JP2005192347A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷変動による出力電圧の変化を検出して、供給電流の不足分を補って出力リップル電圧を小さくするスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 スイッチング電源回路１の出力電圧と、基準電圧源６，７の電圧とをそれぞれコンパレータアンプ３，４で比較し、その比較出力をスイッチング電源回路の出力に加算する構成である。この構成により、負荷変動で発生するリップル電圧を最小限に抑えることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置において、特にリップル電圧成分を低減するスイッチング電源装置に関するものである。

近年、半導体プロセスの微細化に伴って、ロジックＩＣの動作スピードが向上する一方、ロジックＩＣの多機能化に伴って大集積化も図られている。しかし、ロジックＩＣの回路規模に拘わらず、電子機器の軽量化は進められている。そして、ロジックＩＣの消費電力を極力小さくする手段として、次のようなことが行われている。ロジックＩＣの一部の機能を使っている時には、その他の機能回路の回路動作を停止させ、ロジックＩＣ内の全ての回路機能を使用する必要が有る場合に限って、全ての回路を機能させている。即ち、電子機器の動作モードに応じて、機能すべきロジック回路を特定して電源供給を行って、電子機器全体の低消費電力化を図っている。そのことから、このようなロジックＩＣに使用されるスイッチング電源装置では、出力電圧が負荷変動によって変動を受けにくい特性を有することが重要になってきている。

このような従来のスイッチング電源装置について、構成例を挙げて説明する。図５は、従来のスイッチング電源装置の構成図である。
１はスイッチング電源回路、２はスイッチング電源回路１の出力電圧を平滑する平滑回路、８は平滑回路２の出力に接続される負荷回路である。次に動作について説明する。

図６において時間Ｔ０からＴ１の期間は、スイッチング電源の出力電圧Ｖｏは負荷電流Ｉａによる変動がないため、あらかじめ設定された出力電圧が安定して出力される。
次に時間Ｔ１からＴ２の期間は、スイッチング電源の負荷電流Ｉａが急激に増加する。通常、スイッチング電源のフィードバック系の応答性の遅れにより平滑回路のコンデンサから電流が供給される。このため負荷電流Ｉａが急増すると、出力電圧Ｖｏは下がり、やがてスイッチング電源の応答が追いついてくるとあらかじめ設定された出力電圧に戻ってくる。この出力電圧の変動は負荷電流の変化が急峻であるほど大きくなり、リップル電圧成分としてスイッチング電源の出力電圧の安定化の弊害となっている。

最後に時間Ｔ２からＴ３の期間は、スイッチング電源の出力電圧Ｖｏは負荷電流Ｉａによる変動で、Ｔ１からＴ２の期間とは逆変動ではあるが同様にスイッチング電源のフィードバックの系の応答性の遅れや平滑回路のコンデンサにおける充放電によりあらかじめ設定された出力電圧に達するまでの間、出力電圧は収束するのに時間を要するため、大きく電圧変動をしながらやがてあらかじめ設定された出力電圧に安定する。

このような従来のスイッチング電源装置においては、急激な負荷電流の変動によって平滑回路のコンデンサの充放電により出力電圧が変動してしまうという欠点を有している。
本発明はスイッチング電源の出力負荷の変動による出力電圧の変化を抑制したスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

この目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路と、当該スイッチング電源回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較するコンパレータアンプと、前記コンパレータアンプの比較出力を前記スイッチング電源回路の出力に加算する加算手段から構成される。

本発明のスイッチング電源装置によれば、スイッチング電源の出力をコンパレータアンプで基準電圧源との差電圧に応じた出力電流を加算手段に加算することによりリップル電圧成分を抑制でき、常に安定した出力電圧を供給するスイッチング電源装置を実現できる。

本発明を添付図面に基づき詳細に説明する。
図１は本発明のスイッチング電源装置の一実施形態を示すものである。
図１において、１はＰＷＭ制御信号等でスイッチング制御されるスイッチング電源回路、２はスイッチング電源回路１の出力電圧を平滑する平滑回路、３及び４は出力電圧のレベルを検出するコンパレータアンプ、５はコンパレータアンプの比較出力をスイッチング電源回路１の出力に加算するための加算手段、６は基準電圧Ｖｒｅｆ１を発生する第１の基準電圧源、７は基準電圧Ｖｒｅｆ２を発生する第２の基準電圧源、８はスイッチング電源回路１の出力に接続される負荷回路である。ここでは、負荷回路８に流れる負荷電流が大きく変動するものを前提としている。

そして、スイッチング電源回路１の出力Ｖｏには、その出力電圧Ｖｏのレベルを検出するコンパレータアンプ３，４が接続されており、コンパレータアンプ３は出力電圧Ｖｏの上昇を検出して吸い込み電流を出力し、コンパレータアンプ４は出力電圧Ｖｏの低下を検出して吐き出し電流を出力する。そして、これらのコンパレータアンプ３，４の出力電流を加算手段５を介してスイッチング回路１の出力に加算する。すると、負荷回路８への供給電流が不足すると、供給電流の過不足分を補うことができ、スイッチング電源回路１の出力で発生するリップル電圧成分を十分抑制することができる。第１の基準電圧源３の電圧Ｖｒｅｆ１は平均出力電圧Ｖｏより低く設定され、第２の基準電圧源４の電圧Ｖｒｅｆ２は平均出力電圧Ｖｏより高く設定される。

なお、この実施形態では、加算手段５として、専用の加算回路を使用した事例で説明するが、コンパレータアンプ３，４の出力をスイッチング電源回路１の出力に単に接続することで、加算手段５を構成しても構わない。

以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下その動作を図面を参照しながら説明する。
図２は、図１に示す実施形態の動作波形を示す図であり、横軸を時間軸として、（ａ）は負荷回路８に流れる負荷電流Ｉａを示し、（ｂ）スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏを示し、（ｃ）は加算手段５によって補正された出力電圧Ｖｏｕｔを示す。

図２において、時間Ｔ０からＴ１の期間は、負荷電流Ｉａに変動がないため、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏおよび補正された出力電圧Ｖｏｕｔには、所定の出力電圧が安定して出力される。

次に、時間Ｔ１の時点で、負荷電流Ｉａが変動して大きくなると、平滑回路２内のコンデンサに蓄積された電荷が放電され、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏは過渡的に低下しようとする。しかし、スイッチング電源回路１には、出力電圧を安定化するためのフィードバック系回路（図示せず）があり、そのフィードバック系回路が機能して、やがて出力電圧を元のレベルに戻すように動作する。そのフィードバック系回路の応答性には、即ち、出力電圧Ｖｏを所定レベルに安定化する動作の追従性には、時間遅れがあり、負荷電流Ｉａが変動すると、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏにリップル電圧成分を生じさせる原因となる。

そして、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏが低下した時には、その出力電圧Ｖｏが基準電圧源６より低下すると、コンパレータアンプ４が吐き出し電流を出力し、その電流は加算手段５に流し込まれ、スイッチング電源回路１からの供給電流に加算される。従って、供給電流の過不足分がコンパレータアンプ４と加算手段５によって補足されるため、補正した出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧成分はスイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏに比べて飛躍的に抑制されることになる。

また、時間Ｔ２で負荷電流Ｉａが急激に減少すると、スイッチング電源回路１の負荷が軽くなるため、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏが上昇しようとする。この時には、時間Ｔ１の時とは逆の過渡現象が起こり、出力電圧Ｖｏは一旦は上昇しようとするが、スイッチング電源回路１内のフードバック系回路（図示せず）が応答性による時間遅れを持って所定の出力電圧（平均出力電圧）に戻すような制御をおこなう。従って、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏには時間Ｔ１の時とは逆向きのリップル電圧成分を過渡的に出力する。

そして、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏが基準電圧源７の基準電圧Ｖｒｅｆ２より上昇しようとすると、コンパレータアンプ３が吸い込み電流を出力し、その電流を加算手段５に入力することにより、スイッチング電源回路１の出力電流から電流を引抜くため、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑制される。補正された出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧成分は、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏに比べ飛躍的に抑制されることになる。

ここでコンパレータアンプについて更に詳細に説明を行う。
図３は、図１におけるコンパレータアンプ３及び４の動作を示す入出力特性図である。
コンパレータアンプ３は、入力差電圧である（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ２）がゼロ若しくは負の場合には出力電流は流れないが、（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ２）が正の場合には出力電流は入力差電圧に比例した吸い込み電流が出力される。コンパレータアンプ３の具体回路例は図４（ａ）に示す。

図４（ａ）に示すように、コンパレータアンプ３は、エミッタを共通接続したトランジスタＱ１及びＱ２によって構成される差動回路部と、これらのコレクタ間をミラー結合するカレントミラー回路（トランジスタＱ３及びＱ４）と、トランジスタＱ２のコレクタ電流を電流増幅するトランジスタＱ５とによって構成される。コンパレータアンプ３の反転入力端ＩＮ１Ａはスイッチング電源回路１の出力Ｖｏに接続され、非反転入力端ＩＮ２Ａは基準電圧源７に接続されている。 反転入力端ＩＮ１Ａに印加される電圧をＶ_ＩＮ１Ａとし、非反転入力端ＩＮ２Ａに印加される電圧をＶ_ＩＮ２Ａとすると、入力差電圧（ＶＩＮ２Ａ−ＶＩＮ１Ａ）がゼロ若しくは負の場合は、Ｑ１、Ｑ２がＰＮＰトランジスタであるので、電流源から供給される電流はＱ１を経由してＱ３とＱ４で構成されているカレントミラー回路でＱ５のベース電流を引抜こうとするが、Ｑ５はＮＰＮトランジスタであるのでＱ５のコレクタであるＯＵＴＡからの出力電流は流れない。また入力差電圧（ＶＩＮ１Ａ−ＶＩＮ２Ａ）が正の場合は、Ｑ１、Ｑ２がＰＮＰトランジスタであるので電流源から供給される電流はＱ２を経由してＱ５のベース電流を足込むため、Ｑ５のコレクタであるＯＵＴＡからの出力電流は入力差電圧に比例した吸込電流が流れる。

次にコンパレータアンプ４は入力差電圧であるＶo−基準電圧源６の電圧がゼロ若しくは負の場合は出力電流は流れないが、入力差電圧であるＶo−基準電圧源６の電圧が正の場合は出力電流は入力差電圧に比例した吐出電流が出力される。これを具体回路例を示す図４で説明すると、入力差電圧（ＶＩＮ２Ｂ−ＶＩＮ１Ｂ）がゼロ若しくは負の場合は、Ｑ７、Ｑ６がＮＰＮトランジスタであるので電流源から供給される電流はＱ６を経由してＱ８とＱ９で構成されているカレントミラーでＱ１０のベース電流を足込もうとするが、Ｑ１０はＰＮＰトランジスタであるのでＱ１０のコレクタであるＯＵＴＢからの出力電流は流れない。また入力差電圧（ＶＩＮ２Ｂ−ＶＩＮ１Ｂ）が正の場合は、Ｑ７、Ｑ６がＮＰＮトランジスタであるので電流源から供給される電流はＱ７を経由してＱ１０のベース電流を引抜くため、Ｑ１０のコレクタであるＯＵＴＡからの出力電流は入力差電圧に比例した吐出電流が流れる。

以上の動作によって本発明のスイッチング電源装置は従来からの課題を解決することができる。

スイッチング電源装置ならびにこのスイッチング電源と組み合わせて動作する各種電気機器に使用可能である。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す構成図 同スイッチング電源装置におけるタイミングチャート 同スイッチング電源装置におけるコンパレータアンプの入出力特性図 同スイッチング電源装置におけるコンパレータアンプの具体回路例 従来の形態に係るスイッチング電源装置を示す構成図 従来の形態に係るスイッチング電源装置におけるタイミングチャート

符号の説明

１ スイッチング電源回路
２ 平滑回路
３，４ コンパレータアンプ
５ 加算手段
６，７ 基準電圧源
８ 負荷回路
９ スイッチング電源

Claims (2)

1. スイッチング電源回路と、当該スイッチング電源回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較するコンパレータアンプと、前記コンパレータアンプの比較出力を前記スイッチング電源回路の出力に加算する加算手段から構成されるスイッチング電源装置。
2. スイッチング電源と、その出力電圧と当該出力電圧より所定レベル低い第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータアンプと、前記スイッチング電源の出力電圧と当該出力電圧より所定レベル高い第２の基準電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１，第２のコンパレータアンプの比較出力を前記スイッチング電源の出力に加算する加算手段から構成されるスイッチング電源装置。

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