JP2005012903A - チャージポンプ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路構成の複雑化や回路規模の増大を招くことなく、耐圧に関わらず破損を防止することができるチャージポンプ回路を提供する。
【解決手段】チャージポンプ回路１は、基準電圧端と出力端との間に直列に接続された昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２と、振幅を調整したクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａを各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２に供給する調整回路１０とを備え、クロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａの振幅に応じた電圧ステップにて昇圧電圧を出力する。昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２は、トランジスタＴｐ２，Ｔｐ３とコンデンサＣ１，Ｃ２とが直列に接続され、隣接する昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２の接続は各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２内のトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３が直列に接続される。それと共に、各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２内のコンデンサＣ１，Ｃ２のトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３に接続されていない他方の端子は、調整回路１０内に接続されている。
【選択図】図１
【解決手段】チャージポンプ回路１は、基準電圧端と出力端との間に直列に接続された昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２と、振幅を調整したクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａを各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２に供給する調整回路１０とを備え、クロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａの振幅に応じた電圧ステップにて昇圧電圧を出力する。昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２は、トランジスタＴｐ２，Ｔｐ３とコンデンサＣ１，Ｃ２とが直列に接続され、隣接する昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２の接続は各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２内のトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３が直列に接続される。それと共に、各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２内のコンデンサＣ１，Ｃ２のトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３に接続されていない他方の端子は、調整回路１０内に接続されている。
【選択図】図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧を変換するチャージポンプ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電気回路等に用いられるチャージポンプ回路が公知であり、最も基本的なチャージポンプ回路としてディクソン（Ｄｉｃｋｓｏｎ）チャージポンプ回路が知られている。チャージポンプ回路により、電圧を昇圧したり降圧したりすることができる。
【０００３】
先ず、電圧を昇圧するチャージポンプ回路１００について説明する。
【０００４】
図７に、従来のチャージポンプ回路１００の構成の概要を示す。チャージポンプ回路１００は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ１、２段の昇圧段回路を構成する２個のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ１等を備えて構成される。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ１，Ｃ２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が供給されるバッファ回路Ｂ１，Ｂ２の出力端子にそれぞれ接続されている。
【０００５】
次に、図８を参照して同チャージポンプ回路１００の電圧変換動作の概要を説明する。
【０００６】
図８に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ１，ＣＫ２がＬレベル（０ボルト）にある状態においては、トランジスタＴｐ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄとされている。
【０００７】
図８に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１がＨレベル（電源電圧Ｖｄｄ）に上昇すると、コンデンサＣ１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄから略２Ｖｄｄまで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１はＬレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略２Ｖｄｄとされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ２がトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３と共にオフされる。
【０００８】
次に、図８に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１がＨレベルに上昇すると、コンデンサＣ２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略２Ｖｄｄから略３Ｖｄｄまで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略３Ｖｄｄとされ、出力コンデンサＣｏｕｔ１は略３Ｖｄｄに設定される。また、このとき、トランジスタＴｐ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄまで引き上げられる。その後、クロック信号ＣＫ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がトランジスタＴｐ２と共にオフされる。
【０００９】
続いて、図８に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図８に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ１への充電が繰り返されることによって、チャージポンプ回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔは略３Ｖｄｄに保持される。
【００１０】
次に、電圧を負側に降圧するチャージポンプ回路２００について説明する。
【００１１】
図９に、従来のチャージポンプ回路２００の構成の概要を示し、図１０にチャージポンプ回路２００の電圧変換動作の概要を示す。チャージポンプ回路２００は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ１、２段の昇圧段回路を構成する２個のＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ２，Ｔｎ３、２個のコンデンサＣ２１，Ｃ２２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ２等を備えて構成される。チャージポンプ回路２００は、図７に示すチャージポンプ回路１００と同様に、基準電圧（グランド電圧）を負側に降圧し、略「―２Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００１２】
上記従来のチャージポンプ回路１００，２００は、何れの場合も直列接続された昇圧段回路の段数に応じた昇圧電圧（又は降圧電圧）が出力される。即ち、電源電圧Ｖｄｄの整数倍だけ昇圧（又は降圧）された出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、任意の値の出力電圧を得ることができない。
【００１３】
そこで、昇圧（又は降圧）のためのコンデンサを複数（ｎ個）にて構成すると共に、このｎ個のコンデンサの接続を直列又は並列に切り換えることができるスイッチを設けたチャージポンプ回路が提案されている（特許文献１参照）。この構成により、各昇圧段回路における昇圧電圧（又は降圧電圧）をＶｄｄ／ｎとすることができる。このように、１段毎の昇圧電圧（電圧ステップ）を電源電圧よりも小さくすることで、所望の出力電圧を得ることができる。例えば、接続点Ｎ１に２個のコンデンサを直列又は並列に切り換え可能に接続すれば、接続点Ｎ１における１回の昇圧電圧を略０．５Ｖｄｄとすることができる。
【００１４】
また、特許文献１には、出力段にレギュレータを設けたチャージポンプ回路が開示されている。このチャージポンプ回路は、所望の電圧よりも高い電圧を一旦生成し、該電圧をレギュレータにて調整して所望の電圧を出力する。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００１―２３１２４９号公報（図１，図１０）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のチャージポンプ回路においては、一段毎の昇圧電圧を電源電圧よりも小さくするために接続点に複数のコンデンサ及びこれらのコンデンサを直列又は並列に接続するためのスイッチを設ける必要があり、回路構成の複雑化を招くという問題があった。
【００１７】
また、出力段にレギュレータを設けたチャージポンプ回路は、一旦所望の電圧よりも高い値まで昇圧する。このため、チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏｕｔに接続されるトランジスタ等の耐圧に余裕がない場合に、それらトランジスタに印加される電圧が耐圧を超えてしまう場合があり、トランジスタが破損してしまうという問題があった。
【００１８】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、回路構成の複雑化や回路規模の増大を招くことなく、耐圧に関わらず破損を防止することができるチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、基準電圧端と出力端との間に直列に接続された昇圧段回路と、振幅を調整したクロック信号を前記各昇圧段回路に供給する調整回路とを備え、前記クロック信号の振幅に応じた電圧ステップにて昇圧電圧を出力することを特徴とする。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のチャージポンプ回路において、前記昇圧段回路は、トランジスタとコンデンサとが直列に接続され、隣接する昇圧段回路の接続は前記各昇圧段回路内のトランジスタが直列に接続されると共に、前記各昇圧段回路内のコンデンサのトランジスタに接続されていない他方の端子は、前記調整回路に接続されていることを特徴とする。
【００２１】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路において、前記基準電圧端をグランドとすると共に、前記調整回路は前記クロック信号の振幅を電源電圧に依存させないことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態のチャージポンプ回路１について、図１乃至図４を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本実施形態のチャージポンプ回路１の構成を示すもので、本実施形態にかかるチャージポンプ回路１は、３個のトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２、出力コンデンサＣｏｕｔ１、レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３、調整回路１０等を備えて構成される。調整回路１０は、レギュレータ１１とバッファ回路Ｂ１，Ｂ２とを備える。本実施形態では、レベルシフト回路Ｌ２とトランジスタＴｐ２とコンデンサＣ１とが昇圧段回路Ｐ１を構成し、レベルシフト回路Ｌ３とトランジスタＴｐ３とコンデンサＣ２とが昇圧段回路Ｐ２を構成する。
【００２４】
トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタにて構成される。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３は基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）端と出力端との間に直列接続されている。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３のゲートには、クロック信号ＣＫ２が供給されるレベルシフト回路Ｌ１，Ｌ３の出力信号がそれぞれ供給され、トランジスタＴｐ２のゲートにはクロック信号ＣＫＢ２が供給されるレベルシフト回路Ｌ２の出力信号が供給される。各レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、低電位側電源端子が低電位電源（本実施形態ではグランド）に接続され、高電位側電源端子が対応する各トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の出力側端子に接続されている。従って、各レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、クロック信号ＣＫ２，ＣＫＢ２，ＣＫ２から、対応するトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の出力端側端子の電圧とグランドとの間の電位差を振幅とする信号を、対応するトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３のゲートに供給する。
【００２５】
トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ１，Ｃ２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が供給されるバッファ回路Ｂ１，Ｂ２の出力端子にそれぞれ接続されている。バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は、高電位側電源端子が調整回路１０を構成するレギュレータ１１に接続され、低電位側電源端子が低電位電源（グランド）に接続されている。
【００２６】
レギュレータ１１は、電源端子電圧として、高電位電源（電源電圧Ｖｄｄ）と低電位電源（グランド）との間に接続されている。レギュレータ１１は、電源電圧Ｖｄｄをレギュレートして生成した所望の出力電圧Ｖｒをバッファ回路Ｂ１，Ｂ２にそれらの駆動電源として供給する。出力電圧Ｖｒの電圧値は、チャージポンプ回路１の出力電圧Ｖｏｕｔが供給される負荷（内部回路）に応じて設定され、本実施形態では「０．８Ｖｄｄ」に設定されている。
【００２７】
従って、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は「０．８Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｒとグランドとを駆動電源として動作する。そして、それぞれに入力されるクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１を、出力電圧Ｖｒとグランドとの間の電位差を振幅とするクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａとして昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２（コンデンサＣ１，Ｃ２）にそれぞれ出力する。
【００２８】
レギュレータ１１の一例を図２に従って説明する。
【００２９】
レギュレータ１１は、オペアンプ１２、インバータ１３、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３等を備えて構成されている。
【００３０】
レギュレータ１１の出力端子は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２間のノードと抵抗Ｒ２，Ｒ３間のノードは、それぞれ制御信号ΦによりオンオフされるトランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２を介してオペアンプ１２の反転入力端子に接続される。こうして、レギュレータ１１の出力電圧Ｖｒを抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により分圧した抵抗Ｒ１，Ｒ２間のノード電圧Ｖ１、又は抵抗Ｒ２，Ｒ３間のノード電圧Ｖ２が、オペアンプ１２の反転入力端子に帰還される。また、オペアンプ１２の非反転入力端子には基準電圧ｅ１が入力される。オペアンプ１２は、出力電圧Ｖｒに応じたノード電圧Ｖ１又はＶ２と基準電圧ｅ１とを比較し、出力電圧Ｖｒを所望の電圧に保つように動作する。
【００３１】
また、レギュレータ１１は、制御信号Φによりノード電圧Ｖ１，Ｖ２が適宜選択されることで、出力電圧Ｖｒを変更するように構成されている。詳しくは、制御信号Φにより、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２の何れか一方がスイッチングされてノード電圧Ｖ１とノード電圧Ｖ２とを選択可能とされている。
【００３２】
上記の構成により、レギュレータ１１への制御信号Φを変更したり、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗比を調節したりすることで、レギュレータ１１から所望の出力電圧Ｖｒを得ることができる。これにより、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に供給されるクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａの振幅（詳しくはＨレベルの電圧）を任意の電圧に調整することができる。
【００３３】
本実施形態では、レギュレータ１１への制御信号ΦによりトランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２のスイッチングを選択し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の分圧比により出力電圧Ｖｒとして０．８Ｖｄｄを出力するように構成されている。具体的には、例えば、レギュレータ１１にＨレベルの制御信号Φを入力しトランスファゲートＴＧ２をオンさせて、基準電圧ｅ１を０．４Ｖｄｄとし、（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３＝２とすることで、レギュレータ１１の出力電圧Ｖｒを電源電圧Ｖｄｄに対して０．８Ｖｄｄとすることができる。
【００３４】
次に、上記の構成のチャージポンプ回路１による電圧の発生動作の概要を図３のタイミングチャートを参照して説明する。
【００３５】
図３に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫ２がＬレベル（０ボルト）にある状態においては、トランジスタＴｐ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄとされている。
【００３６】
図３に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１ａがＨレベル（０．８Ｖｄｄ）に上昇すると、コンデンサＣ１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略「Ｖｄｄ」から略「１．８Ｖｄｄ」まで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１ａはＬレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「１．８Ｖｄｄ」とされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ２がトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３と共にオフされる。
【００３７】
次に、図３に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１ａがＨレベルに上昇すると、コンデンサＣ２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「１．８Ｖｄｄ」から略「２．６Ｖｄｄ」まで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略「２．６Ｖｄｄ」とされ、出力コンデンサＣｏｕｔ１は略「２．６Ｖｄｄ」に設定される。また、このとき、トランジスタＴｐ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄまで引き上げられる。その後、クロック信号ＣＫ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がトランジスタＴｐ２と共にオフされる。
【００３８】
続いて、図３に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図３に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ１への充電が繰り返されることによって、チャージポンプ回路１においては、電源電圧Ｖｄｄが電圧ステップ「０．８Ｖｄｄ」にて昇圧され、出力電圧Ｖｏｕｔが略「２．６Ｖｄｄ」に保持される。この「２．６Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔは、それが供給される負荷（内部回路）に必要な電圧に対応しており、その出力端に接続されたトランジスタＴｐ３の耐圧よりも確実に低い。
【００３９】
ここで、他の一例のレギュレータ２１を、図４に従って説明する。
【００４０】
レギュレータ２１は、インバータ１３、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２、電流制限トランジスタ２４、ダイオードＤ１，Ｄ２等を備えて構成されている。
【００４１】
電源電圧Ｖｄｄに接続された電流制限トランジスタ２４は、更に直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２を介してグランドに接続されている。
【００４２】
電流制限トランジスタ２４，ダイオードＤ１間のノード電圧Ｖ２１と、ダイオードＤ１，Ｄ２間のノード電圧Ｖ２２とが、制御信号Φにより、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２を介して択一的に選択されて出力電圧Ｖｒに供給されるのは、図２に示すレギュレータ１１と同様である。
【００４３】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の閾値電圧をＶｔとすると、ノード電圧Ｖ２１は「２Ｖｔ」、ノード電圧Ｖ２２は「１Ｖｔ」となり、電源電圧Ｖｄｄに依存しない。例えば、図４でノード電圧Ｖ２１が出力電圧Ｖｒに供給されるようなレギュレータ２１を、図１のチャージポンプ回路１に示すレギュレータ１１に代えて適用すると、チャージポンプ回路１からの出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）から４Ｖｔだけ昇圧され、「Ｖｄｄ＋４Ｖｔ」となる。
【００４４】
従って、本実施形態のチャージポンプ回路１によれば、以下のような効果を得ることができる。
【００４５】
（１）本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔに応じてその振幅を調整したクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａに基づいてコンデンサＣ１，Ｃ２の昇圧を行うため、最終段のトランジスタＴｐ３まで昇圧を行うことで所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。この結果、チャージポンプ回路１から所望の電圧よりも高い電圧を出力させてレギュレートする必要がなく、回路構成の複雑化や回路規模の増大を抑制することができる。
【００４６】
（２）本実施形態では、基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）が各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２で昇圧されながら最終段のコンデンサＣｏｕｔ１に至るまでに、所望の電圧よりも昇圧されることがないため、チャージポンプ回路１の出力端に接続されるトランジスタＴｐ３等の破損を防止することができる。
【００４７】
（３）本実施形態では、調整回路１０（レギュレータ１１）により、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅を、電源電圧「Ｖｄｄ」から任意の値の電圧「０．８Ｖｄｄ」に調整することができる。このため、出力コンデンサＣｏｕｔ１から高精度で設定された所望の出力電圧Ｖｏｕｔ（略「２．６Ｖｄｄ」）を得ることができる。
【００４８】
（４）本実施形態では、調整回路１０（レギュレータ２１）により、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅を電源電圧「Ｖｄｄ」から任意の電圧「２Ｖｔ」に調整することもできる。このため、電源電圧Ｖｄｄに依存しない略「４Ｖｔ」だけ基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）から昇圧することができ、出力コンデンサＣｏｕｔ１から所望の出力電圧（略「Ｖｄｄ＋４Ｖｔ」）を得ることができる。特に、基準電圧を電源電圧Ｖｄｄではなく、グランドとすることで、出力コンデンサＣｏｕｔ１からは電源電圧Ｖｄｄに依存しない昇圧電圧を得ることも可能である。
【００４９】
（５）本実施形態では、クロック信号ＣＫ１ａ、及び該クロック信号ＣＫ１ａと相補なクロック信号ＣＫＢ１ａの振幅の上限電圧が、「Ｖｄｄ」から同じ値の電圧「０．８Ｖｄｄ」に調整される。このため、１つのレギュレータ１１で、クロック信号ＣＫ１と該クロック信号ＣＫ１と相補なクロック信号ＣＫＢ１とを調整することができ、効率のよい回路構成とすることができる。
【００５０】
（６）本実施形態では、レギュレータ１１，２１により調整される値は複数設定されており選択可能とされている。このため、チャージポンプ回路１を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ１の耐圧によって調整する値を変更することができる。
【００５１】
（第２実施形態）
以下、本発明を具体化した第２実施形態のチャージポンプ回路２について、図５及び図６を参照して説明する。
【００５２】
図５は、本実施形態のチャージポンプ回路２の構成を示すもので、チャージポンプ回路２は、３個のトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３、２個のコンデンサＣ２１，Ｃ２２、出力コンデンサＣｏｕｔ２、レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３、調整回路２０等を備えて構成される。調整回路２０は、レギュレータ３１とバッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２とを備える。本実施形態では、レベルシフト回路Ｌ２２とトランジスタＴｎ２とコンデンサＣ２１とが昇圧段回路Ｐ２１を構成し、レベルシフト回路Ｌ２３とトランジスタＴｎ３とコンデンサＣ２２とが昇圧段回路Ｐ２２を構成する。
【００５３】
トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタにて構成される。トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３は、基準電圧（グランド電圧）端と出力端との間に直列に接続されている。トランジスタＴｎ１，Ｔｎ３のゲートには、クロック信号ＣＫ２が入力されるレベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２３の出力信号がそれぞれ供給され、トランジスタＴｎ２のゲートにはクロック信号ＣＫＢ２が入力されるレベルシフト回路Ｌ２２の出力信号が供給される。各レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３は、低電位側電源端子が対応する各トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の入力側端子に接続され、高電位側電源端子には電源電圧Ｖｄｄが供給されている。従って、各レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３は、クロック信号ＣＫ２，ＣＫＢ２，ＣＫ２から、対応するトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の入力端側端子の電圧と電源電圧Ｖｄｄとの間の電位差を振幅とする信号を、対応するトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３のゲートに供給する。
【００５４】
トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ２１，Ｃ２２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ２１，Ｃ２２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が入力されるバッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２の出力端子にそれぞれ接続されている。バッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２は、高電位側電源端子が調整回路２０を構成するレギュレータ３１に接続され、低電位側電源端子が低電位電源（グランド）に接続されている。
【００５５】
レギュレータ３１は、前述のレギュレータ１１と同様の構成であり、本実施形態ではレギュレータ３１からの出力電圧Ｖｒは「０．８Ｖｄｄ」に設定されている。
【００５６】
次に、上記の構成のチャージポンプ回路２による電圧の発生動作の概要を図６のタイミングチャートを参照して説明する。
【００５７】
図６に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ２がＨレベルにある状態においては、トランジスタＴｎ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１はグランド電圧（０ボルト）とされている。
【００５８】
図６に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｎ１，Ｔｎ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１ｂがＬレベルに低下すると、コンデンサＣ２１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は０ボルトから略「―０．８Ｖｄｄ」まで引き下げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｎ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１ｂはＨレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「―０．８Ｖｄｄ」とされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＬレベルとなり、トランジスタＴｎ２がトランジスタＴｎ１，Ｔｎ３と共にオフされる。
【００５９】
次に、図６に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１ｂがＬレベルに低下すると、コンデンサＣ２２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「―０．８Ｖｄｄ」から略「―１．６Ｖｄｄ」まで引き下げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｎ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略「―１．６Ｖｄｄ」とされ、出力コンデンサＣｏｕｔ２は略「―１．６Ｖｄｄ」に設定される。また、このとき、トランジスタＴｎ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１はグランド電圧に設定される。その後、クロック信号ＣＫ２がＬレベルとなり、トランジスタＴｎ１，Ｔｎ３がトランジスタＴｎ２と共にオフされる。
【００６０】
続いて、図６に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図６に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ２への電荷の引き抜きが繰り返されることによって、チャージポンプ回路２においては、グランド電圧（０ボルト）が電圧ステップ「０．８Ｖｄｄ」にて降圧されて、出力電圧Ｖｏｕｔは略「―１．６Ｖｄｄ」に保持される。この「―１．６Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔは、それが供給される負荷（内部回路）に必要な電圧に対応しており、その出力端に接続されたトランジスタＴｎ３の耐圧よりも確実に低い。
【００６１】
本実施形態のチャージポンプ回路２についても、上記のチャージポンプ回路１と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
なお、上記両実施形態は以下のような別例に変更して具体化してもよい。
【００６３】
・上記第１実施形態では、昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２にＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３を用い、上記第２実施形態では昇圧段回路Ｐ２１，Ｐ２２にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ２，Ｔｎ３を用いる場合について説明した。しかし、トランジスタとしてＮチャネル及びＰチャネル型ＭＯＳトランジスタを併用しても、本発明のチャージポンプ回路を構成することはできる。また、昇圧段回路に用いられるのはトランジスタに限らず、逆方向電流が防止できるものであればダイオード等でもよい。
【００６４】
・上記両実地形態では、昇圧段回路の段数をそれぞれ２段としたが、昇圧段回路の段数は任意であり、それぞれ所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得るに必要な段数を適宜設けるようにすればよい。
【００６５】
・上記第１実施形態では、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をレギュレータ１１により調整し、クロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａとして昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２に入力する。また、上記第２実施形態においては、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をレギュレータ３１により調整し、クロック信号ＣＫ１ｂ，ＣＫＢ１ｂとして昇圧段回路Ｐ２１，Ｐ２２に入力する。しかし、両実施形態のチャージポンプ回路１，２において出力端からの出力電圧Ｖｏｕｔを所望の所定電圧とすることができるのであれば、レギュレータ１１，３１により調整するのはクロック信号ＣＫ１か又はクロック信号ＣＫＢ１かのどちらか一方のみにしてもよい。
【００６６】
・上記両実施形態では、レギュレータ１１，３１によりクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅が電源電圧Ｖｄｄから略「０．８Ｖｄｄ」に調整されてからバッファ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ２１，Ｂ２２に出力される構成とした。つまり、昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２，Ｐ２１，Ｐ２２での昇圧ステップは「０．８Ｖｄｄ」とされている。しかし、チャージポンプ回路１，２の出力端から所望の出力電圧が得られるのであれば、レギュレータ１１，２１，３１によりクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をどのように調整してもよい。
【００６７】
例えば、第１実施形態のチャージポンプ回路１において、クロック信号ＣＫ１のみをレギュレータにより調整するように構成し、クロック信号ＣＫ１を電源電圧Ｖｄｄから略「０．６Ｖｄｄ」ボルトとなるように調整すれば、チャージポンプ回路１からの出力電圧として「２．６Ｖｄｄ」ボルトを得ることができる。
【００６８】
・上記両実施形態においては、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３，Ｔｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３のソース及びドレインについてこれを図１或いは図５のごとく定めたが、これらの態様に固定されるものではない。
【００６９】
・上記両実施形態では、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ２１，Ｂ２２の低電位側電源端子がグランドに接続されているものとしたが、低電位側電源をグランド電圧としなくてもよい。バッファ回路の低電位側電源端子を所定電圧とすれば、この所定電圧とレギュレータ１１，３１からの出力電圧Ｖｒとの間を振幅とするクロック信号が出力されることとなる。バッファ回路の低電位側電源端子の電圧を調整することで、昇圧段回路に供給するクロック信号の振幅を調整することもできる。
【００７０】
次に、上記両実施形態及び別例から把握できる請求項以外の技術的思想及びその作用効果を追記する。
【００７１】
（イ）請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載のチャージポンプ回路において、前記調整回路は複数の分圧電圧の何れかを選択することで前記クロック信号の振幅を調整することを特徴とするチャージポンプ回路。そうすると、任意の昇圧電圧を得ることができる。
【００７２】
（ロ）請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載のチャージポンプ回路において、前記クロック信号は相補に出力するものとされており、少なくとも一つのクロック信号が前記調整手段により調整されていることを特徴とするチャージポンプ回路。そうすると、当該チャージポンプ回路からの出力信号に応じて、必要なクロック信号だけが調整手段により調整され、効率のよい回路構成とすることができる。
【００７３】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１乃至請求項３に記載のチャージポンプ回路によれば、回路構成の複雑化や回路規模の増大を招くことなく、耐圧に関わらず破損を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるチャージポンプ回路についてその第１実施形態を示す回路図。
【図２】同実施形態のレギュレータの説明図。
【図３】同実施形態の回路の動作を示すタイミングチャート。
【図４】同実施形態の別例のレギュレータの説明図。
【図５】本発明にかかるチャージポンプ回路についてその第２実施形態を示す回路図。
【図６】同実施形態の回路の動作を示すタイミングチャート。
【図７】従来のチャージポンプ回路の回路図。
【図８】同じく回路の動作を示すタイミングチャート。
【図９】従来のチャージポンプ回路の回路図。
【図１０】同じく回路の動作を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
１…チャージポンプ回路、Ｐ１，Ｐ２…昇圧段回路、１０…調整回路、Ｔｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３…トランジスタ、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａ…クロック信号、２…チャージポンプ回路、Ｐ２１，Ｐ２２…昇圧段回路、２０…調整回路、Ｔｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３…トランジスタ、Ｃ２１，Ｃ２２…コンデンサ、ＣＫ１ｂ，ＣＫＢ１ｂ…クロック信号。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧を変換するチャージポンプ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電気回路等に用いられるチャージポンプ回路が公知であり、最も基本的なチャージポンプ回路としてディクソン（Ｄｉｃｋｓｏｎ）チャージポンプ回路が知られている。チャージポンプ回路により、電圧を昇圧したり降圧したりすることができる。
【０００３】
先ず、電圧を昇圧するチャージポンプ回路１００について説明する。
【０００４】
図７に、従来のチャージポンプ回路１００の構成の概要を示す。チャージポンプ回路１００は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ１、２段の昇圧段回路を構成する２個のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ１等を備えて構成される。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ１，Ｃ２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が供給されるバッファ回路Ｂ１，Ｂ２の出力端子にそれぞれ接続されている。
【０００５】
次に、図８を参照して同チャージポンプ回路１００の電圧変換動作の概要を説明する。
【０００６】
図８に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ１，ＣＫ２がＬレベル（０ボルト）にある状態においては、トランジスタＴｐ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄとされている。
【０００７】
図８に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１がＨレベル（電源電圧Ｖｄｄ）に上昇すると、コンデンサＣ１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄから略２Ｖｄｄまで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１はＬレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略２Ｖｄｄとされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ２がトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３と共にオフされる。
【０００８】
次に、図８に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１がＨレベルに上昇すると、コンデンサＣ２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略２Ｖｄｄから略３Ｖｄｄまで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略３Ｖｄｄとされ、出力コンデンサＣｏｕｔ１は略３Ｖｄｄに設定される。また、このとき、トランジスタＴｐ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄまで引き上げられる。その後、クロック信号ＣＫ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がトランジスタＴｐ２と共にオフされる。
【０００９】
続いて、図８に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図８に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ１への充電が繰り返されることによって、チャージポンプ回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔは略３Ｖｄｄに保持される。
【００１０】
次に、電圧を負側に降圧するチャージポンプ回路２００について説明する。
【００１１】
図９に、従来のチャージポンプ回路２００の構成の概要を示し、図１０にチャージポンプ回路２００の電圧変換動作の概要を示す。チャージポンプ回路２００は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ１、２段の昇圧段回路を構成する２個のＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ２，Ｔｎ３、２個のコンデンサＣ２１，Ｃ２２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ２等を備えて構成される。チャージポンプ回路２００は、図７に示すチャージポンプ回路１００と同様に、基準電圧（グランド電圧）を負側に降圧し、略「―２Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００１２】
上記従来のチャージポンプ回路１００，２００は、何れの場合も直列接続された昇圧段回路の段数に応じた昇圧電圧（又は降圧電圧）が出力される。即ち、電源電圧Ｖｄｄの整数倍だけ昇圧（又は降圧）された出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、任意の値の出力電圧を得ることができない。
【００１３】
そこで、昇圧（又は降圧）のためのコンデンサを複数（ｎ個）にて構成すると共に、このｎ個のコンデンサの接続を直列又は並列に切り換えることができるスイッチを設けたチャージポンプ回路が提案されている（特許文献１参照）。この構成により、各昇圧段回路における昇圧電圧（又は降圧電圧）をＶｄｄ／ｎとすることができる。このように、１段毎の昇圧電圧（電圧ステップ）を電源電圧よりも小さくすることで、所望の出力電圧を得ることができる。例えば、接続点Ｎ１に２個のコンデンサを直列又は並列に切り換え可能に接続すれば、接続点Ｎ１における１回の昇圧電圧を略０．５Ｖｄｄとすることができる。
【００１４】
また、特許文献１には、出力段にレギュレータを設けたチャージポンプ回路が開示されている。このチャージポンプ回路は、所望の電圧よりも高い電圧を一旦生成し、該電圧をレギュレータにて調整して所望の電圧を出力する。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００１―２３１２４９号公報（図１，図１０）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のチャージポンプ回路においては、一段毎の昇圧電圧を電源電圧よりも小さくするために接続点に複数のコンデンサ及びこれらのコンデンサを直列又は並列に接続するためのスイッチを設ける必要があり、回路構成の複雑化を招くという問題があった。
【００１７】
また、出力段にレギュレータを設けたチャージポンプ回路は、一旦所望の電圧よりも高い値まで昇圧する。このため、チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏｕｔに接続されるトランジスタ等の耐圧に余裕がない場合に、それらトランジスタに印加される電圧が耐圧を超えてしまう場合があり、トランジスタが破損してしまうという問題があった。
【００１８】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、回路構成の複雑化や回路規模の増大を招くことなく、耐圧に関わらず破損を防止することができるチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、基準電圧端と出力端との間に直列に接続された昇圧段回路と、振幅を調整したクロック信号を前記各昇圧段回路に供給する調整回路とを備え、前記クロック信号の振幅に応じた電圧ステップにて昇圧電圧を出力することを特徴とする。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のチャージポンプ回路において、前記昇圧段回路は、トランジスタとコンデンサとが直列に接続され、隣接する昇圧段回路の接続は前記各昇圧段回路内のトランジスタが直列に接続されると共に、前記各昇圧段回路内のコンデンサのトランジスタに接続されていない他方の端子は、前記調整回路に接続されていることを特徴とする。
【００２１】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路において、前記基準電圧端をグランドとすると共に、前記調整回路は前記クロック信号の振幅を電源電圧に依存させないことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態のチャージポンプ回路１について、図１乃至図４を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本実施形態のチャージポンプ回路１の構成を示すもので、本実施形態にかかるチャージポンプ回路１は、３個のトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２、出力コンデンサＣｏｕｔ１、レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３、調整回路１０等を備えて構成される。調整回路１０は、レギュレータ１１とバッファ回路Ｂ１，Ｂ２とを備える。本実施形態では、レベルシフト回路Ｌ２とトランジスタＴｐ２とコンデンサＣ１とが昇圧段回路Ｐ１を構成し、レベルシフト回路Ｌ３とトランジスタＴｐ３とコンデンサＣ２とが昇圧段回路Ｐ２を構成する。
【００２４】
トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタにて構成される。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３は基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）端と出力端との間に直列接続されている。トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３のゲートには、クロック信号ＣＫ２が供給されるレベルシフト回路Ｌ１，Ｌ３の出力信号がそれぞれ供給され、トランジスタＴｐ２のゲートにはクロック信号ＣＫＢ２が供給されるレベルシフト回路Ｌ２の出力信号が供給される。各レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、低電位側電源端子が低電位電源（本実施形態ではグランド）に接続され、高電位側電源端子が対応する各トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の出力側端子に接続されている。従って、各レベルシフト回路Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、クロック信号ＣＫ２，ＣＫＢ２，ＣＫ２から、対応するトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の出力端側端子の電圧とグランドとの間の電位差を振幅とする信号を、対応するトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３のゲートに供給する。
【００２５】
トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ１，Ｃ２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が供給されるバッファ回路Ｂ１，Ｂ２の出力端子にそれぞれ接続されている。バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は、高電位側電源端子が調整回路１０を構成するレギュレータ１１に接続され、低電位側電源端子が低電位電源（グランド）に接続されている。
【００２６】
レギュレータ１１は、電源端子電圧として、高電位電源（電源電圧Ｖｄｄ）と低電位電源（グランド）との間に接続されている。レギュレータ１１は、電源電圧Ｖｄｄをレギュレートして生成した所望の出力電圧Ｖｒをバッファ回路Ｂ１，Ｂ２にそれらの駆動電源として供給する。出力電圧Ｖｒの電圧値は、チャージポンプ回路１の出力電圧Ｖｏｕｔが供給される負荷（内部回路）に応じて設定され、本実施形態では「０．８Ｖｄｄ」に設定されている。
【００２７】
従って、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は「０．８Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｒとグランドとを駆動電源として動作する。そして、それぞれに入力されるクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１を、出力電圧Ｖｒとグランドとの間の電位差を振幅とするクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａとして昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２（コンデンサＣ１，Ｃ２）にそれぞれ出力する。
【００２８】
レギュレータ１１の一例を図２に従って説明する。
【００２９】
レギュレータ１１は、オペアンプ１２、インバータ１３、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３等を備えて構成されている。
【００３０】
レギュレータ１１の出力端子は直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２間のノードと抵抗Ｒ２，Ｒ３間のノードは、それぞれ制御信号ΦによりオンオフされるトランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２を介してオペアンプ１２の反転入力端子に接続される。こうして、レギュレータ１１の出力電圧Ｖｒを抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により分圧した抵抗Ｒ１，Ｒ２間のノード電圧Ｖ１、又は抵抗Ｒ２，Ｒ３間のノード電圧Ｖ２が、オペアンプ１２の反転入力端子に帰還される。また、オペアンプ１２の非反転入力端子には基準電圧ｅ１が入力される。オペアンプ１２は、出力電圧Ｖｒに応じたノード電圧Ｖ１又はＶ２と基準電圧ｅ１とを比較し、出力電圧Ｖｒを所望の電圧に保つように動作する。
【００３１】
また、レギュレータ１１は、制御信号Φによりノード電圧Ｖ１，Ｖ２が適宜選択されることで、出力電圧Ｖｒを変更するように構成されている。詳しくは、制御信号Φにより、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２の何れか一方がスイッチングされてノード電圧Ｖ１とノード電圧Ｖ２とを選択可能とされている。
【００３２】
上記の構成により、レギュレータ１１への制御信号Φを変更したり、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗比を調節したりすることで、レギュレータ１１から所望の出力電圧Ｖｒを得ることができる。これにより、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に供給されるクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａの振幅（詳しくはＨレベルの電圧）を任意の電圧に調整することができる。
【００３３】
本実施形態では、レギュレータ１１への制御信号ΦによりトランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２のスイッチングを選択し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の分圧比により出力電圧Ｖｒとして０．８Ｖｄｄを出力するように構成されている。具体的には、例えば、レギュレータ１１にＨレベルの制御信号Φを入力しトランスファゲートＴＧ２をオンさせて、基準電圧ｅ１を０．４Ｖｄｄとし、（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３＝２とすることで、レギュレータ１１の出力電圧Ｖｒを電源電圧Ｖｄｄに対して０．８Ｖｄｄとすることができる。
【００３４】
次に、上記の構成のチャージポンプ回路１による電圧の発生動作の概要を図３のタイミングチャートを参照して説明する。
【００３５】
図３に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫ２がＬレベル（０ボルト）にある状態においては、トランジスタＴｐ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄとされている。
【００３６】
図３に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１ａがＨレベル（０．８Ｖｄｄ）に上昇すると、コンデンサＣ１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略「Ｖｄｄ」から略「１．８Ｖｄｄ」まで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１ａはＬレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「１．８Ｖｄｄ」とされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ２がトランジスタＴｐ１，Ｔｐ３と共にオフされる。
【００３７】
次に、図３に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１ａがＨレベルに上昇すると、コンデンサＣ２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「１．８Ｖｄｄ」から略「２．６Ｖｄｄ」まで引き上げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｐ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略「２．６Ｖｄｄ」とされ、出力コンデンサＣｏｕｔ１は略「２．６Ｖｄｄ」に設定される。また、このとき、トランジスタＴｐ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は略Ｖｄｄまで引き上げられる。その後、クロック信号ＣＫ２がＨレベルとなり、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ３がトランジスタＴｐ２と共にオフされる。
【００３８】
続いて、図３に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図３に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ１への充電が繰り返されることによって、チャージポンプ回路１においては、電源電圧Ｖｄｄが電圧ステップ「０．８Ｖｄｄ」にて昇圧され、出力電圧Ｖｏｕｔが略「２．６Ｖｄｄ」に保持される。この「２．６Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔは、それが供給される負荷（内部回路）に必要な電圧に対応しており、その出力端に接続されたトランジスタＴｐ３の耐圧よりも確実に低い。
【００３９】
ここで、他の一例のレギュレータ２１を、図４に従って説明する。
【００４０】
レギュレータ２１は、インバータ１３、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２、電流制限トランジスタ２４、ダイオードＤ１，Ｄ２等を備えて構成されている。
【００４１】
電源電圧Ｖｄｄに接続された電流制限トランジスタ２４は、更に直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２を介してグランドに接続されている。
【００４２】
電流制限トランジスタ２４，ダイオードＤ１間のノード電圧Ｖ２１と、ダイオードＤ１，Ｄ２間のノード電圧Ｖ２２とが、制御信号Φにより、トランスファゲートＴＧ１，ＴＧ２を介して択一的に選択されて出力電圧Ｖｒに供給されるのは、図２に示すレギュレータ１１と同様である。
【００４３】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の閾値電圧をＶｔとすると、ノード電圧Ｖ２１は「２Ｖｔ」、ノード電圧Ｖ２２は「１Ｖｔ」となり、電源電圧Ｖｄｄに依存しない。例えば、図４でノード電圧Ｖ２１が出力電圧Ｖｒに供給されるようなレギュレータ２１を、図１のチャージポンプ回路１に示すレギュレータ１１に代えて適用すると、チャージポンプ回路１からの出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）から４Ｖｔだけ昇圧され、「Ｖｄｄ＋４Ｖｔ」となる。
【００４４】
従って、本実施形態のチャージポンプ回路１によれば、以下のような効果を得ることができる。
【００４５】
（１）本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔに応じてその振幅を調整したクロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａに基づいてコンデンサＣ１，Ｃ２の昇圧を行うため、最終段のトランジスタＴｐ３まで昇圧を行うことで所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。この結果、チャージポンプ回路１から所望の電圧よりも高い電圧を出力させてレギュレートする必要がなく、回路構成の複雑化や回路規模の増大を抑制することができる。
【００４６】
（２）本実施形態では、基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）が各昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２で昇圧されながら最終段のコンデンサＣｏｕｔ１に至るまでに、所望の電圧よりも昇圧されることがないため、チャージポンプ回路１の出力端に接続されるトランジスタＴｐ３等の破損を防止することができる。
【００４７】
（３）本実施形態では、調整回路１０（レギュレータ１１）により、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅を、電源電圧「Ｖｄｄ」から任意の値の電圧「０．８Ｖｄｄ」に調整することができる。このため、出力コンデンサＣｏｕｔ１から高精度で設定された所望の出力電圧Ｖｏｕｔ（略「２．６Ｖｄｄ」）を得ることができる。
【００４８】
（４）本実施形態では、調整回路１０（レギュレータ２１）により、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅を電源電圧「Ｖｄｄ」から任意の電圧「２Ｖｔ」に調整することもできる。このため、電源電圧Ｖｄｄに依存しない略「４Ｖｔ」だけ基準電圧（電源電圧Ｖｄｄ）から昇圧することができ、出力コンデンサＣｏｕｔ１から所望の出力電圧（略「Ｖｄｄ＋４Ｖｔ」）を得ることができる。特に、基準電圧を電源電圧Ｖｄｄではなく、グランドとすることで、出力コンデンサＣｏｕｔ１からは電源電圧Ｖｄｄに依存しない昇圧電圧を得ることも可能である。
【００４９】
（５）本実施形態では、クロック信号ＣＫ１ａ、及び該クロック信号ＣＫ１ａと相補なクロック信号ＣＫＢ１ａの振幅の上限電圧が、「Ｖｄｄ」から同じ値の電圧「０．８Ｖｄｄ」に調整される。このため、１つのレギュレータ１１で、クロック信号ＣＫ１と該クロック信号ＣＫ１と相補なクロック信号ＣＫＢ１とを調整することができ、効率のよい回路構成とすることができる。
【００５０】
（６）本実施形態では、レギュレータ１１，２１により調整される値は複数設定されており選択可能とされている。このため、チャージポンプ回路１を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２、及び出力コンデンサＣｏｕｔ１の耐圧によって調整する値を変更することができる。
【００５１】
（第２実施形態）
以下、本発明を具体化した第２実施形態のチャージポンプ回路２について、図５及び図６を参照して説明する。
【００５２】
図５は、本実施形態のチャージポンプ回路２の構成を示すもので、チャージポンプ回路２は、３個のトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３、２個のコンデンサＣ２１，Ｃ２２、出力コンデンサＣｏｕｔ２、レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３、調整回路２０等を備えて構成される。調整回路２０は、レギュレータ３１とバッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２とを備える。本実施形態では、レベルシフト回路Ｌ２２とトランジスタＴｎ２とコンデンサＣ２１とが昇圧段回路Ｐ２１を構成し、レベルシフト回路Ｌ２３とトランジスタＴｎ３とコンデンサＣ２２とが昇圧段回路Ｐ２２を構成する。
【００５３】
トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタにて構成される。トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３は、基準電圧（グランド電圧）端と出力端との間に直列に接続されている。トランジスタＴｎ１，Ｔｎ３のゲートには、クロック信号ＣＫ２が入力されるレベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２３の出力信号がそれぞれ供給され、トランジスタＴｎ２のゲートにはクロック信号ＣＫＢ２が入力されるレベルシフト回路Ｌ２２の出力信号が供給される。各レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３は、低電位側電源端子が対応する各トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の入力側端子に接続され、高電位側電源端子には電源電圧Ｖｄｄが供給されている。従って、各レベルシフト回路Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３は、クロック信号ＣＫ２，ＣＫＢ２，ＣＫ２から、対応するトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の入力端側端子の電圧と電源電圧Ｖｄｄとの間の電位差を振幅とする信号を、対応するトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３のゲートに供給する。
【００５４】
トランジスタＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の間の接続点Ｎ１，Ｎ２にはコンデンサＣ２１，Ｃ２２の一方の端子がそれぞれ接続され、コンデンサＣ２１，Ｃ２２の他方の端子は、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１が入力されるバッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２の出力端子にそれぞれ接続されている。バッファ回路Ｂ２１，Ｂ２２は、高電位側電源端子が調整回路２０を構成するレギュレータ３１に接続され、低電位側電源端子が低電位電源（グランド）に接続されている。
【００５５】
レギュレータ３１は、前述のレギュレータ１１と同様の構成であり、本実施形態ではレギュレータ３１からの出力電圧Ｖｒは「０．８Ｖｄｄ」に設定されている。
【００５６】
次に、上記の構成のチャージポンプ回路２による電圧の発生動作の概要を図６のタイミングチャートを参照して説明する。
【００５７】
図６に示す時刻ｔ１以前のクロック信号ＣＫ２がＨレベルにある状態においては、トランジスタＴｎ１がオンして接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１はグランド電圧（０ボルト）とされている。
【００５８】
図６に示す時刻ｔ１において、クロック信号ＣＫ２のＬレベルに基づきトランジスタＴｎ１，Ｔｎ３がオフされた状態で、クロック信号ＣＫ１ｂがＬレベルに低下すると、コンデンサＣ２１により接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１は０ボルトから略「―０．８Ｖｄｄ」まで引き下げられる。そして、クロック信号ＣＫＢ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｎ２がオンされると、このとき、クロック信号ＣＫＢ１ｂはＨレベルなので、接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「―０．８Ｖｄｄ」とされる。その後、クロック信号ＣＫＢ２がＬレベルとなり、トランジスタＴｎ２がトランジスタＴｎ１，Ｔｎ３と共にオフされる。
【００５９】
次に、図６に示す時刻ｔ２において、クロック信号ＣＫＢ１ｂがＬレベルに低下すると、コンデンサＣ２２により接続点Ｎ２の電圧Ｖｎ２は略「―０．８Ｖｄｄ」から略「―１．６Ｖｄｄ」まで引き下げられる。そして、クロック信号ＣＫ２のＨレベルに基づきトランジスタＴｎ３がオンされると、出力電圧Ｖｏｕｔも略「―１．６Ｖｄｄ」とされ、出力コンデンサＣｏｕｔ２は略「―１．６Ｖｄｄ」に設定される。また、このとき、トランジスタＴｎ１はオンされており、接続点Ｎ１の電圧Ｖｎ１はグランド電圧に設定される。その後、クロック信号ＣＫ２がＬレベルとなり、トランジスタＴｎ１，Ｔｎ３がトランジスタＴｎ２と共にオフされる。
【００６０】
続いて、図６に示す時刻ｔ３においては、時刻ｔ１と同様の動作をし、更に、図６に示す時刻ｔ４においては、時刻ｔ２と同様の動作をする。このような出力コンデンサＣｏｕｔ２への電荷の引き抜きが繰り返されることによって、チャージポンプ回路２においては、グランド電圧（０ボルト）が電圧ステップ「０．８Ｖｄｄ」にて降圧されて、出力電圧Ｖｏｕｔは略「―１．６Ｖｄｄ」に保持される。この「―１．６Ｖｄｄ」の電位を持つ出力電圧Ｖｏｕｔは、それが供給される負荷（内部回路）に必要な電圧に対応しており、その出力端に接続されたトランジスタＴｎ３の耐圧よりも確実に低い。
【００６１】
本実施形態のチャージポンプ回路２についても、上記のチャージポンプ回路１と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
なお、上記両実施形態は以下のような別例に変更して具体化してもよい。
【００６３】
・上記第１実施形態では、昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２にＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｐ２，Ｔｐ３を用い、上記第２実施形態では昇圧段回路Ｐ２１，Ｐ２２にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｎ２，Ｔｎ３を用いる場合について説明した。しかし、トランジスタとしてＮチャネル及びＰチャネル型ＭＯＳトランジスタを併用しても、本発明のチャージポンプ回路を構成することはできる。また、昇圧段回路に用いられるのはトランジスタに限らず、逆方向電流が防止できるものであればダイオード等でもよい。
【００６４】
・上記両実地形態では、昇圧段回路の段数をそれぞれ２段としたが、昇圧段回路の段数は任意であり、それぞれ所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得るに必要な段数を適宜設けるようにすればよい。
【００６５】
・上記第１実施形態では、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をレギュレータ１１により調整し、クロック信号ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａとして昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２に入力する。また、上記第２実施形態においては、クロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をレギュレータ３１により調整し、クロック信号ＣＫ１ｂ，ＣＫＢ１ｂとして昇圧段回路Ｐ２１，Ｐ２２に入力する。しかし、両実施形態のチャージポンプ回路１，２において出力端からの出力電圧Ｖｏｕｔを所望の所定電圧とすることができるのであれば、レギュレータ１１，３１により調整するのはクロック信号ＣＫ１か又はクロック信号ＣＫＢ１かのどちらか一方のみにしてもよい。
【００６６】
・上記両実施形態では、レギュレータ１１，３１によりクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１の振幅が電源電圧Ｖｄｄから略「０．８Ｖｄｄ」に調整されてからバッファ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ２１，Ｂ２２に出力される構成とした。つまり、昇圧段回路Ｐ１，Ｐ２，Ｐ２１，Ｐ２２での昇圧ステップは「０．８Ｖｄｄ」とされている。しかし、チャージポンプ回路１，２の出力端から所望の出力電圧が得られるのであれば、レギュレータ１１，２１，３１によりクロック信号ＣＫ１，ＣＫＢ１をどのように調整してもよい。
【００６７】
例えば、第１実施形態のチャージポンプ回路１において、クロック信号ＣＫ１のみをレギュレータにより調整するように構成し、クロック信号ＣＫ１を電源電圧Ｖｄｄから略「０．６Ｖｄｄ」ボルトとなるように調整すれば、チャージポンプ回路１からの出力電圧として「２．６Ｖｄｄ」ボルトを得ることができる。
【００６８】
・上記両実施形態においては、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３，Ｔｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３のソース及びドレインについてこれを図１或いは図５のごとく定めたが、これらの態様に固定されるものではない。
【００６９】
・上記両実施形態では、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ２１，Ｂ２２の低電位側電源端子がグランドに接続されているものとしたが、低電位側電源をグランド電圧としなくてもよい。バッファ回路の低電位側電源端子を所定電圧とすれば、この所定電圧とレギュレータ１１，３１からの出力電圧Ｖｒとの間を振幅とするクロック信号が出力されることとなる。バッファ回路の低電位側電源端子の電圧を調整することで、昇圧段回路に供給するクロック信号の振幅を調整することもできる。
【００７０】
次に、上記両実施形態及び別例から把握できる請求項以外の技術的思想及びその作用効果を追記する。
【００７１】
（イ）請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載のチャージポンプ回路において、前記調整回路は複数の分圧電圧の何れかを選択することで前記クロック信号の振幅を調整することを特徴とするチャージポンプ回路。そうすると、任意の昇圧電圧を得ることができる。
【００７２】
（ロ）請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載のチャージポンプ回路において、前記クロック信号は相補に出力するものとされており、少なくとも一つのクロック信号が前記調整手段により調整されていることを特徴とするチャージポンプ回路。そうすると、当該チャージポンプ回路からの出力信号に応じて、必要なクロック信号だけが調整手段により調整され、効率のよい回路構成とすることができる。
【００７３】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１乃至請求項３に記載のチャージポンプ回路によれば、回路構成の複雑化や回路規模の増大を招くことなく、耐圧に関わらず破損を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるチャージポンプ回路についてその第１実施形態を示す回路図。
【図２】同実施形態のレギュレータの説明図。
【図３】同実施形態の回路の動作を示すタイミングチャート。
【図４】同実施形態の別例のレギュレータの説明図。
【図５】本発明にかかるチャージポンプ回路についてその第２実施形態を示す回路図。
【図６】同実施形態の回路の動作を示すタイミングチャート。
【図７】従来のチャージポンプ回路の回路図。
【図８】同じく回路の動作を示すタイミングチャート。
【図９】従来のチャージポンプ回路の回路図。
【図１０】同じく回路の動作を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
１…チャージポンプ回路、Ｐ１，Ｐ２…昇圧段回路、１０…調整回路、Ｔｐ１，Ｔｐ２，Ｔｐ３…トランジスタ、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、ＣＫ１ａ，ＣＫＢ１ａ…クロック信号、２…チャージポンプ回路、Ｐ２１，Ｐ２２…昇圧段回路、２０…調整回路、Ｔｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３…トランジスタ、Ｃ２１，Ｃ２２…コンデンサ、ＣＫ１ｂ，ＣＫＢ１ｂ…クロック信号。
Claims (3)
- 基準電圧端と出力端との間に直列に接続された昇圧段回路と、
振幅を調整したクロック信号を前記各昇圧段回路に供給する調整回路と
を備え、
前記クロック信号の振幅に応じた電圧ステップにて昇圧電圧を出力することを特徴とするチャージポンプ回路。 - 前記昇圧段回路は、トランジスタとコンデンサとが直列に接続され、隣接する昇圧段回路の接続は前記各昇圧段回路内のトランジスタが直列に接続されると共に、前記各昇圧段回路内のコンデンサのトランジスタに接続されていない他方の端子は、前記調整回路に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
- 前記基準電圧端をグランドとすると共に、前記調整回路は前記クロック信号の振幅を電源電圧に依存させないことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003173693A JP2005012903A (ja) | 2003-06-18 | 2003-06-18 | チャージポンプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003173693A JP2005012903A (ja) | 2003-06-18 | 2003-06-18 | チャージポンプ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005012903A true JP2005012903A (ja) | 2005-01-13 |
Family
ID=34097450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003173693A Pending JP2005012903A (ja) | 2003-06-18 | 2003-06-18 | チャージポンプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2005012903A (ja) |
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2003
- 2003-06-18 JP JP2003173693A patent/JP2005012903A/ja active Pending
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