JP7129847B2 - 電源供給回路 - Google Patents

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Description

本発明は、電源供給回路に関する。
従来の電源供給回路は、特許文献１に示す構成が知られている。図２は、特許文献１で開示されている電源供給回路を図示したものである。
電源供給回路１１０は、電源回路１２０、電源回路１４０、スイッチ１１１、スイッチ１１２、動作モード検出手段１６０、逆流防止ダイオード１４１、入力端子ＩＮ２、出力端子ＯＵＴ２で構成されている。電源供給回路１１０は、出力電流を動作モード検出手段１６０で監視する。動作モード検出手段１６０は、出力電流大を検出すると、電源回路１２０を動作させるためにスイッチ１１１、スイッチ１１２を接続する。電源供給回路１１０は、電源回路１２０と電源回路１４０の両方を稼働させ、出力端子ＯＵＴ２へ電流を供給する。また、動作モード検出手段１６０は、出力電流小を検出すると、電源回路１２０を休止させるためにスイッチ１１１、スイッチ１１２を切断する。電源供給回路１１０は、電源回路１４０のみを稼働させ、出力端子ＯＵＴ２へ電流を供給する。
電源供給回路１１０は、出力電流の大小に応じて電源回路１２０の稼働と休止を選択できるため、高効率な電源供給動作を行える。電源回路１２０は、スイッチングレギュレータで構成される。電源回路１４０は、シリーズレギュレータで構成される。電源供給回路１１０は、電源回路１２０の出力から電源回路１４０の出力へ向かって電流が流れることを防止する逆流防止ダイオード１４１を電源回路１４０の出力に設けている。
特開２００２－１１２４５７号公報
従来の電源供給回路は、２つの電源回路を備え、各電源回路と出力端子との間にスイッチや逆流防止ダイオードを有している。スイッチと逆流防止ダイオードは、電圧降下を発生させ、電源供給効率を低下させる。本発明は、電源供給効率の高い電源供給回路を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の一態様は、電源回路とモード選択回路と入力端子と出力端子とを有し、前記電源回路は、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された第１と第２のトランジスタと、前記入力端子と接地端子との間に直列に接続された第３と第４のトランジスタと、前記第１と前記第２のトランジスタの接続点と前記第３と前記第４のトランジスタの接続点の２つの接続点間に接続された第１の容量と、前記出力端子と前記接地端子との間に接続された第２の容量と、前記出力端子と前記接地端子の間の電圧を分圧した電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅回路と、制御回路と、を有し、前記電源回路は、前記モード選択回路からの信号により第１のモードもしくは第２のモードで動作し、前記第１のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記制御回路に接続され、前記制御回路が前記第１から第４のトランジスタへ制御信号を出力し、前記第２のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記第１のトランジスタに接続され、前記誤差増幅回路が前記第１のトランジスタへ制御信号を出力し、前記制御回路が前記第２のトランジスタをオン状態とし前記第３と第４のトランジスタをオフ状態とする制御信号を出力する、ことを特徴とする電源供給回路である。
また、本発明の一態様は、電源回路とモード選択回路と入力端子と出力端子とを有し、前記電源回路は、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された第１と第２のトランジスタと、前記入力端子と接地端子との間に直列に接続された第３と第４のトランジスタと、前記第１と前記第２のトランジスタの接続点と前記第３と前記第４のトランジスタの接続点の２つの接続点間に接続された第１の容量と、前記出力端子と前記接地端子との間に接続された第２の容量と、前記出力端子と前記接地端子の間の電圧を分圧した電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅回路と、制御回路と、を有し、前記電源回路は、前記モード選択回路からの信号により第１のモードもしくは第２のモードで動作し、前記第１のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記制御回路に接続され、前記制御回路が前記第１から第４のトランジスタへ制御信号を出力し、前記第２のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタに接続され、前記誤差増幅回路が前記第１及び前記第２のトランジスタへ制御信号を出力し、前記制御回路が前記第３と前記第４のトランジスタをオフ状態とする制御信号を出力する、ことを特徴とする電源供給回路である。
本発明の電源供給回路によれば、１つの電源回路でチャージポンプ型電源回路の電源供給動作とシリーズレギュレータ型電源回路の電源供給動作を切替えて行うことが出来る。電源回路と出力端子との間にあるスイッチや逆流防止ダイオードが不要となるため、電源供給効率を向上することができる。
本発明の実施形態の電源供給回路を示す図である。 従来の電源供給回路を示す図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
図１は、電源供給回路１０の詳細を示す図である。電源供給回路１０は、電源回路２０と、モード選択回路３０と、入力端子ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴ１と、を有する。
電源回路２０は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１３と、ＮＭＯＳトランジスタＮ１１と、誤差増幅回路２１と、制御回路２２と、インバータ２３と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、容量Ｃ１、Ｃ２と、基準電圧回路Ｖ１、Ｖ２と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５と、を有する。
電源回路２０は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１３と、ＮＭＯＳトランジスタＮ１１と、容量Ｃ１、Ｃ２と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、基準電圧回路Ｖ１と、誤差増幅回路２１と、制御回路２２と、によって、第１のモードのチャージポンプ型電源回路として動作する。また、電源回路２０は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、基準電圧回路Ｖ２と、誤差増幅回路２１と、によって、第２のモードのシリーズレギュレータ型電源回路として動作する。
モード選択回路３０は、端子Ｓｏを有し、端子Ｓｏから電源回路２０が第１のモードで動作するか、もしく第２のモードで動作するか、を選択する信号を出力する。
電源回路２０の接続について説明する。入力端子ＩＮ１は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１２のソース端子とＰＭＯＳトランジスタＰ１３のソース端子とに接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰ１２は、ドレイン端子が容量Ｃ１の一端とＰＭＯＳトランジスタＰ１１のソース端子に接続され、ゲート端子が制御回路２２の端子Ｔ１に接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰ１３は、ドレイン端子が容量Ｃ１の他端とＮＭＯＳトランジスタＮ１１のドレイン端子に接続され、ゲート端子が制御回路２２の端子Ｔ２に接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰ１１は、ドレイン端子が容量Ｃ２の一端と抵抗Ｒ１の一端と出力端子ＯＵＴ１に接続され、ゲート端子がスイッチＳＷ４の一端とスイッチＳＷ５の一端に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＮ１１は、ソース端子が接地端子に接続され、ゲート端子が制御回路２２の端子Ｔ３に接続される。容量Ｃ２は、他端が接地端子に接続される。抵抗Ｒ１は、他端が抵抗Ｒ２の一端と誤差増幅回路２１の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２は、他端が接地端子に接続される。誤差増幅回路２１は、反転入力端子がスイッチＳＷ１の一端とスイッチＳＷ２の一端に接続され、出力端子がスイッチＳＷ３の一端とスイッチＳＷ４の他端に接続される。基準電圧回路Ｖ１は、一端がスイッチＳＷ１の他端に接続され、他端が接地端子に接続される。基準電圧回路Ｖ２は、一端がスイッチＳＷ２の他端に接続され、他端が接地端子に接続される。制御回路２２は、端子ＩｎがスイッチＳＷ３の他端に接続され、端子Ｔ４がスイッチＳＷ５の他端に接続され、端子Ｓｃがモード選択回路３０の端子Ｓｏとインバータ２３の入力端子とスイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の制御端子に接続される。インバータ２３の出力端子は、スイッチＳＷ２、ＳＷ４の制御端子に接続される。
電源回路２０は、モード選択回路３０の端子Ｓｏから第１のモードを選択する信号を入力されると、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５がオンし、スイッチＳＷ２、ＳＷ４がオフする。制御回路２２が後述する制御信号をＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１３，及びＮＭＯＳトランジスタＮ１１へ出力する。制御回路２２は、発振回路及びレベルシフタなどで構成され、端子Ｉｎに与えられる信号に基づき、端子Ｔ１～Ｔ４からＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１３，及びＮＭＯＳトランジスタＮ１１のオンオフを制御する信号を出力する。誤差増幅回路２１の反転入力端子が、基準電圧回路Ｖ１と接続される。誤差増幅回路２１は、出力端子ＯＵＴ１の電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧と基準電圧回路Ｖ１の基準電圧との差を増幅し、誤差増幅回路２１の出力端子から制御回路２２の端子Ｉｎへ出力する。つまり、制御回路２２は、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧が基準電圧回路Ｖ１の基準電圧と等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１３，及びＮＭＯＳトランジスタＮ１１のオンオフを制御する。
第１のモードのチャージポンプ型電源回路の動作を具体的に説明する。最初に、制御回路２２は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１２とＮＭＯＳトランジスタＮ１１をオン状態、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１３をオフ状態とする信号を出力し、入力端子ＩＮ１に入力された電圧で容量Ｃ１を充電させる。次に、制御回路２２は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１２とＮＭＯＳトランジスタＮ１１をオフ状態、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１、Ｐ１３をオン状態とする信号を出力し、入力端子ＩＮ１に入力された電圧と容量Ｃ１に充電された電圧の和で容量Ｃ２を充電させる。容量Ｃ２に充電された電圧は、出力端子ＯＵＴ１から出力される。また、容量Ｃ２に充電された電圧は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧され、誤差増幅回路２１で基準電圧回路Ｖ１の電圧と比較され、制御回路２２へフィードバックされる。電源回路２０は、この動作を繰り返して入力端子ＩＮ１に入力された電圧を昇圧して出力端子ＯＵＴ１へ出力する。
電源回路２０は、モード選択回路３０の端子Ｓｏから第２のモードを選択する信号を入力されると、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５がオフし、スイッチＳＷ２、ＳＷ４がオンする。制御回路２２が、ＰＭＯＳトランジスタＰ１２をオンさせ、ＰＭＯＳトランジスタＰ１３、ＮＭＯＳトランジスタＮ１１をオフさせる信号を出力する。ＰＭＯＳトランジスタＰ１１のゲート端子が、スイッチＳＷ４を介して誤差増幅回路２１の出力端子と接続される。誤差増幅回路２１の反転入力端子が、基準電圧回路Ｖ２と接続される。
第２のモードのシリーズレギュレータ型電源回路の動作を具体的に説明する。ＰＭＯＳトランジスタＰ１１は、シリーズレギュレータ型電源回路の出力トランジスタとして動作する。ＰＭＯＳトランジスタＰ１１は、入力端子ＩＮ１から入力された電圧がソース端子に入力され、ゲート端子に入力された電圧に従ってソース端子から入力された電圧を降圧し、ドレイン端子から出力端子ＯＵＴ１へ出力する。出力端子ＯＵＴ１の電圧は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧される。誤差増幅回路２１は、出力端子ＯＵＴ１の電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧と基準電圧回路Ｖ２の基準電圧との差を増幅し、誤差増幅回路２１の出力端子からＰＭＯＳトランジスタＰ１１のゲート端子へ出力する。つまり、誤差増幅回路２１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧が基準電圧回路Ｖ２の基準電圧と等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１のゲート端子を制御する。電源回路２０は、この動作によって入力端子ＩＮ１に入力された電圧を降圧して出力端子ＯＵＴ１へ出力する。
本実施形態の電源供給回路１０は、モード選択回路３０の信号によって昇圧型のチャージポンプ型電源回路と降圧型のシリーズレギュレータ型電源回路とに切替えて電源供給動作させることができる。本実施形態の電源供給回路１０は、誤差増幅回路２１や抵抗Ｒ１、Ｒ２を共通に使用するので回路規模を小さくでき、スイッチと逆流防止ダイオードが不要になるので、これらの素子による電圧降下がなくなる。電源供給効率の高い電源供給回路が得られる。
本実施形態の電源供給回路１０の構成は、一例であり変形が可能である。本実施形態では、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１がシリーズレギュレータ型電源回路の出力トランジスタとして説明したが、ＰＭＯＳトランジスタＰ１２が出力トランジスタである構成でも良いし、ＰＭＯＳトランジスタＰ１１とＰＭＯＳトランジスタＰ１２の両方が出力トランジスタである構成にしても良い。ＰＭＯＳトランジスタＰ１１とＰＭＯＳトランジスタＰ１２の両方が出力トランジスタである構成では、誤差増幅回路２１はＰＭＯＳトランジスタＰ１１とＰＭＯＳトランジスタＰ１２の両方を制御し、制御回路２２はＰＭＯＳトランジスタＰ１３とＮＭＯＳトランジスタＮ１１の両方をオフする。
１０ 電源供給回路
２０ 電源回路
２１ 誤差増幅回路
２２ 制御回路
３０ モード選択回路

Claims (2)

  1. 電源回路とモード選択回路と入力端子と出力端子とを有し、
    前記電源回路は、
    前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された第１と第２のトランジスタと、
    前記入力端子と接地端子との間に直列に接続された第３と第４のトランジスタと、
    前記第１と前記第２のトランジスタの接続点と前記第３と前記第４のトランジスタの接続点の２つの接続点間に接続された第１の容量と、
    前記出力端子と前記接地端子との間に接続された第２の容量と、
    前記出力端子と前記接地端子の間の電圧を分圧した電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅回路と、
    制御回路と、を有し、
    前記電源回路は、前記モード選択回路からの信号により第１のモードもしくは第２のモードで動作し、
    前記第１のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記制御回路に接続され、前記制御回路が前記第１から第４のトランジスタへ制御信号を出力し、
    前記第２のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記第１のトランジスタに接続され、前記誤差増幅回路が前記第１のトランジスタへ制御信号を出力し、前記制御回路が前記第２のトランジスタをオン状態とし前記第３と第４のトランジスタをオフ状態とする制御信号を出力する、
    ことを特徴とする電源供給回路。
  2. 電源回路とモード選択回路と入力端子と出力端子とを有し、
    前記電源回路は、
    前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された第１と第２のトランジスタと、
    前記入力端子と接地端子との間に直列に接続された第３と第４のトランジスタと、
    前記第１と前記第２のトランジスタの接続点と前記第３と前記第４のトランジスタの接続点の２つの接続点間に接続された第１の容量と、
    前記出力端子と前記接地端子との間に接続された第２の容量と、
    前記出力端子と前記接地端子の間の電圧を分圧した電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅回路と、
    制御回路と、を有し、
    前記電源回路は、前記モード選択回路からの信号により第１のモードもしくは第２のモードで動作し、
    前記第１のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記制御回路に接続され、前記制御回路が前記第１から第４のトランジスタへ制御信号を出力し、
    前記第２のモードは、前記誤差増幅回路の出力が前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタに接続され、前記誤差増幅回路が前記第１及び前記第２のトランジスタへ制御信号を出力し、前記制御回路が前記第３と前記第４のトランジスタをオフ状態とする制御信号を出力する、
    ことを特徴とする電源供給回路。
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