JP2005241365A - 車輪速信号整形回路 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の課題は、マイコンに精度のよい車輪速信号を入力するため、確実にノイズ成分を除去できる車輪速信号整形回路を提供することにある。
【解決手段】車輪速センサ100の信号出力を2値化した2値化車輪速信号S_com（200内部にて生成）を、定電流源を用いてアナログ積分し電圧閾値V_th-2と比較することにより車輪速2進符号B_p-Aを発生するアナログフィルタ200、またはクロック信号CLKを用いて2値化車輪速信号S_com（200内部にて生成）を計数し計数出力の並列2進カウント符号PBCをカウント閾値C_thと比較して車輪速2進符号B_p-Dを発生するデジタルフィルタ200、を使用することにより課題を解決する。
【選択図】図１

Description

本発明は、車両の走行における車速を検出する車輪速センサに関するものである。

自動車に対する情報化、安全性向上などの社会的ニーズに対応するため、マイコンやセンサを使用した電子装置が多数車両に搭載されるようになってきた。特に車輪速センサは車両の各種制御や情報化、安全性向上における基本センサとして多用されている。車両制御においては、車輪速センサからの車輪速信号をマイコンに入力して処理した後に、各出力ドライバに制御信号が送られる。このため、マイコンに入力される車輪速信号にはノイズの無い精度の良い信号が要求される。
そのため車輪速センサの出力信号を波形整形する車輪速信号整形回路は、高周波成分のノイズを除去するためにローパスフィルタを使用して構成する必要があり、コンデンサと抵抗を使用したフィルタ定数を最適に設定することが大切である。この車輪速信号整形回路を一層小形化するためにはIC化する必要があり、フィルタ定数の内、抵抗値は集積回路構成することはできるが、容量の大きいコンデンサは集積回路で構成することができないという問題がある。このため従来回路では容量の大きいコンデンサをICの外付け部品として使用して、フィルタ定数の最適化と回路の小形化を図っている。このような回路構成を有する車輪速信号整形回路が特許文献１に示されている。
特開２００２−３２３５１１号公報

しかしながらこのような車輪速信号整形回路においても、フィルタ回路定数を決めるコンデンサが外付けになっているため、回路はオールインワンの完全な集積化を達成できず、さらに小形化や低コスト化することが困難である。また、外付けコンデンサはハンダ付け等の物理的な接続個所の増加に伴い、その信頼性に少なからぬ影響を生じる。

本発明の課題は、一層の波形整形能力の向上、回路の小形化と信頼性向上を可能とする車輪速信号整形回路を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

本発明の車輪速信号整形回路は、車輪速センサの出力信号を精度よくマイコンに入力するために、車輪速センサの出力信号をフィルタ回路で波形整形する機能を備えた車輪速信号整形回路において、
フィルタ回路は、車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号をアナログ積分する積分回路と、積分回路の出力を電圧閾値と比較して車輪速2進符号に変換する波形出力回路とを備えたアナログフィルタであり、車輪速センサの出力信号をアナログ積分して車輪の回転数に対応した周波数を有する車輪速2進符号に変換することを特徴とする。

このようにすると、大きな容量のコンデンサを使用せずに、積分回路の働きで車輪速センサの信号出力を最適な車輪速2進符号に変換することができる。その結果、車輪速信号整形回路を全て集積化することができ、その回路の一層の小形化と生産性向上並びに信頼性向上が図れる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、アナログフィルタが、
車輪速センサの出力信号を２値化信号に波形整形するコンパレータと、
そのコンパレータの出力で制御される半導体スイッチと、
その半導体スイッチとグランドの間に接続された第２定電流源と、
直流電源にその一端を接続され他端を前記半導体スイッチに接続された第１定電流源と、
一端を前記第１定電流源に接続され他端をグランドに接続されたコンデンサとを備えた前記積分回路を有し、
半導体スイッチの導通／遮断に応じてコンデンサを定電流で充放電する積分回路の出力を電圧閾値と比較して車輪速2進符号に変換することによりノイズ成分を除去するように構成することができる。

このようにすると、容量の小さいコンデンサに定電流で充放電をおこなう積分回路の働きで、車輪速センサの信号出力をローパスフィルタで最適に波形整形することができる。このコンデンサの容量は定電流による充放電を行わない通常の充放電を使用した標準のローパスフィルタと対比して、そのコンデンサ容量を概ね1/150から1/250に小さく（詳細後述）することが可能である。また、車輪速センサの信号出力に伝送ノイズや点火ノイズ等の高周波ノイズが重畳しているときにも、積分回路の働きでその高周波ノイズを確実に除去することができる。その結果、かなり小さい容量のコンデンサを使用して、周波数等の精度が高い車輪速2進符号を安定に得ることが可能である。

また本発明の車輪速信号整形回路は、第1定電流源の電流値をI₁とし第２定電流源の電流値をI₂としたときに、電流値I₂を2I₁±10%の範囲に収めるように構成することが好ましい。

このようにすると、車輪速センサの出力信号を2値化した2値化車輪速信号によって制御される、コンデンサへの充放電において、充電時の定電流充電と放電時の定電流放電の各電流値の大きさを略等しくすることができ、充電電圧の時間に対する勾配と放電電圧の時間に対する勾配とが略等しくなる。その結果、2値化車輪速信号の主パルスの前縁に対するフィルタ時間とその後縁に対するフィルタ時間が略等しくなって、整形後のパルスデューティ比が略50%となる時間精度の高い車輪速2進符号が得られる。またこの定電流の充放電を利用したフィルタは、車輪速センサの出力信号に重畳した高周波ノイズの影響で、2値化車輪速信号の主パルスの前縁／後縁に発生するパルス列（以後、前述のパルス列を単に、「雑音パルス列」という）に対して、その充放電が蓄積されてしまうことを防ぐため、この雑音パルス列を確実に除去することができる。その結果、周波数等の精度の高い車輪速2進符号を安定に得ることができる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、波形出力回路が、直流電源の電圧V_ccに対してその電圧閾値V_th-2は1/2V_cc±40%の範囲に収めたヒステリシスコンパレータであるように構成することもできる。

このようにすると、アナログフィルタの波形出力回路の電圧閾値V_th-2が回路の電源電圧の略中央値となり、車輪速センサの２値化車輪速信号の“１”の主パルスに高周波ノイズが重畳している場合、あるいは車輪速センサの２値化車輪速信号の“０”の主パルスに高周波ノイズが重畳している場合に対しても、波形出力回路はその高周波ノイズで誤動作すること確実に防止することができる。その結果、周波数等の精度の高い車輪速2進符号を安定に得ることができる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、マイコンをワンチップに集積化したワンチップ・マイコンICに、アナログフィルタを内蔵するように構成することもできる。

このようにすると、車輪速信号整形回路はオールインワンのワンチップIC化が可能となり、一層の小形化とその生産性向上ならびに信頼性向上を実現できる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、車輪速センサの出力信号を精度よくマイコンに入力するために、車輪速センサの出力信号をフィルタ回路で波形整形する機能を備えた車輪速信号整形回路において、
フィルタ回路は、車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号のパルス継続時間をクロック信号で計数し、その計数出力が所定値に達したときに車輪速2進符合を発生するデジタルフィルタであり、車輪速センサの信号出力をクロック信号で計数して車輪の回転数に対応した周波数を有する車輪速2進符号に変換することを特徴とする。

このようにすると、車輪速センサの信号出力を2値化した2値化車輪速信号の主パルスの継続時間を、所定の周波数を有するクロック信号で計数するデジタルフィルタを使用することにより、周波数等の精度の高い車輪速2進符号を安定に得ることができる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、デジタルフィルタが、
車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号がデジタルフィルタの出力の車輪速2進符号と逆相になるときにカウンタリセット信号を発生するカウンタ制御回路と、
カウンタリセット信号でリセットされ、クロック信号でカウントされてカウンタ出力の並列2進カウント符号がカウント閾値に達したときに閾値2進符号を出力するカウンタ回路と、
閾値2進符号が発生するごとにその出力の車輪速2進符号の極性を反転させるフリップフロップ回路とを備え、
車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号のパルス幅をクロック信号で計数し、その計数出力をカウント閾値と比較して車輪速2進符号を発生することによりノイズ成分を除去するように構成することができる。

このようにすると、車輪速センサの信号出力に重畳した高周波ノイズの影響で、車輪速センサの信号出力を2値化した2値化車輪速信号の主パルスに発生した雑音パルス列において、そのパルス幅をクロック信号で計数し、その計数値が所定値（カウント閾値）に達したか否かにて判別するためこの雑音パルス列を確実に除去することができる。その結果、周波数等の精度の高い車輪速2進符号を安定に得ることができる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、アナログフィルタにおける電圧閾値をV_th、第1定電流源の電流値をI₁、コンデンサの容量をC_Tとし、
デジタルフィルタにおけるクロック信号の周波数をf_CLK、2進符号のカウント閾値のC_thを10進数に変換した値をNとしたときに、
N＝C_TV_thf_CLK/I₁の関係式を満たすカウント閾値を有するように構成することもできる。

このようにすると、アナログフィルタのフィルタ特性と等価なフィルタ特性を有するデジタルフィルタを実現することができ、その機能を最適化することができる。その結果、周波数等の精度の高い車輪速2進符号を安定に得ることができる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、カウンタ制御回路に、車輪速2進符号が“１”のときに2値化車輪速信号の“０”でカウンタリセット信号を発生し、車輪速2進符号が“０”のときに2値化車輪速信号の“１”でカウンタリセット信号を発生するゲート論理回路を適用し、ゲート論理回路の出力でカウンタのリセットを制御するように構成することもできる

このように、車輪速2進符号の主パルスの前縁で生じる雑音パルス列に対する計数をリセットするカウンタリセット信号（雑音パルス列の各パルスの“０”で発生）と、車輪速2進符号の主パルスの後縁で生じる雑音パルス列に対する計数をリセットするカウンタリセット信号（雑音パルス列の各パルスの“１”で発生）とを、車輪速２進符号の“１”／“０”の極性に合わせて切り替え、同一のカウンタ回路に供給できるようにする。その結果、2値化車輪速信号の“１”の主パルスの前縁に生じる雑音パルス列の“１”で第１カウンタのリセットを制御し、2値化車輪速信号の“１”の主パルスの後縁の雑音パルス列の“０”で第２カウンタのリセットを制御するように働く２つのカウンタを有する標準的構成の車輪速信号整形回路に比して、本発明の車輪速信号整形回路は１つのカウンタを共有することにより、２つのカウンタの間の誤差が生じないため、パルスデューティ比が略50%となる時間精度の高い車輪速2進符号が得られる他、回路構成が簡単になり、その分コスト低減と小形化が図れる。

また本発明の車輪速信号整形回路は、マイコンをワンチップに集積化したワンチップ・マイコンICに、デジタルフィルタを内蔵するように構成してもよい。

このようにすると、車輪速信号整形回路はオールインワンのワンチップIC化が可能となり、一層の小形化とその生産性向上ならびに信頼性向上を実現できる。

以下、添付の図面を参照しつつ本発明の車輪速信号整形回路の最良形態について説明する。図１に車輪速信号整形回路の基本構成を示す。正弦波状のアナログ信号を発生する電磁ピックアップ方式あるいは矩形波状のパルス信号を発生するMRE[Magnet-Resistance Effect]型（磁気抵抗素子／ホール素子を使用）等を使用した車輪速センサ100は車輪の回転数に比例する周波数を有する車輪速信号S_pを発生し、その信号出力を車輪速信号整形回路200に入力する。この車輪速信号S_pはアナログフィルタまたはデジタルフィルタを使用したフィルタ回路で波形整形されて、車輪速2進符号B_p（アナログフィルタの場合はB_p-A、デジタルフィルタの場合はB_p-D）を発生する。この車輪速2進符号B_pはマイコン300に入力されて、マイコンにて信号処理後、車両を制御するための制御信号CSを出力ドライバ400に出力する。なお車輪速信号整形回路200とマイコン300は一体に集積化されてワンチップ
ICにすることもできる。

次に、図２の回路図と図４、図５の波形図を併用して、アナログフィルタを車輪速信号整形回路200のフィルタに適用した場合について説明する。ここで図４は電磁ピックアップ方式の車輪速センサ100を使用した場合の波形図、図５はMRE型の車輪速センサ100を使用した場合の波形図である。なお車輪速信号S_ppはアナログフィルタ200の動作を詳述するために、車輪速信号S_pの時刻T_A、T_B間を拡大した信号波形である。フィルタ回路200は、車輪速センサ100の信号出力の車輪速信号S_pを閾値V_th-1と比較して2値化車輪速信号S_comを発生するヒステリシスコンパレータ（以後、単に「コンパレータ」ともいう）21と、その2値化車輪速信号S_comを定電流の充放電を利用してアナログ積分する積分回路Aと、積分回路Aの出力を閾値V_th-1と比較して車輪速2進符号B_p-Aを発生する波形出力回路Bで構成される。

まず積分回路Aについてその構成と動作の詳細を説明する。ヒステリシスコンパレータ21が発生した2値化車輪速信号S_comでアナログスイッチ、或いはFET等を使用した半導体スイッチ22の導通／遮断が制御される。2値化車輪速信号S_comが“１”のときに半導体スイッチ22はONし、2値化車輪速信号S_comが“０”のときに半導体スイッチ22はOFFする。この半導体スイッチ22の一端とグランド（アース）の間に、電流値I₂を有する第2定電流源23が接続されている。半導体スイッチ22の他端には、電圧V_ccの直流電源に接続され、電流値I₁を有する第1定電流源24および一端をグランドに接続されたコンデンサC_T（電荷：Q＝C_TV、エネルギーE＝C_TV²/2を蓄える）が接続されている。
コンデンサC_Tは半導体スイッチ22のON/OFFによって定まる充放電が行われ、２値化車輪速信号S_comのパルス継続時間に対応した積分電圧V_intを生じる。

ここで、コンデンサC_Tに対する充放電の詳細と電流、電圧の定量的解析を図３を使用して説明する。まず、コンデンサC_Tが充電をおこなうときの動作について［３Ａ］使用して説明する。２値化車輪速信号S_comが“０”のとき、半導体スイッチ22がOFFになるのでコンデンサC_Tは第１定電流源から電流I₁で充電される。半導体スイッチ22がON→OFFに変化した時刻からの経過時間をt(sec)とすると、充電に伴うコンデンサC_Tの端子間電圧V_intはその初期値(t＝0における電圧)をV₀とし、コンデンサの容量をC_T(F)、充電電流をI_c(A)、C_Tに蓄積された電荷をQ(Coulomb)として、I_ct＝Q＝C(V_int−V₀)---(1)、また電流の関係からI_c＝I₁----(2)の関係を得る。この(1)、(2)より、V_int＝V₀＋（I_c/C_T）t----(a)とI_c＝I₁----(b)の関係式が得られる。

次いで、コンデンサC_Tが放電をおこなうときの動作について［３Ｂ］使用して説明する。２値化車輪速信号S_comが“１”のとき、半導体スイッチ22がONになるのでコンデンサC_Tは第２定電流源の電流I₂を介して放電（I₂＞I₁として）が行われる。半導体スイッチ22がOFF→ONに変化した時刻からの経過時間をt(sec)とすると、放電に伴うコンデンサC_Tの端子間電圧V_intはその初期値(t＝0における電圧)をV₀とし、コンデンサの容量をC_T(F)、放電電流をI_d(A)、C_Tに蓄積された電荷をQ(Coulomb)として、I_ct＝Q＝C(V₀−V_int)---(3)、また電流の関係からI_d＝I₂−I₁---(4)の関係を得る。この(3)、(4)より、V_int＝V₀−（I_d/C_T）t----(c)とI_d＝I₂−I₁----(ｄ)の関係式が得られる。ここで第1定電流源の電流値I₁と第2定電流源の電流値I₂の間にI₂＝2I₁----(5)の関係を導入すると、(d)と(5)よりI_d＝I₁----(e)の関係が得られる。

次に波形出力回路Bについてその構成と動作を説明する。積分回路AのコンデンサC_Tの積分電圧V_intは波形出力回路Bのヒステリシスコンパレータ25に入力され、閾値V_th-2と比較されて2値化信号を発生し、その2値化信号はインバータ26で極性を反転されて車輪速2進符号B_p-Aとなる。ここで2値化車輪速信号S_comに対して、その主パルスと主パルスの前縁／後縁で発生する雑音パルス列に対する積分回路Ａと波形出力回路Bの動作についてその差異を説明する。
図４あるいは図５において、車輪速センサ100の信号出力の車輪速信号S_pに重畳した高周波ノイズの影響で、それをコンパレータ21で2値化した2値化車輪速信号S_comには主パルスの前縁／後縁にて、時刻T_mとT_nの間に示されるような、雑音パルス列N_PTを生じる。2値化車輪速信号S_comを積分回路Aにおいて定電流の充放電により積分した積分出力V_intは、前述の電圧式(a)、(c)に示されるような鋸歯状信号となる。

雑音パルス列N_PTに対してはそのパルス幅がフィルタ時間T_fよりも短いため、区間［ｘ］で示されように、その積分出力V_intは電圧閾値V_th-2に達せずに上昇/下降を繰り返す。時刻T_nに2値化車輪速信号S_comの主パルスが“０”になり、その状態が継続すると半導体スイッチ22がOFFを継続し、区間［ｙ］で示されるように、その積分出力V_intは順調に増加してフィルタ時間T_fを経過したときに、電圧閾値V_th-2に達して、その車輪速2進符号B_p-Aが“１”になる。このように、積分回路Aと波形出力回路Bからなるアナログフィルタ200は雑音パルス列N_PTを確実に除去することができる。

ここで、図5の車輪速センサからの信号S_ppに示すように時刻T_m以前、あるいは時刻T_n以降の主パルス部分にノイズが重畳することがあるが、これらはヒステリシスコンパレータ21のヒステリシスの作用で除去される。なお何らかの原因で2値化車輪速信号S_comの主パルスの“１”または“０”の時間領域に、雑音パルス列N_PTが発生した場合においても、電圧閾値V_th-2を1/2V_cc−40%≦V_th-2≦1/2V_cc＋40%（V_cc：回路の電源電圧）----(5)に選定しておくと、主パルスの前縁時と後縁時とに発生する雑音パルス列N_PTの違いによりコンデンサの積分出力V_intが電圧閾値V_th-2に到達する時間のズレが小さいために、そのズレが車輪速2進符号B_P-Aに与える影響を最小限にすることができ、主パルスに適確に応答した、パルスデューティ比50%を有する周波数精度のよい車輪速2進符号B_p-Aを得ることができる。

次に、従来のフィルタ回路と本発明の定電流積分を使用したアナログフィルタ200について比較分析をおこない、本発明のアナログフィルタの特徴を明らかにする。CR［C：コンデンサ、R：抵抗］を使用したローパスフィルタの時定数τはτ＝CR----(6)で与えられ。これに等しい前述の時間フィルタT_fは、V_int＝V₀＋（I_c/C_T）t----(a)においてt＝T_f、初期値：V₀＝0、V_int＝V_th-2、I_c＝I₁とおくと、T_f＝(C_TV_th-2)/I₁----(7)を得る。よって前述の(5)を参照してV_th-2＝V_cc/2とおくと、(7)からT_f＝(C_TV_cc)/(2I₁)----(8)を得る。ここで両フィルタの特性を等しくする（遮断周波数を同一にする）ためにτ＝T_fとおくと、(6)と(8)から、C_T/C＝2I₁R/V_cc----(9)のコンデンサ容量に対する比較関係式を得る。例えば、抵抗値をR＝10KΩ=10⁴（Ω）、V_cc＝5V、第１定電流源の電流地をI₁＝1uA＝1×10^-6（Ａ）とすれば、(9)からC_T/C＝1/250となり、本発明のアナログフィルタの定数のコンデンサの容量C_Tは従来の同一特性を有するフィルタの定数のコンデンサの容量Cに対して、その250分の一に小さくすることができる。その結果、コンデンサC_Tを集積回路に一体化することが可能となる。

次にフィルタ回路200にデジタルフィルタを使用した本発明の車輪速信号整形回路の最良形態について順次説明する。図６にデジタルフィルタの回路構成を、図７に電磁ピックアップ方式の車輪速センサを使用したときの各部の信号波形を、図８にMRE型車輪速センサを使用したときの各部の信号波形を示す。図７、８において、車輪速センサ100の信号出力の車輪速信号S_pの時刻T_A、T_B間を拡大した信号をS_ppとする。なお各部の動作については回路構成を示す図６と各部の信号波形を示す図７、８を併用して説明をおこなう。デジタルフィルタ200は車輪速センサ100の車輪速信号S_pを整形した2値化車輪速信号S_comの極性が、デジタルフィルタの最終出力の車輪速2進符号B_p-Dの極性と異なるとき、またRS-FF(Flip Flop)74の出力の極性が車輪速2進符号B_p-Dと異なるときに、カウンタリセット信号B_Rを発生するカウンタ制御回路50と、所定の周波数f_CLKを有するクロック信号CLKによってカウントされ、このカウンタリセット信号B_Rでリセットされて、そのカウント出力の並列2進カウント符号PBCが所定のカウント閾値C_thに達したときに閾値2進符号B_thを発生するカウンタ回路60と、その閾値2進符号B_thが発生する度に出力信号の車輪速2進符号B_p-Dの極性を、クロック信号に同期して反転させるフリップフロップ回路70で構成される。

まずカウンタ制御回路50についてその構成と動作を説明する。車輪速センサ100の車輪速信号S_pは閾値V_th-1を有するヒステリシスコンパレータ51で2値化され2値化車輪速信号S_comを発生する。デジタルフィルタ200の最終出力の車輪速2進符号B_p-Dが“０”のときには、この2値化車輪速信号S_comの“１”のパルスがAND回路53を通り、さらにOR回路54、55を通過してカウンタリセット信号B_Rを発生し、車輪速2進符号B_p-Dが“１”のときには、この2値化車輪速信号S_comの“０”のパルスがAND回路52を通り、さらにOR回路54、55を通過してカウンタリセット信号B_Rを発生する。OR回路55には電源投入時に発生するReset信号R_sが入力されており、電源投入時にもカウンタリセット信号B_Rが発生する。

次にカウンタ回路60の構成とその動作を説明する。8bit2進カウンタ61には周波数f_CLK(例えば4MHz)のクロック信号CLKが入力されてカウントが行われ、前述のカウンタリセット信号B_Rによってカウントはリセットされる。８bitのカウント出力の内の上位４bitが並列2進カウント符号PBCとして取り出され、２進符号のカウンタ閾値C_th（例えば２進数で0101、16進数でB）と比較されて、具体的には４桁の2進符号の非反転／反転を組み合わせた4入力のAND回路の論理積を取ることによって、並列2進カウント符号PBCがカウンタ閾値C_thに達したときに閾値2進符号B_thを発生する。8bitカウンタ61がカウント“０”からこのカウンタ閾値C_thに達するまでの時間が前述のアナログフィルタと同様にフィルタ時間T_fとなる。カウンタ閾値C_thを10進数のNで表せば、フィルタ時間T_fはT_f＝N/f_CLK----(10)と与えられる。因みにT_f＝(C_TV_th-2)/I₁----(7)で表されるアナログフィルタの時間フィルタT_fと(10)のデジタルフィルタの時間フィルタT_fが等しいとすると、N＝(C_TV_th-2f_CLK)/I₁----(11)の関係式が得られる。

次に、最終出力の車輪速2進符号B_p-Dを生じるフリップフロップ回路70についてその構成と動作を説明する。車輪速2進符号B_p-Dが“０”のときには、閾値2進符号B_thはAND回路71を通ってRS-FF(Flip Flop)74をセットして出力信号B₇を“０”→“１”に変化させる。RS-FF74の出力信号B₇が“１”になるとクロック信号CLKの立ち上がりでD-FF75はセットされてその出力の車輪速2進符号B_p-Dは“０”→“１”に変化する。車輪速2進符号B_p-Dが“１”のときには、閾値2進符号B_thはAND回路72を通ってRS-FF(Flip Flop)74をリセットして出力B₇を“１”→“０”に変化させる。RS-FF74の出力信号B₇が“０”になるとクロック信号CLKの立ち上がりでD-FF75の出力信号B₇が“０”にセットされてその出力の車輪速2進符号B_p-Dは“１”→“０”に変化する。このように、閾値2進符号B_thが発生する毎に、車輪速2進符号B_p-Dはその極性を反転し、車輪速センサ100の出力信号を２値化した2値化車輪速信号S_comの主パルスの前縁および後縁で時間フィルタT_fを経過した（カウンタ出力の並列2進カウント符号PBCがカウンタ閾値C_thに達した）時刻に、車輪速2進符号B_p-Dはその極性を反転する。なおEX-OR(Exclusive OR)76はRS-FF74の出力信号B7と車輪速2進符号B_p-Dの排他的論理和を取るので、出力信号B₇がその極性を変更する度に、クロック信号１パルスに相当する短ハ゜ルス信号B8を発生するためカウントリセット信号B_Rとなり、８bitカウンタ62をリセットする。これにより、すばやくカウンタ61をリセットできるため、車輪速センサ100からの車輪速信号S_pの変化に柔軟に対応することができる。

前述のアナログフィルタと同様に、車輪速センサ100の出力信号を２値化した2値化車輪速信号S_comの主パルスの前縁／後縁で発生する雑音パルス列N_PTについてこのデジタルフィルタの作用を簡単に説明する。2値化車輪速信号S_comの時刻T_mと時刻T_nの間に存在する雑音パルス列N_PTは、区間［ｘ］に示すように、パルス幅がいずれもフィルタ時間T_fに比べて小さいので、カウンタ出力の並列2進カウント符号PBCがカウンタ閾値C_thに達しない内にリセットされる。これに対して、車輪速センサ100の出力信号を２値化した2値化車輪速信号S_comの主パルスは“０”または“１”を継続するので、区間［ｙ］に示すように、その前縁／後縁からフィルタ時間T_fが経過したときにカウンタ出力の並列2進カウント符号PBCがカウンタ閾値C_thに達し、閾値2進符号B_thを発生し、車輪速2進符号B_p-Dの極性を反転する。このようにデジタルフィルタは、車輪速センサ100の出力信号に重畳した高周波ノイズの影響で、その出力信号を２値化した2値化車輪速信号S_comの主パルスの前縁／後縁に発生する雑音パルス列N_PTを確実に除去することができる。その結果、パルスデューティ比50%の周波数精度の高い車輪速2進符号B_p-Dを得ることが可能である。

本発明の車輪速信号整形回路のブロック構成を説明する図。 本発明の車輪速信号整形回路に使用されるアナログフィルタの回路構成図。 アナログフィルタにおいて、定電流の充放電をおこなう積分回路の機能および関係式を説明する図。 電磁ピックアップ方式車輪速センサの信号出力に対するアナログフィルタの各部信号波形を説明する図。 MRE型車輪速センサの信号出力に対するアナログフィルタの各部信号波形を説明する図。 本発明の車輪速信号整形回路に使用されるデジタルフィルタの回路構成図。 電磁ピックアップ方式車輪速センサの信号出力に対するデジタルフィルタの各部信号波形を説明する図。 MRE型車輪速センサの信号出力に対するデジタルフィルタの各部信号波形を説明する図。

符号の説明

１ 車輪速信号整形回路
100 車輪速センサ
200 フィルタ回路（アナログフィルタ／デジタルフィルタ）
300 マイコン（ワンチップマイコン／CPU／MPU）
A 積分回路（定電流源を使用した積分回路）
B 波形出力回路
21 ヒステリシスコンパレータ（コンパレータ）
22 半導体スイッチ（アナログスイッチ／FET）
23 第2定電流源
24 第1定電流源
25 ヒステリシスコンパレータ（コンパレータ）
26 インバータ
50 カウンタ制御回路
60 カウンタ回路
70 フリップフロップ回路
51 ヒステリシスコンパレータ
52、53、62、71、72 AND回路（62：ビット比較器）
54、55、73 OR回路
61 8bitカウンタ
74 RS-FF
75 D-FF
76 EX-OR（排他的論理和回路）
N_PT 雑音パルス列
S_com 2値化車輪速信号
V_int 積分電圧
B_p、B_p-A、B_p-D 車輪速2進符号
V_th-1、V_th-2 電圧閾値
C_th カウント閾値
CLK クロック信号
T_f フィルタ時間
B_R カウンタリセット信号
PBC 並列2進カウント符号
B_th 閾値2進符号

Claims (10)

1. 車輪速センサの出力信号を精度よくマイコンに入力するために、車輪速センサの出力信号をフィルタ回路で波形整形する機能を備えた車輪速信号整形回路において、
   前記フィルタ回路は、前記車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号をアナログ積分する積分回路と、該積分回路の出力を電圧閾値と比較して車輪速2進符号に変換する波形出力回路とを備えたアナログフィルタであり、前記車輪速センサの出力信号をアナログ積分して車輪の回転数に対応した周波数を有する車輪速2進符号に変換することを特徴とする車輪速信号整形回路。
2. 前記アナログフィルタは、
   車輪速センサの出力信号を２値化信号に波形整形するコンパレータと、
   該コンパレータの出力で制御される半導体スイッチと、
   該半導体スイッチとグランドの間に接続された第２定電流源と、
   直流電源にその一端を接続され他端を前記半導体スイッチに接続された第１定電流源と、
   一端を前記第１定電流源に接続され他端をグランドに接続されたコンデンサとを備えた前記積分回路を有し、
   前記半導体スイッチの導通／遮断に応じて前記コンデンサを定電流で充放電する前記積分回路の出力を電圧閾値と比較して車輪速2進符号に変換することによりノイズ成分を除去する請求項１に記載の車輪速信号整形回路。
3. 前記第1定電流源の電流値をI₁とし前記第２定電流源の電流値をI₂としたときに、電流値I₂を2I₁±10%の範囲に収めた請求項２に記載の車輪速信号整形回路。
4. 前記波形出力回路は、前記直流電源の電圧V_ccに対してその電圧閾値V_th-2を1/2V_cc±40%の範囲に収めたヒステリシスコンパレータである請求項１ないし３のいずれか１項に記載の車輪速信号整形回路。
5. 前記マイコンをワンチップに集積化したワンチップ・マイコンICに、前記アナログフィルタを内蔵した請求項１ないし４のいずれか１項に記載の車輪速信号整形回路。
6. 車輪速センサの出力信号を精度よくマイコンに入力するために、車輪速センサの出力信号をフィルタ回路で波形整形する機能を備えた車輪速信号整形回路において、
   前記フィルタ回路は、前記車輪速センサの信号出力を波形整形した2値化車輪速信号のパルス継続時間をクロック信号で計数し、その計数出力が所定値に達したときに車輪速2進符合を発生するデジタルフィルタであり、前記車輪速センサの信号出力を前記クロック信号で計数して車輪の回転数に対応した周波数を有する車輪速2進符号に変換することを特徴とする車輪速信号整形回路。
7. 前記デジタルフィルタは、
   前記車輪速センサの信号出力を波形整形した前記2値化車輪速信号が前記デジタルフィルタの出力の前記車輪速2進符号と逆相になるときにカウンタリセット信号を発生するカウンタ制御回路と、
   前記カウンタリセット信号でリセットされ、前記クロック信号でカウントされてカウンタ出力の並列2進カウント符号がカウント閾値に達したときに閾値2進符号を出力するカウンタ回路と、
   前記閾値2進符号が発生するごとにその出力の前記車輪速2進符号の極性を反転させるフリップフロップ回路とを備え、
   前記車輪速センサの信号出力を波形整形した前記2値化車輪速信号のパルス幅をクロック信号で計数し、その計数出力を前記カウント閾値と比較して前記車輪速2進符号を発生することによりノイズ成分を除去する請求項６に記載の車輪速信号整形回路。
8. 前記アナログフィルタにおける前記電圧閾値をV_th、第1定電流源の電流値をI₁、前記コンデンサの容量をC_Tとし、
   前記デジタルフィルタにおけるクロック信号の周波数をf_CLK、2進符号の前記カウント閾値のC_thを10進数に変換した値をNとしたときに、
   N＝C_TV_thf_CLK/I₁の関係式を満たすカウント閾値を有する請求項３および請求項６に記載の車輪速信号整形回路。
9. 前記カウンタ制御回路に、前記車輪速2進符号が“１”のときに2値化車輪速信号の“０”で前記カウンタリセット信号を発生し、前記車輪速2進符号が“０”のときに2値化車輪速信号の“１”で前記カウンタリセット信号を発生するゲート論理回路を適用し、該ゲート論理回路の出力でカウンタのリセットを制御する請求項６ないし８のいずれか１項に記載の車輪速信号整形回路。
10. 前記マイコンをワンチップに集積化したワンチップ・マイコンICに、前記デジタルフィルタを内蔵した請求項６ないし９のいずれか１項に記載の車輪速信号整形回路。

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