JP2005102447A - モータ駆動装置及びモータ駆動用集積回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡単な構成で高性能で高機能及びトルクリップルを大幅に低減させたモータ駆動装置とモータ駆動用集積回路装置を提供する。
【解決手段】 パワーＭＯＳＦＥＴに駆動電圧を供給するプリドライバを含む３相ＤＣモータ出力段により３相コイルに出力電圧を供給し、上記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート，ソース間電圧が所定電圧以上であるか否かをモニタして電流のゼロクロスの検出を行い、かかる電流ゼロクロス検出の出力を、通電切替タイミングの制御を行うＰＬＬ制御に利用して１８０ deg通電の駆動電圧を形成する。電圧最小相をＧＮＤとした下側フックと電圧最大相を電源とした上側フックを電気角６０ deg毎に交互に繰り返したパターンとし、このパターンを直線近似で表現して正弦波状の駆動電圧を生成して正弦波状の電流を上記３相コイルに流す。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動用集積回路装置に関し、例えばＨＤＤ（ハードディスクドライバ）等の３相スピンドルモータの回転制御技術に利用して有効な技術に関するものである。

ＨＤＤ装置のスピンドルモータの駆動方式としては通電相切替時に２相分ＰＷＭを行い、電流の急峻な変化を抑えたソフトスイッチ方式が採用されている。モータを回転させるためにはモータの位置検出が必要であるが、センサーレス方式としては、上記通電相の切替り後に無通電期間を設けてモータの逆起電圧（ＢＥＭＦ）を検出することが知られている。また、誘導負荷の電流ゼロクロスを検出するものとして、特開平１０−３４１５８８号公報がある。
特開平１０−３４１５８８号公報

上記公報の技術では、ＰＷＭ信号により互いに逆位相で駆動される高位側スイッチと低位側スイッチからなるハーフブリッジを通して電圧モードでモータコイル（誘導負荷）を駆動し、上記スイッチが共にオフ状態の期間中におけるハーフブリッジの出力電圧をコンパレータで判定して電流方向を判断するものである。したがって、上記公報の技術においては、上記電流方向を判断する出力電圧を得るために上記スイッチを共にオフ状態にするデットタイムをある程度長く設けなければならないという問題が生じる。また、上記スイッチはオフ状態を指示するよう駆動信号が変化してから実際にオフとなるまでの時間遅れがあり、これらの時間遅れを考慮した上記コンパレータの判定タイミング制御が必要になったり、あるいは上記デッドタイムを長くすることによりオフ状態のスイッチの寄生ダイオードにモータ電流が流れる期間が長くなり、スイッチのオン抵抗値に比べて大きな寄生抵抗値を持つ寄生ダイオードで発生する無効電力が大きくなること、あるいは上記コンパレータとしてはハーフブリッジの動作電圧以上の高い動作電圧が必要になる等の問題も有する。

図１７には、この発明に先立って本発明者らによって検討された上記モータの位置検出のために通電相の切替り後に無通電期間を設け、モータの逆起電圧（ＢＥＭＦ）を検出するセンサレス技術を用いたモータ駆動装置のブロック図が示されている。このモータ駆動装置は、パワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６等のパワー素子とプリドライバからなり３相ＤＣモータを駆動する出力段、直流シャント抵抗Ｒnfおよびサンプリングホールド回路Ｓ／Ｈ１, センスアンプＳＡからなる直流電流検出部、セレクタＳＥＬ１，２、プリアンプＰＡ、フィルタＰＦＬ及びゼロクロスコンパレータＣＭＰ３からなる逆起電圧（BEMF）検出部、直流電流あるいは３相の中の無通電相に現れる電圧をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器ＡＤＣ、ＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）制御ループ、電流制御ループ、通電相切替時に電流の急峻な変化を抑えるソフトスイッチ制御部、マイクロプロセッサ（マイクロコンピュータ）ＭＰＵからの指令を受けるシリアルポート、レジスタ等からなるロジック部で構成される。

図１８の動作波形図に示すように、モータの位置検出は無通電相を選択し、逆起電圧のゼロクロスを検出することで行う。この検出結果を用い、モータの通電切替をＰＬＬ制御により行う。直流シャント抵抗Ｒnfにより検出したモータ駆動電流がＭＰＵからの電流指示信号(SPN CRNT DATA) に一致するように電流制御を行い、出力段はモータを適切なデューティでＰＷＭ駆動する。通電相の切替りではソフトスイッチ（SOFTSW）制御により２相をＰＷＭ動作させ、電流の切替りを滑らかにする。駆動波形は逆起電圧のゼロクロス検出時のみ無通電状態であり、ゼロクロス検出期間の後はソフトスイッチ制御による電圧プロファイル（ＳＰ１）、その後電流制御によるＰＷＭ、ソフトスイッチ制御による電圧プロファイル（ＳＰ２）、ゼロクロス検出のための無通電期間と繰り返す。

マスク（MASK）信号は逆起電圧ＢＥＭＦのゼロクロス検出期間を制御する信号のロウレベルでＢＥＭＦ検出期間となる。 PHASE信号はモータのＢＥＭＦに同期した信号でモータの回転速度をＭＰＵに知らせる信号である。このモータ駆動装置では、ソフトスイッチ制御の効果により駆動電流波形は滑らかな波形となるが、発生するトルクには無通電期間によるトルクリップルが存在してしまう。上記ＢＥＭＦのゼロクロス検出を行うために無通電期間を設ける必要があり、これによりトルクリップルが抑えられない。トルクリップルが残っているとモータの低振動化、高精度回転が難しくなり、更なる高記録密度化が困難になるとともにモータの騒音を低減できない。

この発明の目的は、簡単な構成で高性能で高機能のモータ駆動装置とモータ駆動用集積回路装置を提供することにある。この発明の他の目的は、トルクリップルを大幅に低減させたモータ駆動装置とモータ駆動用集積回路装置を提供することにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴに駆動電圧を供給するプリドライバを含む３相ＤＣモータ出力段により３相コイルに出力電圧を供給し、上記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート，ソース間電圧が所定電圧以上であるか否かをモニタして電流のゼロクロスの検出を行い、かかる電流ゼロクロス検出の出力を、通電切替タイミングの制御を行うＰＬＬ制御に利用して１８０度（deg)通電の駆動電圧を形成する。

本願において開示される発明のうち他の代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴに駆動電圧を供給するプリドライバを含む３相ＤＣモータ出力段により３相コイルに出力電圧を供給し、電圧最小相をＧＮＤとした下側フックと電圧最大相を電源とした上側フックを電気角６０ deg毎に交互に繰り返したパターンとし、このパターンを直線近似で表現して正弦波状の駆動電圧を生成して正弦波状の電流を上記３相コイルに流す。

ＰＷＭ動作をしている出力電圧の遷移期間中において、出力パワーＭＯＳＦＥＴゲート，ソース間電圧の有無を判定して電流波形のゼロクロスを検出し、モータの無通電期間の無い１８０ deg通電としてトルクリップルを低減することができる。

又は、駆動電圧に対して電気角６０ deg毎の繰り返しパターンとし、またパターンを直線近似で表現することで簡易な構成で精度の高い正弦波状の駆動電圧を得ることが可能になり、一定トルクでのモータ駆動が実現できる。

図１には、この発明に係るモータ駆動装置の一実施例のブロック図が示されている。この実施例は、１８０ deg通電による多相モータとしての３相モータの一定トルク駆動に向けられている。３相モータコイルはパワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６等のパワー素子からなる出力段と出力プリドライバによりパルス幅変調（PWM）信号により駆動される。出力プリドライバは駆動電圧プロファイル生成部で生成した正弦波状の駆動電圧を出力制御部でＰＷＭ変調した信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを入力として動作する。

スピンドル出力電圧Ｕ，Ｖ，ＷはセレクタＳＥＬ１でＢＥＭＦ（逆起電圧）検出相が選択され、モータコイルの中性点ＣＴとの差電圧がプリアンプＰＡで生成される。上記プリアンプＰＡの出力信号は、プリフィルタＰＦＬでフィルタリングされた後にコンパレータＣＭＰ３により基準電圧Ｖref1と比較される。このコンパレータＣＭＰ３によりＢＥＭＦ（逆起電圧）のゼロクロスを検出する。

ＰＷＭ信号により互いに逆位相で駆動される高位側パワーＭＯＳＦＥＴと低位側パワーＭＯＳＦＥＴとからなるハーフブリッジからなる出力段により３相コイルが駆動される。ハーフブリッジの出力段の下側パワーＭＯＳＦＥＴＭ２，Ｍ４，Ｍ６のゲート電圧ＵＬ，ＶＬ，ＷＬは、セレクタＳＥＬ３で電流ゼロクロス検出を行う相が選択される。上記セレクタＳＥＬ１の出力が基準電圧Ｖref3と交差するタイミングをコンパレータＣＭＰ２で検出し、言い換えると、スピンドル出力電圧Ｕ，Ｖ，Ｗが遷移している期間において上記セレクタＳＥＬ３の出力をサンプリングホールド回路Ｓ／Ｈ２によりサンプル／ホールドし、この電圧と基準電圧Ｖref2とをコンパレータＣＭＰ２により比較して電流のゼロクロスを検出する。

上記ＢＥＭＦのゼロクロス出力と電流ゼロクロス出力とはセレクタ４によってどちらの情報を利用するかが選択される。一定トルク駆動を行う場合には電流のゼロクロス検出結果を用い、それ以外の場合は上記ＢＥＭＦのゼロクロス結果を用いるようにする。これはモータの回転が不安定な低回転時ではＢＥＭＦ検出による安定な起動を利用することを目的としたものである。

ゼロクロス検出結果は位相誤差検出部へ入力される。この位相誤差検出信号は、位相ロックドループ（ＰＬＬ）フィルタ部−通電タイミングカウンタ部−出力制御部−出力段−モータからなるＰＬＬ制御ループによって低回転ジッタでのモータ駆動を実現する。この実施例では、上記のように２つのゼロクロス検出結果を選択的に用いるものであることに対応し、ＰＬＬ制御ループは電流のゼロクロスを用いる場合にＢＥＭＦのゼロクロス出力を用いる場合と同様になるようにするためのループゲインを調整する機能が設けられる。位相誤差検出に電流のゼロクロスを用いると、前記図１８に示したＢＥＭＦを検出する時のような無通電期間が不要なため、１８０ deg通電を実現することができ、正弦波状の駆動電圧によりトルクリップルの少ないほぼ一定トルクでのモータ駆動が実現できる。

モータ駆動電流の検出については直流シャント抵抗Ｒnfを用いて行う。直流シャント抵抗Ｒnfで検出された電圧はサンプリングホールド回路Ｓ／Ｈ１を経てセンスアンプＳＡにより増幅され、その結果がアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器ＡＤＣへ入力される。Ａ／Ｄ変換された検出値CRNTOUTは電流制御誤差検出部で電流指示SPN CRNT DATA とから誤差が計算され、電流制御フィルタ−出力制御部−出力段−モータからなる電流制御ループによって駆動電流の制御が行われる。モータの速度制御については出力制御部より回転数に比例した周期信号の PHASE信号が出力され、マイクロプロセッサＭＰＵにて目標速度との比較が行われ、速度に応じた電流指示が入力される。

マイクロプロセッサＭＰＵとのインターフェースはシリアルポートで行われ、電流指示(SPN CRNT DATA) 、電流制御、ＰＬＬ、一定トルク駆動等の各種パラメータがレジスタにより設定される。スピンドル部システムとしてはモータ停止状態からの起動の制御を行うＣＯＭＳＥＮＳ制御部や内部の動作を制御するシーケンサも有する。以上のブロックによりスピンドルモータを１８０ deg通電による一定トルク駆動するものである。

図２には、図１のモータ駆動装置の動作の一例を説明するための波形図が示されている。同図には、１８０ deg通電による一定トルク駆動の動作波形が示されている。電流のゼロクロス検出を行うようにすることにより通電タイミングの制御を行うと、前記図１８に示したようなＢＥＭＦ検出のための無通電期間が不要となり、図２に示すように正弦波状の電圧でモータを駆動することができる。なお、実際にはＰＷＭ動作波形であるが、同図では発明の理解を容易にするために便宜的に示している。モータコイルにかかる電圧は駆動電圧からＢＥＭＦ（逆起電圧）を差し引いた電圧であり、ＢＥＭＦが正弦波の場合にはモータコイルにかかる電圧も正弦波となる。よって駆動電流も正弦波となり、これにより一定トルクでモータを駆動することが可能になる。したがって、トクルが一定となりモータの低騒音化、低振動化を図ることが可能になる。

図３には、この発明に係るモータ駆動装置の出力段の一実施例の回路図が示されている。同図には、代表として２相分のハーフブリッジ回路とパワーＭＯＳＦＥＴ動作状態による駆動電流経路も矢印により合わせて示されている。出力段の構成をＵ，Ｗの２相分で考えると同図のようなハーフブリッジ（Ｈブリッジ）型の回路構成となる。パワーＭＯＳＦＥＴＭ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６はそれぞれの制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＷＰ，ＷＮによりゲート容量Ｃgd，Ｃgsが充電されるか放電されるかでオン／オフの制御が行われる。パワーＭＯＳＦＥＴはすべてＮチャネルＭＯＳＦＥＴのためゲート，ソース間電圧がしきい値電圧以上の正でオン、ゼロでオフとなる。したがって上側パワーＭＯＳＦＥＴＭ１，Ｍ５への制御回路は電源Ｖpsを昇圧した電源Ｖbst で動作させる必要がある。

例えば、モータの駆動電流は電源ＶpsからパワーＭＯＳＦＥＴＭ５モータを通じてパワーＭＯＳＦＥＴＭ２に流れる状態、すなわちＷ相が電流ソース、Ｕ相が電流シンクの状態を考える。ＰＷＭ動作によりパワーＭＯＳＦＥＴＭ５，Ｍ２がオンの場合には駆動電流は電源→Ｍ５→モータ→Ｍ２→Ｒnfと流れる。この時Ｗ相の出力電圧はＶps−Ｒon×Ｉspn となる。ここでＲonはＭＯＳＦＥＴＭ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６のオン抵抗を示す。

一方、ＰＷＭ動作によりパワーＭＯＳＦＥＴＭ５がオフになるとモータを流れる電流がコイルの時定数により維持されるため、駆動電流はＭ６→モータ→Ｍ２→Ｍ６と回生する。この時Ｗ相の出力電圧は−Ｒon×Ｉspnとなる。ここで出力電圧が遷移する状態を考えると、駆動電流がソースの場合にはパワーＭＯＳＦＥＴＭ５が飽和状態で動作することで出力電圧が遷移する。したがって出力の遷移期間中のパワーＭＯＳＦＥＴのゲート，ソース間電圧Ｖgsは、電流ソースの場合には上側がＶgs＞Ｖthで、下側がＶgs＝０Ｖとなる。

次にモータの駆動電流が電源ＶpsからパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、モータを通じてパワーＭＯＳＦＥＴＭ６に流れる状態、すなわちＷ相が電流シンク、Ｕ相が電流ソースの状態を考える。ＰＷＭ動作によりパワーＭＯＳＦＥＴＭ１，Ｍ６がオンの場合には駆動電流は電源→Ｍ１→モータ→Ｍ６→Ｒnfと流れる。この時Ｗ相の出力電圧はＲon×Ｉspn となる。

一方、ＰＷＭ動作によりパワーＭＯＳＦＥＴＭ６がオフになるとモータを流れる電流がコイルの時定数により維持されるため、駆動電流はＭ１→モータ→Ｍ５→Ｍ１と回生する。この時Ｗ相の出力電圧はＶps＋Ｒon×Ｉspn となる。ここで出力電圧が遷移する状態を考えると、駆動電流がシンクの場合にはパワーＭＯＳＦＥＴＭ６が飽和状態で動作することで出力電圧が遷移する。したがって出力の遷移期間中のパワーＭＯＳＦＥＴのゲート，ソース間電圧Ｖgsは、電流シンクの場合には上側がＶgs＝０Ｖで、下側がＶgs＞Ｖthとなる。以上の動作から、１つの相に対し電流がソースかシンクかによって出力遷移期間中のＶgsが異なるため、電流のゼロクロス検出が可能になる。

図４には、この発明に係る１８０ deg通電による電流ゼロクロス検出を説明するための動作波形図が示されている。同図においては、Ｗ相の駆動電流１（Ｗ）がソースからシンクに切り替わる状態が代表として例示的に示されている。ＰＷＭ信号ＷＰ，ＷＮは上側パワＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）がオンのデューティが徐々に小さくなっていき、これにより駆動電流がソースからシンクへと切り替わる。駆動電流Ｉ（Ｗ）がソースの場合には上側パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）がオフになると出力電圧が負電位となり下側（Ｍ６）を回生し、駆動電流Ｉ（Ｗ）がシンクの場合には下側パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）がオフになると出力電圧が電源より高くなり上側を回生する。出力電圧の遷移期間に着目すると、電流ソースの場合の下側パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のゲート，ソース間電圧Ｖgsは０Ｖであり、電流シンクの場合の下側パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のゲート，ソース間電圧Ｖgsはしきい値電圧Ｖthより高くなる。

図１に示した実施例のスピンドル部システムでは、電流ゼロクロス検出で行うサンプリングホールド回路Ｓ／Ｈ２の信号に、セレクタＳＥＬ１で選択された出力電圧の遷移をモニタするコンパレータＣＭＰ１の出力を用いている。したがって、図４に示したように、電流ゼロクロスコンパレータＣＭＰ２の出力は駆動電流Ｉ（Ｗ）がソースからシンクに切り替わった後の最初の出力遷移のタイミングで切り替わり、電流のゼロクロスを検出することができる。

図５には、この発明に係る１８０ deg通電における電流ゼロクロス検出と位相誤差検出を説明するための波形図が示されている。前記図４と同様にＷ相の駆動電流がソースからシンクに切り替わる状態が代表として例示的に示されている。モータはＰＷＭ駆動されているので駆動電流には図５のようなリップルが存在する。MASK信号はゼロクロス検出の制御を行う信号のロウレベルで検出状態となり、ハイレベルの場合には非検出状態となる。ＰＬＬはゼロクロスが検出期間の中央に来るように通電切替タイミングを制御する。位相誤差検出としてはゼロクロスが来るまで位相誤差をマイナスしていき、ゼロクロス後にプラスしていくことでゼロクロス検出期間終了後の最終値を位相誤差として、ゼロクロスの検出期間の中央に対する位相ずれを検出する。

上記位相検出誤差がプラスの場合は位相進み、マイナスの場合は位相遅れとなり、通電タイミングとしては位相誤差がプラスの場合に遅らせ、マイナスの場合は早めるように動作させる。駆動電流Ｉ（Ｗ）のリップルを考慮しなければＰＬＬがロックしている時ゼロクロス出力は検出期間の中央となり、位相誤差検出も左右対称で最終的な位相誤差は "０" となる。しかし実際の動作では検出オフセットや電流リップルが存在するため、このような位相誤差検出を行うことはできない。そこで、この実施例ではゼロクロスの検出方法としては前述したＭＯＳＦＥＴＭ６のゲート，ソース間電圧Ｖgsの有無によるゼロクロス検出を利用する。

駆動電流Ｉ（Ｗ）に比例した量からゼロクロスを検出した場合は検出オフセットに対する感度が非常に高いのに対し、この方法は検出オフセットに対する影響を考えなくてよいため、より低電流で動作するモータに対しても１８０ deg通電が可能になる。なお、駆動電流Ｉ（Ｗ）に比例した量からゼロクロスを検出した場合において、検出オフセットが±１ｍＶ以内にできた時の位相誤差検出精度は、例えば駆動電流Ｉ（Ｗ）＝０．２５Ａ、Ｒon＝０．１Ωで±２．３ degとなる。

一方、実際のゼロクロスを考えると駆動電流Ｉ（Ｗ）にはリップルがあるため、ゼロクロス検出結果としてはＰＷＭ毎に "ハイレベル" ， "ロウレベル" を繰り返す状態が存在する。この結果を位相誤差検出にそのまま利用すると、ゼロクロス出力のエッジがＰＷＭに同期しているため、ＰＷＭのデューティによって位相誤差が異なり正確な位相誤差検出が難しい。そこで、この実施例では、出力の遷移期間毎に判定するゲート，ソース間電圧Ｖgsの有無でｕｐ，ｄｏｗｎさせる位相誤差検出とする。このようにすると位相誤差の分解能は荒くなるが、駆動電流にリップルがあっても図５のように駆動電流の平均が検出期間の中央になるように位相誤差を検出することが可能になる。なお、位相誤差の分解能は例えば検出期間が電気角で１５ deg、出力遷移回数が１６回（８ＰＷＭ）とすると０．９３７５ degと、駆動電流に比例した量からゼロクロスを検出した場合の検出精度に比べ小さくできる。

図６には、この発明に係るモータ駆動装置におけるＢＥＭＦとモータコイルにかかる電圧Ｖcoil及びモータ駆動電圧Ｖinput の関係を説明するための動作波形が示され、図７には、その等価回路図が示され、図８には、そのベクトル図が示されている。モータ駆動電圧Ｖinput はＢＥＭＦとモータコイルの電圧Ｖcoilの和となる。モータコイルにかける電圧Ｖcoilは駆動電流をモータのＢＥＭＦと同位相で流すとすると、コイルインピーダンスによる位相遅れΔθcoil分進ませる必要がある。したがってモータ駆動電圧Ｖinput としてはＶcoilとＢＥＭＦとのベクトル和であり、駆動電流に応じて駆動電圧の位相を適切に変化させる必要がある。

ここで駆動電流位相θｉとＢＥＭＦの位相θbemfについて考えると次の（式１）のようになる。上記（式１）をθｉで微分して次の（式２）が得られる。よって電流のゼロクロス検出でＰＬＬ制御を行う場合にＢＥＭＦのゼロクロスでＰＬＬ制御を行う場合と同等のループ特性を得るためにはＫviだけゲインを調整する必要がある。そこで本発明に係る一定トルク駆動方式ではゲイン調整機能を有し、調整量をレジスタで設定できるようにしている。なお、本ゲイン調整については駆動電流と駆動電圧から内部演算により算出した値を用いてもよい。

（式１）

（式２）

図９と図１０には、この発明に係るモータ駆動装置における正弦波電流を流すための印加電圧波形図が示されている。図９（ａ）で示した３相駆動電圧において電圧最小相を "０" とした場合（ＧＮＤ接地）の３相駆動電圧は図（ｂ）のようになる。一方、３相駆動電圧において電圧最大相を "電源" とした場合（電源接地）の３相駆動電圧は図１０（ｃ）のようになる。ここで電気角６０ deg毎に図１０（ｄ）のようにＧＮＤ接地と電源接地を交互に用いた駆動電圧とすると、電気角６０ deg毎に接地点はＧＮＤ，電源と交互に繰り返されるが、電圧波形は６０ deg毎に繰り返し波形となる。

したがって、この方法を用いると３相の正弦波電圧を得るためには電気角６０ deg分の駆動電圧が生成できれば実現できる。また電気角６０ deg毎にＧＮＤ接地と電源接地を交互に用いることにより電流波形の上下対称性を良好にすることができ、トルクリップルの２次歪成分の発生を抑えることが可能になる。

図１１には、電気角６０ deg毎の印加電圧の近似方法の説明図が示されている。図１０（ｄ）に示した電気角６０ deg毎の繰り返しパターンを折線で近似させる。モータ駆動電圧の位相は駆動電流に応じて適切に変化させる必要があるが、モータの磁気定数などによりその変化量は異なるため、位相シフト量に対する設定レジスタを設ける。また正弦波を近似している折線の傾きを変更できるように傾き設定レジスタを設ける。傾き設定レジスタにより図１１のように折線の傾きを変更すると駆動電圧に６次歪（ここでｎ次歪みとは歪み成分であるＢＥＭＦの角速度のｎ倍である波の成分）を挿入することができ、ＢＥＭＦに歪のある台形波着磁モータ等の場合でもトルクリップルが一定になるように駆動電圧を調整することが可能になる。

駆動電圧に対する実際の生成方法としてはまず駆動電流と位相設定レジスタにより決定される位相シフト量から駆動電圧パターンの初期値( ＰＷＭＳＴ，ＳＰＳＴ）を算出する。駆動電圧としては折線近似のため、図１１のように、ＰＷＭ毎にそれぞれの電圧パターンの値から1 ＰＷＭで変化する電圧量(dpwm,dsp1,dsp2,dsp3)を加減算することで生成する。なお、駆動電圧パターンに歪を挿入する方法としては傾き設定レジスタによりこの電圧量を変更することで実現する。

図１２には、この発明に係るモータ駆動装置におけるＢＥＭＦが台形波の場合の最適駆動電流の設定方法の説明図が示されている。図１２（ａ）は、ＢＥＭＦが正弦波と台形波の場合の一定トルクとなる駆動電流の違いが示され、図１２（ｂ）は、ＢＥＭＦが台形波の場合の（１）部の電流波形の調整例が示され、図１２（ｃ）は、ＢＥＭＦが台形波の場合の（２）部の電流波形の調整例が示されている。ＢＥＭＦが正弦波の場合、一定トルクとなるための駆動電流は正弦波であるが、ＢＥＭＦが台形波の場合に一定トルクとなるためには図１２（ａ）のようにＢＥＭＦの頂点が凹になっている分、駆動電流の頂点が凸になる必要がある。ＢＥＭＦの歪成分としては主に５次、７次成分なのでこの歪率ｋ５，ｋ７を用いて次の（式３）のようにＢＥＭＦを表す。また駆動電流の頂点に歪が挿入された電流を次の（式４）ように置く。３相に対しそれぞれトルクを計算し、全体のトルクを求めると、次の（式５）が得られる。

（式３）

（式４）

（式５）

したがって、ｋｉ６＝−ｋ５＋ｋ７となる駆動電流になればトルクを一定にすることが可能である。ここで駆動電流歪と傾き設定レジスタとの関係について図１２（ｂ）と（ｃ）に示す。傾き設定レジスタを大きくし、dpwmを大きくすると駆動電圧の頂点としては凹にする方向になる。駆動電圧の位相にもよるが、これにより図１２（ａ）の（１）部の駆動電流波形の頂点を持ち上げたりへこませたりすることが可能である。また別の傾き設定レジスタによりdsp2,3についても変更することで図１２の（２）部の駆動電流波形を調整することが可能であり、これにより上記（式５）で示した最適な歪成分を持つ駆動電流を流すことができ、一定トルク駆動を実現する。

図１３には、ＢＥＭＦが台形波の場合の一定トルク駆動動作シミュレーション波形図が示され、図１４には、ＢＥＭＦが凸形波の場合の一定トルク駆動動作シミュレーション波形図が示されている。図１３及び図１４において、上から駆動電圧、駆動電流、ＢＥＭＦ、正規化トルクが示されている。図１３及び図１４のようにＢＥＭＦが台形波、凸形波の場合にも適切に歪を挿入した駆動電流を流すことにより一定トルクでモータを駆動することが可能である。

ＨＤＤ装置等では実動作においてトルク自体をモニタすることは困難なため、トルクを観察しながらトルクリップルを最小にする駆動電流に調整することは困難である。したがって、駆動電流歪の調整の例としては図１３、図１４のようなシミュレーションから得られた結果を利用し、最適設定を得るという手法があげられる。また、前述したように最適な駆動電流歪はＢＥＭＦの歪量がわかれば一意に決まるため、駆動電流波形を観察しこの周波数解析により歪成分を確認して最適化を行っても良い。

図１５には、この発明に係るモータ駆動装置における１８０ deg通電による一定トルク駆動方式の一実施例の電流制御系ブロック図が示されている。電流制御部は適切なトルクで３相ＤＣモータを駆動するために、直流シャント抵抗Ｒnfにより検出したモータ駆動電流を用い、これが電流指令と一致するようにＰＷＭのデューティを制御しPWMCLKを出力する。直流シャント抵抗Ｒnfにより検出したモータ駆動電流はセンスアンプＳＡで増幅され、アナログ／デジタル変換器ＡＤＣでデジタル値に変換される。電流誤差検出部ではモータ駆動電流の検出値と電流指令(SPNCRNT) を減算して電流誤差が求められ、ループフィルタによりＰＷＭデューティ（Ｄｕｔｙ）が決定する。

その後、ＰＷＭ変調を行う出力制御部によりＰＷＭデューティに応じたPWMCLKで各相が駆動される。ここで一定トルク駆動の場合を考えると、モータ駆動電流が正弦波状の駆動電流で電気角６０ deg毎に電圧パターンを切替えているため、直流シャント抵抗による検出値には電気角６０ deg周期の脈動が観測される。したがって電流誤差検出部において電流指示を直流のままにすると、電流検出誤差が周期的に発生し、ＰＷＭデューティに脈動が発生してしまう。

このため一定トルク駆動を行うべく駆動電圧を正弦波状にしようとしても、脈動の影響で正確な正弦波電圧を得ることができなくなる。そこで一定トルク駆動を行う場合には電流誤差検出部において、直流の電流指示に予め期待される電流検出による脈動を加え、電流検出誤差が発生しないようにする。これにより電流検出において脈動があっても電流制御を正確に行い、かつ正確な正弦波電圧を得ることが可能になる。なお、電流指示(SPNCRNT) に与える補正係数についても折線近似等で容易に実現可能である。

一定トルク駆動時に生成する繰り返し電圧パターンは、一定トルク駆動制御部で生成する。本制御部にはシリアルポートよりレジスタ設定された位相設定パラメータと電圧パターンの傾き設定パラメータが入力され、３相分の電圧パターンが生成される。この電圧パターンにより３相のＰＷＭ信号が生成されるが、起動初期のようにトルクを稼ぐため一定電流でスイッチング駆動を行うような場合（一定トルク駆動を行わない場合）にはSINENA="0"として、電流制御により得られたＰＷＭデューティそのままで動作させ、電流誤差検出も直流電流の制御に切替える。

図１６は、本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたスピンドルモータ制御系の他、ボイスコイルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を有する磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。図１６において、３１０は磁気ディスク３００を回転させるスピンドルモータ、３２０は先端に磁気ヘッド（書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む）ＨＤを有するアーム、３３０はこのアーム３２０を回動可能に保持するキャリッジで、上記ボイスコイルモータ３４０はキャリッジ３３０を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにモータ駆動制御回路４１０がサーボ制御を行なう。

モータ駆動制御回路４１０は、前記実施例で説明したような機能を有するスピンドルモータ駆動制御回路と磁気ヘッドをディスクの径方向へ移動させるボイスコイルモータ駆動制御回路とが一体となった半導体集積回路であり、コントローラ４２０から供給される制御信号に従って動作し、磁気ヘッドを所望のトラックへシーク移動させたり磁気ヘッドの相対速度を一定にしたりするように、ボイスコイルモータ３４０とスピンドルモータ３１０をサーボ制御する。この場合、前記パワーＭＯＳＦＥＴは、外付素子で構成してもよいし、半導体集積回路に内蔵するものであってもよい。駆動電流が大きなものは、半導体集積回路に内蔵することが難しくなるので、上記のように外付素子で構成することが望ましい。

４３０は上記磁気ヘッドＨＤによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路（データチャネルプロセッサ）４４０へ送信したり信号処理回路４４０からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドＨＤの駆動電流を出力したりするリード・ライトＩＣである。

また、４５０は信号処理回路４４０から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路４４０へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路４４０は、デジタル磁気記録に適した変調／復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドＨＤの読出信号から位置情報を読み取る。

４６０は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ４５０はインタフェース・コントローラ４６０を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。４７０は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ４２０は、ハードディスク・コントローラ４５０からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ４５０から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出したりする。

以上の実施例においては、ＰＷＭ動作をしている出力電圧の遷移期間中において、出力パワーＭＯＳＦＥＴのゲート，ソース間電圧Ｖgsの有無を判定することにより電流波形のゼロクロスを検出し、これを利用することでモータの無通電期間の無い１８０ deg通電を実現することができ、モータ駆動時のトルクリップルを大幅に低減することができる。また、ＰＬＬ制御における位相誤差検出で出力遷移期間中の上記ゲート，ソース間電圧Ｖgsの有無による検出結果を利用し、誤差検出期間内において駆動電流の極性判定結果の回数差に比例した量を位相誤差として利用することにより実動作で生じる検出オフセットや駆動電流リップルの影響を受けないようにＰＬＬ制御を行うことが可能になる。

モータの位置情報としてＢＥＭＦのゼロクロスあるいは電流のゼロクロスを選択するためにセレクタを設けることで、モータの回転が不安定な低回転時には従来のＢＥＭＦ検出による駆動方式で安定に起動させることが可能になる。また、ＰＬＬ制御におけるゲイン調整機能を有することでゼロクロス情報としてＢＥＭＦあるいは電流のどちらを用いても同じループ特性で動作させることが可能になり、回転ジッタ等の劣化を抑えることが可能になる。駆動電圧に対して電気角６０ deg毎の繰り返しパターンとし、またパターンを直線近似で表現することで簡易な構成で精度の高い正弦波状の駆動電圧を得ることが可能になり、一定トルクでのモータ駆動が実現できる。

電気角６０ deg毎の繰り返しパターンにより電流波形の上下対称性を良好にすることができ、トルクリップルの２次歪成分の発生を抑えることが可能になる。位相設定レジスタ及び傾き設定レジスタを設けることでモータによらず駆動電圧位相や駆動電圧歪を調整することができ、最適なトルクでモータを駆動することが可能になる。また、電気角６０ deg毎の繰り返しパターンの傾きを変えるという駆動電圧歪の調整方法は６次歪を挿入することが容易であるため、ＢＥＭＦに存在する歪成分（主に５次と７次の合成）の影響を補償する上で有効な方法となるものである。そして、駆動電流制御において電流指示に予め期待される脈動成分を重畳させることで、電流検出による誤差を発生させることなく電流制御を行うことができ、これにより正弦波状の駆動電流を実現することが可能になる。

この発明が適用されたモータ駆動装置では、無通電期間のない１８０ deg通電を実現できるため、トルクリップルを低減することができ、モータの低騒音、低振動化が可能になる。１８０ deg通電となることでＨＤＤ装置の電源電流リップルを低減することも可能になり、電源に対しより多くのＨＤＤを接続することが可能になる。検出オフセットや駆動電流リップルの影響を受けない位相誤差検出方法により、ディスク枚数の少ないモータや回転数の低いモータ等の駆動電流が比較的小さいモータでも１８０ deg通電を実現することが可能となるものである。

以上本発明者によってなされた発明を、前記実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、電流ゼロクロスの検出は、下側パワーＭＯＳＦＥＴＭ２、Ｍ４及びＭ６のゲート，ソース間電圧Ｖgsの有無を判定するものの他、上側のパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート，ソース間電圧Ｖgsを判定するものであってもよい。この場合、出力段の端子ＵＵ−Ｕ、ＶＵ−Ｖ、ＷＵ−Ｗ間の電圧が、前記のようなＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖthよりも大きいか否かで判定すればよい。前記のようにパワーＭＯＳＦＥＴは、モータ駆動用集積回路に内蔵させるもの、あるいは外付け素子で構成するもののいずれであってもよい。

３相コイルに出力電圧を供給するパワーＭＯＳＦＥＴと、かかるパワーＭＯＳＦＥＴに駆動電圧を供給するプリドライバとからなる３相ＤＣモータ出力段と、電圧最小相をＧＮＤとした下側フックと電圧最大相を電源とした上側フックを電気角６０ deg毎に交互に繰り返したパターンとし、このパターンを直線近似で表現して正弦波状の駆動電圧を生成して正弦波状の電流を上記３相コイルに流すようにしたモータ駆動装置において、モータの位置検出に関して前記のような電流ゼロクロスを用いるもの他、ホール素子のようなセンサを用いるものであってもよい。この発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動用集積回路として広く利用できる。尚パワー素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴはバイポーラトランジスタ等他の素子を用いたものでもよい。

この発明に係るモータ駆動装置の一実施例を示すブロック図である。 図１のモータ駆動装置の動作の一例を説明するための波形図である。 この発明に係るモータ駆動装置の出力段の一動作例を示す回路図である。 この発明に係る１８０ deg通電による電流ゼロクロス検出を説明するための動作波形図である。 この発明に係る１８０ deg通電における電流ゼロクロス検出と位相誤差検出を説明するための波形図である。 この発明に係るモータ駆動装置におけるＢＥＭＦとモータコイルにかかる電圧Ｖcoil及びモータ駆動電圧Ｖinput の関係を説明するための動作波形図である。 図６における駆動電圧とモータの関係を示した等価回路図である。 図６に対応したベクトル図である。 この発明に係るモータ駆動装置における正弦波電流を流すための一部の印加電圧波形図である。 この発明に係るモータ駆動装置における正弦波電流を流すための残り一部の印加電圧波形図である。 この発明に係る電気角６０ deg毎の印加電圧の近似方法の説明図である。 この発明に係るモータ駆動装置におけるＢＥＭＦが台形波の場合の最適駆動電流の設定方法の説明図である。 この発明に係るモーク駆動装置におけるＢＥＭＦが台形波の場合の一定トルク駆動動作シミュレーション波形図である。 この発明に係るモーク駆動装置におけるＢＥＭＦが凸形波の場合の一定トルク駆動動作シミュレーション波形図である。 この発明に係るモータ駆動装置における１８０ deg通電による一定トルク駆動方式の一実施例の電流制御系ブロック図である。 本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたハードディスク装置全体の一構成例を示すブロック図である。 この発明に先立って検討されたモータ駆動装置のブロック図である。 図１８の動作波形図である。

符号の説明

Ｍ１〜Ｍ６…パワーＭＯＳＦＥＴ、ＳＥＬ１〜ＳＥＬ４…セレクタ、ＡＤＣ…アナログ／デジタル変換器、ＰＦＬ…プリフィルタ、ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３…コンパレータ、ＳＡ…センスアンプ、ＰＡ…プリアンプ、Ｓ／Ｈ１〜２…サンプリングホールド回路、Ｒnf…直流シャント抵抗、
３００…磁気ディスク、３１０…スピンドルモータ、３２０…アーム、３３０…キャリッジ、３４０…ボイスコイルモータ、４１０…モータ駆動制御回路、４２０…コントローラ、４３０…リードライトＩＣ、４４０…信号処理回路、４５０…ハードディスクコントローラ、４６０…インターフェイスコントローラ、４７０…キャッシュメモリ。

Claims (16)

1. 多相コイルに出力電圧を供給するパワー素子と、かかるパワー素子に駆動電圧を供給するプリドライバとからなる多相ＤＣモータ出力段と、
   上記パワーの駆動を制御するための電圧が所定電圧以上であるか否かのモニタをして電流のゼロクロス検出を行う電流ゼロクロス検出部と、
   上記電流ゼロクロス検出部の出力を通電切替タイミングの制御を行う位相ロックドループ制御に利用して１８０度通電の駆動電圧を生成するプロファイル生成部と、
   上記プロファイル生成部で形成された駆動電圧を受けて、上記出力段に伝えるパルス幅変調信号を形成する出力制御部とを備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１において、
   無通電相を選択し、逆起電圧のゼロクロスを検出する逆起電圧検出部と、
   モータの回転が不安定な低回転時には上記逆起電圧検出部を選択して上記位相ロックドループ制御に伝え、モータの回転が安定領域となる上記低回上転時よりも回転数の多い高回転時には上記電流ゼロクロス検出部を選択して上記位相ロックドループ制御に伝えるセレクタとを備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項２において、
   上記下側パワー素子の共通接続点と回路の接地電位との間に設けられた直流シャント抵抗で発生する電圧をサンプル／ホールドして増幅する直流電流検出部と、
   上記直流電流検出部で検出された直流電流をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換器と、
   上記アナログ−デジタル変換器の変換出力と回転制御信号とを受ける電流制御誤差検出部とを更に備え、
   上記電流誤差検出部の出力信号により上記出力段のパルス幅変調制御が行われることを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項３において、
   上記電流ゼロクロス検出部は、下側のパワー素子のゲート，ソース間電圧とそのしきい値電圧以下であって、０Ｖよりも大きな基準電圧とを比較するコンパレータを備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項４において、
   上記位相ロックドループ制御における位相誤差検出は、位相誤差検出期間内における駆動電流の極性判定結果の回数差に比例した量を位相誤差として用いることを特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項４において、
   上記電流ゼロクロス検出部による電流ゼロクロスに対応した位相ロックドループ制御は、上記ＢＥＭＦのゼロクロスで位相ロックドループ制御に対し位相ロックドループのループゲインの調整をできるようにしてなることを特徴とするモータ駆動装置。
7. ３相コイルに出力電圧を供給するパワー素子と、かかるパワー素子に駆動電圧を供給するプリドライバとからなる３相ＤＣモータ出力段と、
   電圧最小相を３相コイルに出力電圧を供給するための第一の電源とした下側フックと電圧最大相を上記第一の電源よりも高い第二の電源とした上側フックを電気角６０度毎に交互に繰り返したパターンとし、このパターンを直線近似で表現して正弦波状の駆動電圧を生成して正弦波状の電流を上記３相コイルに流すようにしたことを特徴とするモータ駆動装置。
8. 請求項７において、
   上記直線近似による駆動電圧の直線の傾きを変更できるように設けられた傾き設定レジスタを更に備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
9. 請求項８において、
   上記直線近似の駆動電圧波形の傾きを変更することによって、６次成分の駆動電流を注入することができることを特徴とするモータ駆動装置。
10. 請求項９において、
    上記モータの磁気定数や駆動電流に応じて駆動電圧の位相を調整できるように設けられた位相設定レジスタを更に備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
11. 請求項１０において、
    上記下側パワー素子の共通接続点と回路の接地電位との間に設けられた直流シャント抵抗で発生する電圧をサンプル／ホールドして増幅する直流電流検出部と、
    上記直流電流検出部で検出された直流電流あるいは３相の中の無通電相に現れる電圧をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換器と、
    上記アナログ−デジタル変換器の変換出力と回転制御信号とを受ける電流制御誤差検出部とを更に備え、
    上記電流誤差検出部の出力信号により上記出力段のパルス幅変調制御が行われることを特徴とするモータ駆動装置。
12. 請求項１１において、
    上記誤差電流検出部に入力される電流指示信号に予め期待される脈動成分を重畳させて出力段から出力される正弦波状の駆動電流を正確に実現して上記コイルに供給される駆動電流を正弦波状にすることを特徴とするモータ駆動装置。
13. 請求項１２において、
    上記パワー素子のゲート，ソース間電圧が所定電圧以上であるか否かのモニタをして電流のゼロクロス検出を行う電流ゼロクロス検出部と、
    上記電流ゼロクロス検出部の出力を通電切替タイミングの制御を行う位相ロックドループ制御に利用して１８０度通電の駆動電圧を生成するプロファイル生成部と、
    上記プロファイル生成部で形成された駆動電圧を受けて、上記出力段に伝えるパルス幅変調信号を形成する出力制御部とを備えてなることを特徴とするモータ駆動装置。
14. ３相コイルに出力電圧を供給するパワー素子に駆動電圧を供給するプリドライバと、
    上記パワー素子のゲート，ソース間電圧が所定電圧以上であるか否かのモニタをして電流のゼロクロス検出を行う電流ゼロクロス検出部と、
    上記電流ゼロクロス検出部の出力を通電切替タイミングの制御を行う位相ロックドループ制御に利用して１８０度通電の駆動電圧を生成するプロファイル生成部と、
    上記プロファイル生成部で形成された駆動電圧を受けて、上記出力段に伝えるパルス幅変調信号を形成する出力制御部とを備えてなることを特徴とするモータ駆動用集積回路装置。
15. ３相コイルに出力電圧を供給するパワー素子に駆動電圧を供給するプリドライバと、
    電圧最小相をＧＮＤとした下側フックと電圧最大相を電源とした上側フックを電気角６０度毎に交互に繰り返したパターンとし、このパターンを直線近似で表現して正弦波状の駆動電圧を生成して正弦波状の電流を上記３相コイルに流すようにする駆動電圧プロファイル生成部とを備えてなることを特徴とするモータ駆動用集積回路装置。
16. 請求項１４又は請求項１５において、
    上記パワー素子は、上記モータ駆動用集積回路装置と同じ半導体基板上に形成されてなることを特徴とするモータ駆動用集積回路装置。

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