わせにより行う。
バッファ段13で増幅された発振信号は、トランジスタQ2のコレクタに接続したコンデンサC7を介して出力端子PからVCOの出力信号として出力される。尚、この出力信号の周波数は、上記周波数制御端子Cを通じて印加された電圧の大きさに対応して変化するバリキャップダイオードD1の容量値と、レゾネータResoおよび発振段11の他のコンデンサC3,C4,C6,C11の容量値との関係により決定される。
図3は、周波数制御端子Cに印加される制御電圧と、出力端子Pから出力される発振信号の発振周波数との関係を示すもので、同図に示すように印加する制御電圧の大きさに略比例した周波数の信号が出力端子Pから出力される。
また図4は、上記実施形態のVCOについて、周波数制御端子Cに印加される制御電圧と、出力端子Pから出力される電力との関係を前記図9と同様に示すものである。この図から明らかなように、前記従来のVCO(図9)に較べて本実施形態のVCOでは、制御電圧が高く(周波数が高く)なった場合にも出力電力の低下をより小さく抑えることができ、出力電力の周波数依存性を低減することが出来ることが分かる。
尚、従来のVCO(図9)では、制御電圧が0.5Vのとき出力電力は−1.70dBm、制御電圧が2.5Vのとき出力電力は−2.82dBmであるのに対し、本実施形態のVCO(図4)では、制御電圧が0.5Vのとき出力電力は−1.50dBm、制御電圧が2.5Vのとき出力電力は−2.08dBmであり、発振出力特性の平坦性を示す指標として、制御電圧が低いとき(例えば0.5V)の出力電力と制御電圧の高いとき(例えば2.5V)の出力電力との差(以下、偏差という)を用いると、従来のVCOに較べ、本実施形態のVCOは、出力の平坦性を約48.2%向上させることが出来た。このような改善効果が得られた原因について以下考察する。
本発明者は、VCOの回路各部について検討を行ったところ、前記従来のVCO(図7)では、発振段11のトランジスタQ1のベースと共振段12のコンデンサC4との接続点から当該コンデンサC4側を観測した場合のインピーダンス(反射量)が、周波数制御端子Cに印加する制御電圧が低い(即ち周波数が低い)ときと、制御電圧が高い(即ち周波数が高い)ときとで変化していることを測定により見出した。
一方、上記実施形態のVCO(図1)では、トランジスタQ1のベースと整合インダクタL4の接続点から当該インダクタL4側を観測した場合のインピーダンス(反射量)が、周波数制御端子Cに印加する制御電圧が低い(即ち周波数が低い)ときと、制御電圧が高い(即ち周波数が高い)ときとで殆ど変化していないことを実測により確認した。したがって、このようなインピーダンス(反射量)変化の抑制が、発振出力の周波数依存性を低減させ、出力の平坦性を向上させていると考えられる。
さらに実験により、本発明に基づいて発振段11と共振段12との間に挿入する整合インダクタL4のインダクタンス値と発振出力の偏差(制御周波数範囲3〜3.5GHz内での発振出力の最小値と最大値との差)との関係を調べた。結果は、図5に示すように略放物線を描いてインダクタンス値が0.8〔nH〕のときに発振出力の偏差が最小となった。したがって、上記整合インダクタL4としては、例えば0.3nHから1.2nHのインダクタンス値を有するものを使用することが好ましく、略0.8nHのものを用いることが特に好ましい。
また、整合インダクタL4として上記実施形態のようにマイクロストリップラインを用いることを想定し、当該ラインの長さと発振出力の偏差の関係を測定した。当該ラインの長さ以外の条件(ライン幅、誘電体層の厚さ、誘電率等)は、上記実施形態と同一である。結果は図6に示すとおりである。この結果から明らかなように、当該ラインの長さは、1.0mmから2.6mmの範囲内とすることが好ましく、2.2mm程度とすることが特に好ましい。ただし、当該ラインを長くすることは、VCOを小型化する観点からは不利となるため、小型化の要求度合いと出力安定化の必要性とを比較考慮して当該ライン長の長さ範囲で或いはこの範囲に近い値をとるようライン長を適宜選択すれば良い。尚、前記実施形態では、前に述べたようにVCOの小型化を図るため、ライン長を1.2mmとした。
本実施形態に係るVCOの特徴を述べる。VCOを作製する場合、理想的には回路を構成する本来の素子のみで当該回路が形成されることが望ましい。しかしながら、現実には本来の回路素子以外に浮遊容量や寄生インダクタンス等が発生し、これら本来意図しない容量やインダクタンスの影響で特性が設計値から外れてしまうことがある。しかもこれら浮遊容量や寄生インダクタンスはVCOの発振周波数が高くなるにつれその影響が大きくなる傾向がある。一方、VCOでは、一般に基板表面にチップ部品を搭載するための導体パターンを形成する必要があるが、このような導体パターンは浮遊容量や寄生インダクタンスを生じさせる原因ともなり得る。
上記実施形態では、従来から見れば寄生インダクタンスとも考えられる導体パターンのインダクタンス成分を意図的に整合インダクタL4として作成してその効果を利用するもので、新たなチップ部品等を追加することなく出力特性の改善を図ることができ、特に高い周波数帯(例えば3GHz以上)でかつ制御発振周波数範囲が例えば10%を超えるようなVCOにおいて顕著な効果があり有用性が高い。
11 発振回路部(発振段)
12 共振回路部(共振段)
13 バッファ回路部(バッファ段)
B 電源端子
C 周波数制御端子
P 発振信号出力端子
C1,C3,C4,C6,C7,C8,C10,C11,C12,C13 コンデンサ
D1 可変容量ダイオード(バリキャップダイオード)
L1,L2,L3 インダクタ
L4 整合インダクタ
Q1,Q2 トランジスタ
R2,R3,R4,R5 抵抗
Reso レゾネータ
12 共振回路部(共振段)
13 バッファ回路部(バッファ段)
B 電源端子
C 周波数制御端子
P 発振信号出力端子
C1,C3,C4,C6,C7,C8,C10,C11,C12,C13 コンデンサ
D1 可変容量ダイオード(バリキャップダイオード)
L1,L2,L3 インダクタ
L4 整合インダクタ
Q1,Q2 トランジスタ
R2,R3,R4,R5 抵抗
Reso レゾネータ
Claims (4)
- トランジスタを含んで発振信号を生成する発振回路部と、
共振回路を構成する可変容量ダイオードを含んで発振周波数を制御可能とする共振回路部と、
前記発振回路部から出力された発振信号を増幅して外部に出力するバッファ回路部と
を備えた電圧制御発振器であって、
前記発振回路部と前記共振回路部との結合部に、インダクタンス成分を有する回路要素を挿入した
ことを特徴とする電圧制御発振器。 - 前記回路要素が、前記発振回路部と前記共振回路部との間に直列に挿入したマイクロストリップラインである
ことを特徴とする請求項1に記載の電圧制御発振器。 - 前記回路要素がチップインダクタである
ことを特徴とする請求項1に記載の電圧制御発振器。 - 前記回路要素のインダクタンス値が、0.3nHから1.2nHである
ことを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005218859A JP2007036822A (ja) | 2005-07-28 | 2005-07-28 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005218859A JP2007036822A (ja) | 2005-07-28 | 2005-07-28 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007036822A true JP2007036822A (ja) | 2007-02-08 |
Family
ID=37795503
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005218859A Pending JP2007036822A (ja) | 2005-07-28 | 2005-07-28 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007036822A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011101343A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-05-19 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器 |
US8289093B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-16 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
US8416028B2 (en) | 2009-10-05 | 2013-04-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator and electronic component |
US8547183B2 (en) | 2009-10-05 | 2013-10-01 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
CN117713812A (zh) * | 2024-02-04 | 2024-03-15 | 安徽矽磊电子科技有限公司 | 一种用于锁相环的宽带振荡器 |
-
2005
- 2005-07-28 JP JP2005218859A patent/JP2007036822A/ja active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011101343A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-05-19 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器 |
US8283989B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
US8289093B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-16 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
US8416028B2 (en) | 2009-10-05 | 2013-04-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator and electronic component |
US8547183B2 (en) | 2009-10-05 | 2013-10-01 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
CN117713812A (zh) * | 2024-02-04 | 2024-03-15 | 安徽矽磊电子科技有限公司 | 一种用于锁相环的宽带振荡器 |
CN117713812B (zh) * | 2024-02-04 | 2024-04-26 | 安徽矽磊电子科技有限公司 | 一种用于锁相环的宽带振荡器 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5539359A (en) | Voltage-controlled oscillator having voltage-sensitive capacitor with bias supply circuit | |
EP0893878A2 (en) | High frequency oscillating circuit | |
JP4536102B2 (ja) | 発振器 | |
JP2007036822A (ja) | 電圧制御発振器 | |
EP1154560A2 (en) | Voltage controlled oscillator for oscillating signals with high C/N ratio | |
US8547183B2 (en) | Voltage controlled oscillator | |
JP2003332842A (ja) | 発振器 | |
JP2006141057A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
JP2005160077A (ja) | 発振器 | |
US6960964B2 (en) | Oscillator | |
JP2005304085A (ja) | 電圧制御発振器 | |
KR20080011437A (ko) | 발진기 | |
KR100384243B1 (ko) | 위상잡음 개선을 위한 집적회로형 초소형 전압제어발진소자 | |
JP2002171130A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
KR100285307B1 (ko) | 동축공진기를이용한lc발진회로를구비하는전압제어발진기 | |
US20050110584A1 (en) | Oscillator | |
JP2003017936A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JP2005039596A (ja) | 集積化発振回路 | |
JP5336953B2 (ja) | 圧電発振回路 | |
EP1235343A2 (en) | Microwave oscillator having improved phase noise of oscillation signal | |
JP2002353737A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JP2012216950A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JP2003060434A (ja) | 発振器およびそれを用いた電子装置 | |
JP2004080278A (ja) | 発振器 | |
JP2001244740A (ja) | 電圧制御発振回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080304 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080708 |