JP3688241B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング回路方式で出力電圧を制御して負荷に電源を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、半導体装置に採用される回路技術がアナログ回路からディジタル回路へと移行するに伴って、CMOSやBi−CMOSを用いたロジックICが多用されるようになってきた。このようなロジックICは、定常動作の消費電流が小さい利点がある一方で、スイッチング動作の度に消費電流が瞬間的に変動するという特徴がある。
【0003】
そのため、それらの電源電圧を供給するスイッチング電源回路には、負荷電流の変動に対しても追従し、出力電圧を安定化できる機能が要求されるようになってきた。
【0004】
以上のような従来のスイッチング電源回路について、図面を用いて以下に説明する。
図5は従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図である。図5において、1はスイッチング電源回路、1−1はスイッチング電源回路1内のスイッチング制御部、1−2はコイル、1−3は平滑用のコンデンサ、1−4はダイオード、8はその出力に接続された負荷である。
【0005】
そして、スイッチング電源回路1は、スイッチング制御部1−1のスイッチング動作によってコイル1−2に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【0006】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部1−1の導通電流によってコイル1−2に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部1−1の電流をオフさせ、ダイオード1−4を導通させてコイル1−2に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。
【0007】
その脈流電流をコンデンサ1−3で平滑して直流出力電圧Voを発生させ、その直流出力電圧Voを負荷8に供給している。
以上のように構成された従来のスイッチング電源回路1について、その負荷変動時の回路動作を以下に説明する。
【0008】
図6は従来のスイッチング電源回路1の動作を示すタイミングチャートである。図6において、時間T0からT1の期間は、スイッチング電源回路1の出力には負荷電流Iaの変動が無いため、所定の出力電圧Voを出力している。そして次のT1からT2の期間に、図6(a)に示すように、負荷8の大きさが変動して負荷電流Iaが急激に増加した場合、図6(b)に示すように、出力電圧Voが変動する。これは、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路(図示せず)の応答性の遅れにより生じる現象である。
【0009】
通常、負荷電流Iaが急増すると、コンデンサ1−3から負荷8側に電流が供給される。このため、コンデンサ1−3に蓄積された電荷が減少して、出力電圧Voは一旦は下がる。やがて、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路の動作が応答すると、予め設定された目標電圧に戻りはじめ、当初に安定化していた出力電圧レベルまで戻ってくる。このような動作によって、負極性のリップル成分が生じる。
【0010】
次に、T2時点で、図6(a)に示すように、スイッチング電源回路1の負荷電流Iaが急激に小さくなる方向に変動すると、T1からT2までの期間とは逆向きの出力電圧の変動が起きる。これは、負荷8の大きさが軽くなったために、コンデンサ1−3への充電が素早くなされ、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路の応答性が悪いために、コンデンサ1−3の端子間電圧が一旦は大きくなる。
【0011】
しかし、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路が応答し始めると、コンデンサ1−3の端子間電圧(出力電圧Vo)が下がり始め、設定された出力電圧に達するまでの間、出力電圧は収束するのに時間を要するため、出力電圧Voが予め設定された目標電圧まで戻ると、出力電圧Voは安定な状態に戻る。このような動作によって、正極性のリップル成分が生じる。
【0012】
この出力電圧の変動(リップル成分)は負荷電流の変化が急峻であるほど大きくなる傾向があり、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路の動作によって、平均出力電圧を安定化することはできても、負荷電流Iaの変動に起因する出力電圧のリップル成分は残存する。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のスイッチング電源回路においては、負荷電流の大きさにも依るが、急激な負荷電流Iaの変動によって、その出力電圧に0.1〜0.5Vのリップル成分が生じてしまうという問題点を有していた。
【0014】
また、図6(b)に示す出力電圧Voの波形図は、スイッチング制御部1−1のスイッチング制御によって、コイル1−2に誘起する誘起電圧の影響を無視して図示しているが、実際には、そのスイッチング制御によっても、リップル成分の電圧が定常的に生じるという問題点を有していた。
【0015】
この定常的なリップル成分電圧は、負荷電流Iaが大きくなると振幅が大きくなり、負荷電流Iaが小さくなると振幅が小さくなる傾向を持ち、そのリップル成分電圧のレベルは0.05〜0.2Vの振幅になる。
【0016】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができるスイッチング電源装置を提供する。
【0017】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することを特徴とする。
【0018】
以上により、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基に発生させた上下2つの基準電圧のそれぞれを、前記スイッチング電源回路の出力電圧と比較して、前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する手段とを備え、その加算により前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して負荷に供給するよう構成する。
【0020】
請求項2に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基準に上下2つの基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路からの2つの基準電圧のうち一方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第1のコンパレータと、前記基準電圧発生回路からの2つの基準電圧のうち他方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第2のコンパレータと、前記第1,第2のコンパレータの前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する加算手段とを備え、前記比較出力の加算により、前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して、負荷に供給するよう構成する。
【0021】
これらの構成によると、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収する。
【0022】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
図1は本実施の形態のスイッチング電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。図1において、1はスイッチング電源回路、1−1はスイッチング電源回路1内のスイッチング制御部、1−2はコイル、1−3は平滑用のコンデンサ、1−4はダイオード、3は積分回路、4は基準電圧発生回路、5、6はコンパレータ、7は加算回路、8は負荷、9、10は電流源、11,12は抵抗、13はバッファアンプである。
【0023】
そして、スイッチング電源回路1は、スイッチング制御部1−1のスイッチング動作によってコイル1−2に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【0024】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部1−1の導通電流によってコイル1−2に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部1−1の電流をオフさせ、ダイオード1−4を導通させてコイル1−2に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。その脈流電流をコンデンサ1−3で平滑して直流出力電圧Voを発生させ、その直流出力電圧Voを負荷8に供給している。
【0025】
なお、ここでは、スイッチング電源回路1として、出力電圧をモニターしてその出力電圧が所定の目標電圧になるように制御することができるフィードバック系回路(図示せず)を有した事例で説明するが、フィードバック系回路の無いスイッチング電源回路であっても構わない。
【0026】
積分回路3は、例えば、コンデンサと抵抗との組み合わせで構成するのが一般的であるが、インダクタンスと抵抗との組み合わせ回路、又はコンデンサ、インダクタンス及び抵抗の組み合わせ回路で構成しても構わない。この積分回路3は、スイッチング電源回路1のリップル成分等を含む出力電圧を積分して、その平均電圧VMを出力する。
【0027】
基準電圧発生回路4は、図1に示すように、スイッチング電源回路1からの出力電圧Voを基にその平均値として積分回路3から出力された平均電圧VMを中心にして、上下2つの基準電圧を発生するための回路であり、出力電圧Voの平均電圧VMに基づいて、バッファアンプ13の出力端に接続された抵抗11及び12にそれぞれ電流源9及び10からの電流を供給して、それらの抵抗11、12の端子間に電圧降下を発生させて、上側の基準電圧VHおよび下側の基準電圧VLを発生させる。
【0028】
バッファアンプ13は、出力側が低インピーダンスで電圧を出力するための回路であり、入力に与えられる平均電圧VMをそのまま出力する。このバッファアンプ13を設けることにより、電流源9と10の電流値にアンバランスが生じても、そのアンバランスにより積分回路3からの平均電圧VMがうける影響を抑制し(バッファ効果)、バッファアンプ13の出力端の電圧が、入力側の平均電圧VMからシフトしないようにするために設けられている。
【0029】
コンパレータ5は、図1に示すように、反転入力端がスイッチング電源回路1の出力端に接続され、非反転入力端(+端子側)が抵抗11に接続されている。そして、出力電圧Voが上側の基準電圧VHより小さい時にはコンパレータ5の出力電流はゼロであるが、出力電圧Voが基準電圧VHより大きくなると、出力電流を引き込むように動作する。
【0030】
具体的な回路構成としては、図3に示すように構成する。即ち、PNPトランジスタQ1,Q2のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をNPNトランジスタQ3,Q4で構成されたミラー回路で結合する。そして、PNPトランジスタQ2とNPNトランジスタQ4のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のNPNトランジスタQ5のコレクタ(OUTA)を、加算回路7に結合している。
【0031】
そして、非反転入力端(IN2A)であるPNPトランジスタQ2のベースに抵抗11の一端を接続して上側の基準電圧VHを与え、反転入力端(IN1A)であるPNPトランジスタQ1のベースに、スイッチング電源回路1の出力端を接続して出力電圧Voを与えている。
【0032】
コンパレータ6は、反転入力端がスイッチング電源回路1の出力端に接続され、非反転入力端(+端子側)が抵抗12に接続されている。そして、出力電圧Voが下側の基準電圧VLより大きい時にはコンパレータ6の出力電流はゼロであるが、出力電圧Voが下側の基準電圧VLより下がると、電流を吐き出すように動作する。
【0033】
具体的な回路構成としては、図4に示すように構成する。即ち、NPNトランジスタQ6,Q7のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をNPNトランジスタQ8,Q9で構成されたミラー回路で結合する。
【0034】
そして、PNPトランジスタQ9とNPNトランジスタQ7のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のPNPトランジスタQ10のコレクタ(OUTB)を、加算回路7に結合している。
【0035】
そして、非反転入力端(IN2B)であるNPNトランジスタQ7のベースを抵抗12の一端に接続して下側の基準電圧VLを与え、反転入力端(IN1B)であるNPNトランジスタQ6のベースに、スイッチング電源回路1の出力端を接続して出力電圧Voを与えている。
【0036】
なお、上述した図3および図4に示されるコンパレータは、バイポーラトランジスタで構成した事例で説明したが、それに特定されるものではなく、NPNトランジスタをNチャンネルMOSトランジスタに置き換え、PNPトランジスタをPチャンネルMOSトランジスタに置き換えれば、MOSトランジスタによってもコンパレータを構成することができ、上述の実施の形態と同様に機能する。
【0037】
次に、加算回路7は、必ずしもトランジスタを使って加算用の回路を構成する必要はなく、単に配線を接続するだけで構成することが可能であり、図1の回路構成図では、回路機能が理解しやすいように標記しているだけである。
【0038】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を以下に説明する。
図2は本実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。まず、図1において、スイッチング電源回路1は、スイッチング制御部1−1のスイッチング動作によって、コイル1−2に電磁エネルギーを発生させる動作と、ダイオード1−4の導通によってコイル1−2の電流を回生させる回生動作とを繰り返し、コイル1−2で発生する誘起電圧を平滑用のコンデンサ1−3で平滑して、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【0039】
そして、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路(図示せず)では、予め設定された目標電圧と出力電圧Voとを誤差比較して、出力電圧がその目標電圧に近づくように制御され、最終的に所定の出力電圧Voを出力する。従って、負荷電流Iaが変動していない図2中のT0時点からT1時点までの期間は、図2(b)に示すように、スイッチング電源回路1の出力には所定の出力電圧Voが出力される。
【0040】
しかし、図2(a)に示すように、スイッチング電源回路1に接続された負荷8のインピーダンスが変動し、それに応じて負荷電流Iaが変動した場合、負荷電流Iaが急激に増大するT1時点では、図2(b)に示すように、出力電圧Voに負極性のリップル成分が重畳する。
【0041】
また、負荷電流Iaが急激に減少するT2の時点では出力電圧Voに正極性のリップル成分が重畳する。リップル成分が生じる原因は、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路が動作する応答性が要因となっていることは、上述の従来例で説明した通りである。
【0042】
図2(b)に示すように、負極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Voが基準電圧VLより低下すると、コンパレータ6が動作して、コンパレータ6から吐き出す電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の低下が抑制される。
【0043】
逆に、正極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Voが基準電圧VHより高くなると、コンパレータ5が動作して、コンパレータ5が引き込む電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の上昇が抑制される。その結果、スイッチング電源装置全体の出力電圧Voutは、図2(c)に示されるようにリップル成分が小さくなる。
【0044】
即ち、本実施の形態は、スイッチング電源回路1の出力電圧波形を2つのコンパレータ5及び6で検出し、スイッチング電源回路1内のフィードバック系回路の応答性が負荷変動に追従しなくても、コンパレータ6の動作電流(吐き出し電流)又は、コンパレータ5の動作電流(吸い込み電流)を電源出力端に加算して補充することにより、リップル成分を小さくすることができる。
【0045】
なお、上述の実施の形態では、負荷電流の変動時に生じる出力電圧のリップル成分に対する効果を説明したが、コイル1−2をスイッチング制御する際に定常的に生じるリップル成分電圧に対しても効果がある。
【0046】
また、上側の基準電圧VHと下側の基準電圧VLとの差電圧を小さくすればするほど出力電圧のリップル成分を抑制することができ、その差電圧をゼロに設定しても構わない。その場合には、2つのコンパレータによる負帰還ループが常に機能して、回路全体が発振し易くなるが、2つのコンパレータに位相補償を施せばリップル成分電圧を極めて小さくすることができる。
【0047】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング電源回路の平均出力電圧を中心に生成した上下2つの基準電圧のうち、一方と出力電圧とを第1のコンパレータで比較し、他方と出力電圧を第2のコンパレータで比較し、それらの比較出力をスイッチング電源回路の出力に加算することにより、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することができる。
【0048】
そのため、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【0049】
また、平均出力電圧を中心に正と負の基準電圧を相対的に設定することを可能とすることができる。
そのため、基準電圧の絶対値とスイッチング電源回路の出力電圧の絶対値を合わせ込む必要がなく、しきい値電圧を小さな値に設定することができる。
【0050】
以上の結果、負荷変動に強く、かつリップル成分の少ない出力電圧を供給可能なスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図
【図2】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【図3】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ5の具体的な構成例を示す回路図
【図4】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ6の具体的な構成例を示す回路図
【図5】従来のスイッチング電源装置であるスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図
【図6】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
1 スイッチング電源回路
1−1 スイッチング制御部
1−2 コイル
1−3 コンデンサ
1−4 ダイオード
3 積分回路
4 基準電圧発生回路
5、6 コンパレータ
7 加算回路
8 負荷
9、10 電流源
11、12 抵抗
13 バッファアンプ
Claims (2)
- スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基に発生させた上下2つの基準電圧のそれぞれを、前記スイッチング電源回路の出力電圧と比較して、前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する手段とを備え、その加算により前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して負荷に供給するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
- スイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基準に上下2つの基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路からの2つの基準電圧のうち一方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第1のコンパレータと、前記基準電圧発生回路からの2つの基準電圧のうち他方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第2のコンパレータと、前記第1,第2のコンパレータの前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する加算手段とを備え、前記比較出力の加算により、前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して、負荷に供給するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
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