JP2004523176A - 表面音響波フィルタ - Google Patents
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Abstract
本発明は、特に移動電気通信システムのための、差動入力/出力を有する対称的なネットワークを具備する、表面音響波フィルタ(あるいはSAWフィルタ)に関する。本発明によると、該ネットワーク(たとえば「ラダー」型または「平衡ブリッジ」型のネットワーク)は少なくとも1つの音響波レゾネータ型の構造を備え、該構造は少なくとも2つのトランスデューサを同一の音響チャネルにおいて具備し、該トランスデューサの2つ(IDT1、IDT2)は、実質的に同一で、該ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されており、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した音響波が同位相となるように配置されている。有利には、リフレクター(REF)のアレイは、該構造のいずれかの側に配置される。当該構造は、小型であることに加えて、特に、フィルタの製造を単純化し、ブランチの平衡化のよりよい制御を可能にする。
Description
【技術分野】
【0001】
本発明は、特に移動電気通信システムのための、差動入力/出力を有する対称的なネットワークを具備する、表面音響波フィルタ(あるいはSAWフィルタ)に関する。「表面波」とは、レイリー波だけでなく、結晶表面上の電極のコーム(combs)、または何らかの物質の1または複数層と結晶との間の接続面の電極のコームと相互作用できる、いかなる種類の波をも意味する。擬似音響表面波と呼ばれる波、横断表面波またはSSBW型表面波は、したがって表面波と考えることができる。本発明は、この種類の波と上記の条件に沿ういかなる種類の波にも適用可能である。
【背景技術】
【0002】
表面音響波の技術は、エレクトロニクスと高周波分野で多く適用される。音響波の波長は、同一周波数の電磁波の波長よりも典型的には105倍短いために、この技術は、小型化が必要または好ましい適用において得に有利である。これは、たとえばテレフォニーに当てはまり、SAWフィルタが軽量且つ小型であることによって、そのコンポーネントは他の技術と比較して特に有利になる。
【0003】
一般的に、SAWフィルタの望ましい特性は、低い挿入損失、良好なフォームファクター、および通過域の辺りの非常に良好な拒絶である。そのような特性を有することで知られているSAWフィルタとしては、特に「ラダー」SAWフィルタと呼ばれるものを挙げることができ、その2例が図1Aと図1Bに記載されている。これらのフィルタは、たとえば既知のタイプのSAWレゾネータなど、縦列に電気的に接続された、SAW要素(図ではIEと表示)を備える。これらのフィルタの操作は、たとえば「Advances in surface acoustic wave technology,systems and applications」, Vol.2, pp67−72(C.W.RuppelおよびA. Fjedly編)に記載されている。これらの要素は音響的に独立しており、従来は電気インピーダンス要素としてモデル化されており、そのアドミッタンスは、中心周波数の辺りに、共鳴周波数と呼ばれる周波数で最大アドミッタンスと、反共鳴 (アンチレゾナント) 周波数と呼ばれる周波数で最小アドミッタンスをそれぞれ有する。以下では、これらの要素は、単に「独立要素」と呼ばれ、この語は、その電気インピーダンス特性のために少なくとも部分的に使用されるSAW要素(互いにかみ合う電極を有する「IDT」トランスデューサ、SAWレゾネータ等)のいずれのタイプも意味しうる。実際、これらのフィルタは、従来から同一基板に様々なインピーダンス要素を付着させることにより作られ、これらの要素は、電気的および音響的に独立したSAWレゾネータである。このために、概して各レゾネータは、特定の音響チャネルを有する。1つの同一の音響チャネルでインピーダンス要素を纏め、それらの音響独立を維持する一方で、基板上でフットプリントを減少させる可能性は既に述べられている(米国特許第5,682,126号参照)。このようにグループ分けされた要素は、音響観点から、相互に干渉しないように十分に分類されていなければならない。
【特許文献1】
米国特許第5,682,126号
【非特許文献1】
C.W.RuppelおよびA. Fjedly編「Advances in surface acoustic wave technology,systems and applications」, Vol.2, pp67−72
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
図1Aおよび図1Bに図示されたSAWフィルタは、それぞれ、(接地接続を有する)「非差動」型配置と、有用な信号が、フィルタの入力(IN)または出力(OUT)を構成する2つの電気要素(+と−で示す)の間に生じている差で伝達される、対称的「差動」型配置を示している。この配置は、対称的なブランチを有するネットワークを備えており、その対称性は、図1Bにおいて、2つのブランチ[AC]と[BD]に平行に且つそれらの間に位置している軸(Δ)に対して、定義される。ブランチ[AC]は、入力の+要素を出力の+要素へ接続し、ブランチ[BD]は、入力の−要素を出力の−要素へ接続する。電気分野では、差動入力/出力を有する、この種類の配置が好まれる傾向が増加しており、これは、半導体技術に多くの恩恵を与え、特に、増幅の観点から非常に効率が良く、非差動配置のものに比べてノイズ除去を改善している。
【課題を解決するための手段】
【0005】
当然、無線周波数型のシステムでは、たとえば、入力地点はアンテナであり、その信号は、通常、接地に対して基準化される。この種類の適用のために設計されたフィルタは、CRF/DMS(連結レゾネータフィルタ/ダブルモード構造)タイプのSAWフィルタを使用する、トランスフォーマ型のステージを含んでもよく、これは、フィルタリングに加えて、非差動入力を差動入力に変換し、該差動入力は、たとえば図1Bに図示されたような、差動入力/出力を有するインピーダンス要素の対称アレイの入力に順次加えられる。CRF/DMS型のステージは、たとえば富士通の特許出願EP第0810727号に開示されている。
【特許文献2】
EP第0810727号
【0006】
本発明は、特にこの種類のネットワークに適用され、図1B等に図示の差動入力/出力を有するネットワークの対称的ブランチに位置決めされ、および、音響観点から相互作用する2つのトランスデューサを有する単一構造を作るように電気的に等価な位置に置かれた表面音響波インピーダンス要素の分類方法に関し、フィルタの製造を単純化でき、その効率を上げ、ブランチの平衡制御を改善し、空間を節約できる。
【0007】
より正確には、本発明は、対称的なブランチから構成される、差動入力/出力を有するインピーダンス要素のネットワークを含む表面音響波フィルタであって、該ネットワークは少なくとも1つの表面音響波レゾネータ型の構造を備え、該構造は少なくとも2つのトランスデューサを同一の音響チャネルにおいて具備し、該トランスデューサの2つは、実質的に同一で、該ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されており、電気的な観点から等価な位置にあり、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した音響波が同位相となるように配置されていることを特徴とする、表面音響波フィルタを提案する。
【0008】
それは移動または固定通信システムに特に適用される。
【0009】
本発明の他の利点と特徴は、図を参照し、以下の説明を読むことでより明確になるであろう。
【実施例】
【0010】
概して、本発明は、インピーダンス要素の対称的なネットワークを具備するいかなる表面音響波フィルタにも適用でき、そこでは、ネットワークの2つの対称的なブランチにおいて、同一のインピーダンスを有し、且つ、電気的に等価な位置に位置する、少なくとも2つの要素が見られる。つまり、フィルタが作動中である時、これらの要素は、それらの+と−の端末の間で、同一の潜在的な差を有し、これらには同一の電流が流れる。たとえば、それらは「ラダーフィルタ」または「均衡ブリッジフィルタ」型のネットワークでありうる。
【0011】
図2は、INとOUTによってそれぞれ示された差動入力/出力を有する、ネットワークの一例の回路図を図示しており、ここでは、第一の対称的なサブネットワークSUBNET1と第二の対称的なサブネットワークSUBNET2によって対称的に図示された比較的複雑な電気構造において、ほぼ同一のインピーダンスである2つのインピーダンス要素IE1とIE2が示されており、これら2つの要素は、ネットワークの対称的なブランチB1とB2の間に位置決めされ、且つ、電気的に等価な位置に配置されている。全図において、(Δ)は、上記で定義されたように、ネットワークの対称軸を示す。要素IE1とIE2は、必ずしも一緒に接続されていないが、フィルタが作動している時は、同一の電流Iの供給を受け、同一の電圧Iがそれらに流れる。
【0012】
従来、そして、当然ながら、このタイプのフィルタの物理構造は、同一基板の離れた場所に、多様なインピーダンス要素(例えば別々の音響チャネルを有するSAWレゾネータにより形成された)を付着させて作られる。レゾネータは、独立に行動できるように電気的にも音響的にも接続されていない。本発明は、従来技術の構造に変わる構造を提供し、その構造では、ネットワークにおいて対称的なブランチに、且つ等価な位置に配置された2つのインピーダンス要素(たとえば図2で例示したIE1とIE2)が、共「働」する少なくとも2つのトランスデューサを有する単一のレゾネータ型の構造を形成するように纏められる。本発明によると、この構造は、より正確には、ほぼ同一の、少なくとも2つのトランスデューサを、1つの同一の音響チャネルに備え、該トランスデューサは、対称的なブランチに接続され、且つ、2つのトランスデューサにより発生した波が、フィルタの中心周波数に近い周波数で同位相となるように、配置される。特に、トランスデューサは、それらに印加される電圧の位相により、それらが同期的に働き、以って、トランスデューサにより発生した音響波の間の建設的な干渉を確保するように、配置されなくてはならない。
【0013】
図3Aと図3Bは、そのような構造を図示する。図3Bは、図3Aで図示した構造の中心領域の拡大詳細図である。この実施態様では、図2に図示された型の2つのインピーダンス要素(IE1とIE2)が纏められている。本発明によると、インピーダンス要素IE1とIE2を形成しているレゾネータは、電気的な隔たりを維持する一方で、同一の音響チャネルを共有するように、単一構造に纏められている。図の破線は、2つの要素IE1とIE2にそれぞれ対応している、該構造の2つの接続領域を隔てる。図3Aに図示された実施態様では、本発明の単一構造は、ネットワークの対称的な2つのブランチにおいて隔てられ、接続されている(電気接続点を+と−で図示)互いにかみ合った電極IDT1とIDT2を有する、実質的に同一の2つのトランスデューサを備えている。この実施態様では、トランスデューサは、周期的且つ同期的な態様で、配置されている(電極間の空間に途切れはない)。つまり、図3Bにおいて31と32で示されている、2つのトランスデューサの2つの隣接した電極IDT1とIDT2の中心の間の距離は、各トランスデューサの周期Pに等しい(周期は、2つの連続電極の中心の間の距離により定義される)。メタライゼーションの幅が、周期pの半分、つまり約λ/4に等しく、図3Bのdで示された、トランスデューサ間の隙間は、2つの電極の隔たりにほぼ等しい(典型的にはλ/4、λは音響波長である)。これらは接続されて(図3Bを参照)、2つのトランスデューサの音響同期化を確実にする。したがって、2つのトランスデューサにより発生した波は、(フィルタの中心周波数に近い周波数について)同位相となる。この実施態様では(図3Bを参照)、2つのトランスデューサの隣接電極は、音響チャネルの同一側に位置する電気接続点に接続されている。当然ながら、隣接電極のための接続地点は、トランスデューサの1つが音響同期化を確実にするために反転されることを条件に、音響チャネルのいずれかの側に配置されてもよい。2つのトランスデューサにより発生した波が常に同位相であることを条件に、他の実施態様も可能である(たとえば、トランスデューサ間の隙間dの選択)。
【0014】
図3Aに図示された実施態様では、リフレクター(REF)のアレイも、構造のいずれかの側に配置されている。この例では、それらは、トランスデューサIDT1とIDT2に対して同期的に配置され、等しいアパーチャを有する。
【0015】
出願人は、このような構造によると、同一の音響チャネルで2つのトランスデューサを纏める場合に懸念されうる構造とは異なり、一方のトランスデューサの反応が、他方のトランスデューサの存在に影響されないことを示した。一のトランスデューサが他方に対して無害であることは、音響相の継続を確実にするようにこれらを配置することにより得られる。独立の、しかし対称的な電子信号を供給され、トランスデューサは同位相で働き、音響的に、単独の、より長いトランスデューサとして行動する。出願人は、このように、この相互作用が、各トランスデューサの反応を低下させないだけではなく、各トランスデューサのための空洞の等価な長さがより長いために、より効率的な空洞に各トランスデューサを閉じ込めることが可能であることを示した。特に、これにより、(アドミッタンスにより定義される)フィルタの反応時の波及効果を減少できる。物理的に隔てられたレゾネータと比較すると、この効果を利用することにより、さらに、トランスデューサが物理的に隔てられている従来の構成に比べて各トランスデューサの長さを短くでき、これにより通過域を増加できる。本発明の構造を用いた実験では、2つのトランスデューサが隔てられている構造の場合よりも、伝達損失が低いことが示された。
【0016】
さらに、本発明によると、2つのトランスデューサが同一の音響チャネルに位置するので、フィルタの横方向を感知できる程に短くすることができ、様々な要素の配置のトポロジーを単純化できる。さらに、(従来の4つのフィルタから)2つのリフレクタネットワークがなくなるので、本発明のフィルタの単一の構造が占める領域が小さくなる。
【0017】
図4に示された、差動入力/出力を有するラダー型のネットワークへの本発明の適用について説明する。これは、直列および並列ブランチから形成された対称的なネットワークである。直列ブランチのインピーダンス要素は、ネットワークの電気的に等価な位置に配置された要素に関する同一指標である、Sで示されている(図4に図示された実施態様において、それぞれ、S1、S´1、S2、およびS´2)。並列ブランチのインピーダンス要素はP(図4の実施態様では、それぞれ、P1、P2およびP3)で図示されている。
【0018】
ラダー型SAWフィルタの作動は、従来どおりのものであり、その原理を簡単に記述する。図5は、基本的なインピーダンス要素(たとえばSAWレゾネータ)の反応の一例を図示する。曲線は、周波数(MHz)の関数としてアドミッタンスY(f)の係数の対数を描く。理想的には、レゾネータは、共鳴周波数(fr)の周りの狭周波数域において、短絡回路として行動し、その反共鳴周波数(far)の周りで、開回路として行動する。図4に示されたタイプのラダー型フィルタの操作を簡単に説明する。直列レゾネータ(S)の通過域内では、直列ブランチは短絡回路として行動するので、信号は、非常に低い挿入損失で入力(IN)から出力(OUT)へ直接通過する。並列レゾネータ(P)の反共鳴周波数は、ほぼ、直列レゾネータの共鳴周波数に修正され、それらは、開回路として行動する。並列レゾネータ(P)の通過域内では、信号は短絡され、低周波数側での拒絶は素晴らしいので、通過域の開始に非常に良好な拒絶を得られる。直列レゾネータの反共鳴により、高周波数側では、通過域の最後に良好な拒絶が得られる。概して、並列レゾネータの共鳴周波数は、(低周波数側)通過域の開始に強い拒絶が得られるように修正され、直列レゾネータの共鳴周波数は通過域の中間になるように修正される。概して、様々な共鳴周波数は異なり、通過域の形状と拒絶位置を良好に制御できる。差動入力/出力を有するラダー型ネットワークでは、電気的に等価な位置に配置された、直列ブランチのこれらの要素は、同一であり、平衡条件を満たすことができる。したがって、図4の実施態様では、要素S2とS´2のように、要素S1とS´1は同一である。しかし、1つの同一のブランチの要素が、対称的である必要はない。したがって、一方で、要素P1、P2およびP3、他方で、要素S1およびS2、または、要素S´1およびS´2は、必ずしも同一ではない。
【0019】
本発明によると、上記に記載したように、図4のタイプのネットワークにおいて、ネットワークの等価位置に配置された、直列ブランチのインピーダンス要素(この例では、一方では、直列要素S1、S´1、他方ではS2とS´2)を纏められる。さらに、ネットワークの並列ブランチのそれぞれを、ゼロ電位での電気接続点に対して対称的な2つの並列ブランチ部分とみなすことができる場合、2つの対称的なブランチ部分に配置された2つのインピーダンス要素を纏められる。
【0020】
図6Aと図6Bは、図4に示されたタイプのネットワークの、本発明による実施態様を例示する。ネットワークは、この例では、直列に差動入力/出力を有する対称的な2つのセクションからなり、それらのうち1つの回路図が、図6Aに示されている(入力A、B、および出力C、D)。各セクションは、[AC]と[BD](一方の電気接続点AとC、および他方のBとDの間)で示された2つの直列ブランチと、[AB]と[CD](一方の接続点AとB、および他方のCとDの間)で示された2つの並列ブランチとから形成されている。S1とS´1は、直列ブランチのインピーダンス要素である。P1とP´1は、第一の並列ブランチ[AB]のゼロ電位の接続点PC1に対して対称的な、2つのブランチ部分のインピーダンス要素である。P2とP´2は、第二の並列ブランチ[CD]のゼロ電位の接続点PC2に対して対称的な、2つのブランチ部分のインピーダンス要素である。接続点PC1とPC2は、浮遊させるか接地接続させてもよい。
【0021】
図6Bは、図6に電気回路図が与えられているセクションの、本発明による実施態様を示す。それは、3つのレゾネータ型の構造、それぞれNET1、NET2、NET3から形成されている。第一の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTS1とIDTS´1を同一の音響チャネルに備え、これらは、構造の2つの直列ブランチに接続されている(IDTS1は第一のブランチの接続点A、Cに接続され、IDTS´1は、第二のブランチの接続点B、Dに接続されている)、且つ、当該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。第二の構造NET2は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTP1とIDTP´1を同一の音響チャネルに備え、それぞれ、一方では、該第一の構造の各トランスデューサの第一の電気接続点(それぞれAとB)に接続され、他方で、(たとえば接地接続されている)ゼロ電位の共通電気接続点PCに接続され、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。最後に、第三の構造NET3は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTP2とIDTP´2を同一の音響チャネルに備え、それぞれ、一方では、該第一の構造の各トランスデューサの第二の電気接続点(それぞれCとD)に接続され、他方で、(たとえば接地接続されている)ゼロ電位の共通電気接続点PC2に接続され、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置されている。この例では、リフレクターのアレイ(それぞれ、REF1、REF2、REF3)は構造の各側に配置される。
【0022】
このように、本発明は、フィルタの製造を単純化し、場所を取らず、対称的なブランチの平衡化をよりよく制御できる。
【0023】
図7Aと7Bは、図4の型のネットワークの、本発明によるさらなる実施態様を示す。この実施態様では、1つの同一のレゾネータ型の構造において、ゼロ電位の共通電気接続点PC1に対して対称的な、2つの直列ブランチの要素(S1、S´1)と、2つの並列ブランチ部分の要素(P1、P´1)を纏めることを目的とする。図7Aは、当該様々な要素の回路図を図示する。図7Bは、これらの要素の配置を示す。この実施態様によると、構造は、同一の音響チャネルに2組のトランスデューサを備える。第一組を形成しているトランスデューサIDS1とIDS´1(「S」トランスデューサ)は実質的に同一であり、それぞれ、ネットワークの2つの直列ブランチ[AC]と[BD](それぞれ、接続点はA、CとB、Dである)に接続されている。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように、配置される。第二の組を形成しているトランスデューサIDTP1とIDTP´1(「P」トランスデューサ)は実質的に同一であり、それぞれ、一方で、第一組のトランスデューサの接続点(図7Aと図7Bの実施態様ではそれぞれAとB)に接続され、他方で、(たとえば接地接続された)ゼロ電位共通電気接続点PC1に接続されており、発生した波が同位相となるように配置される。この例では、リフレクターREFのアレイは、構造のいずれかの側に配置される。この構造では、Pトランスデューサの周期は、Sトランスデューサの周期と演繹的に異なる。一方でトランスデューサIDTP1とIDTS1、および、他方でIDTS´1とIDTP´1は、必ずしも同期でないが、構造は対称的でなくてはならない(IDTP1とIDTS1の間の隙間は、IDTS´1とIDTP´1の間の隙間と同一である)。
【0024】
本発明は、ラダーSAWフィルタに限定されない。本発明は、差動入力/出力を有する、いかなる種類の対称的なネットワークにも適用され、そこに、対称的なブランチの電気的に等価な位置に位置するインピーダンス要素があってもよい。
【0025】
たとえば、本発明は、平衡ブリッジ型の対称的なネットワークに適用できる。この実施地態様を以下に記述する。図8Aは、組となっている4つの対称的なブランチ(それぞれ、一方で[AC]と[BD]、他方で[AD]と[BC])を具備する、差動入力/出力(入力A、B、出力C、D)を有する対称的な平衡ブリッジネットワークの回路図を示す。SAWインピーダンス要素は、T1、T´1、T2及びT´2で示されており、同一の添え数を有する要素は、電気的に等価な地点で対称的なブランチに配置された要素に対応している。
【0026】
図8Bと図8Cは、図8Aに示された型のネットワークにおけるインピーダンス要素の配置についての2つの実施態様を示す。図8Bに示された実施態様では、本発明のネットワークは、2つのレゾネータ型の構造NET1とNET2を備える。第一の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTT1とIDTT´1を備え、該2つのトランスデューサは、該構造の対称的な2つのブランチ([AC]、[BD])に接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されている。第二の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTT2とIDTT´2を備え、それぞれは、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサIDTT1の第一および第二の電気的接続点(A、C)にそれぞれ接続され、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサIDTT´1の第二及び第一の電気接続点(D、B)にそれぞれ接続されている。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。この実施態様では、リフレクターREF1とREF2のアレイもまた、構造NET1とNET2のいずれかの側に配置される。実際、図8Bに示された実施態様では、構造NET1とNET2は、一方の上に他方が配置される。これにより、トランスデューサIDTT1とIDTT´2の電極を、それらの共通の接続点Cに容易に接続し、トランスデューサIDTT´1とIDTT2の電極を、それらの共通の接続点Dに容易に接続できる。この実施態様では、トランスデューサの間に同期的に配置された、各構造の3つのデッドフィンガーにより、第一の構造のトランスデューサIDTT1の電極と、第二の構造のIDTT2の電極をそれぞれ、接続点Aに共通接続できる。
【0027】
図8Cは、図8Aに図示された型のネットワークの、本発明に従った他の実施態様の配置を図示する。図7Bの実施態様のように、構造は、同一の音響チャネルに2組のトランスデューサを備える。第一の組を形成するトランスデューサIDTT1とIDTT´1は実質的に同一で、それぞれ、ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されている(電気的接続点は、それぞれ、A、CとB、D)。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。第二の組を形成するトランスデューサIDTT2とIDTT´2は実質的に同一で、それぞれは、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサIDTT1の第一および第二の接続点(A、C)にそれぞれ接続され、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサIDTT´1の第二および第一の接続点(D、B)にそれぞれ接続され、且つ、発生した波が同位相となるように配置される。この実施態様では、リフレクターREFのアレイもまた、構造のいずれかの側に配置される。
【0028】
好適には、本発明の上記のSAWフィルタは、移動または固定通信システムに適用される。それらは、たとえば、高周波数(RF)モードまたは中間周波数(IF)モードで作動する。この種類の適用の場合、入力点は、信号が通常接地に対して基準化されたアンテナである;したがって、本来、それは差動的である。フィルタは、トランスフォーマ型のコンポーネントを含み、該コンポーネントは非差動入力を差動入力に変換し、該差動入力は、本発明の差動入力/出力を有する該ネットワークに順次加えられる。相互に、ネットワークは、また、差動出力を非差動出力へ変換するコンポーネントに、出力側で接続されてもよい。
【0029】
たとえば、このトランスフォーマは、BALUN(BALanced input/UNbalanced output)型のトランスフォーマである。この型のコンポーネントは、システムの性能を低下させるオーム損失を導入する欠点を有しうる。従って、本発明のフィルタに、トランスフォーマ機能を有し、且つ本発明の特徴を有する差動入力/出力を有するネットワークに接続された、DMS/CRF型の既知の音響構造を挿入できる。
【0030】
本発明のさらなる実施態様では、表面音響波フィルタは、ラダー型ネットワークの2つのインピーダンス要素に音響的に接続されたDMS/CRF型の構造を含む。図9Aと9Bは、直列(図9A)または並列(図9B)ネットワークの対称的なブランチに接続された2つのインピーダンス要素に、DMS/CRF構造を音響的に接続する2つの配置例を図示している。
【0031】
よって、中央には、中央トランスデューサ91、2つの側方トランスデューサ92と93、及びリフレクター94と95の2つのアレイから構成された、DMS/CRF型のステージ(90)がある。中央トランスデューサは非差動的に設置されており、2つの側方トランスデューサは逆極性を有する;したがって、それらは、それらの接続バスに、反対信号を有する。ここに例証された実施態様によると、側方トランスデューサは、図9Aの場合には「直列」トランスデューサ(IDTS1とIDTS´1)に、図9Bの場合には「並列」トランスデューサ(IDTP1とIDTP´1)に接続されている。上記の実施態様で記述したように、「直列」トランスデューサは、ラダーネットワークの対称的な2つの直列ブランチに接続されたトランスデューサであり、2つの「並列」トランスデューサは、ラダーネットワークの並列ブランチに接続された2つのトランスデューサである。図9Aと9BにREFによって示されたリフレクターのアレイは構造を完成し、図9Aでは、直列ネットワークNETS1とNETS´1を形成し、図9Bでは、並列ネットワークNETP1とNETP´1を形成する。
【0032】
ステージの間にリフレクターアレイを挿入すると有用であるかもしれない。このようにして、より対称的な配置が得られる。この型の構成されたステージは、さらに、他のインピーダンス要素のネットワークと、または、任意で、他の型のSAWフィルタステージと電気的にカスケード接続されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【0033】
【図1】図1Aはと図1Bは、それぞれ非差動及び差動型の、インピーダンス要素のネットワークの回路図である。
【図2】本発明が適用する、差動入力/出力を有するネットワークの一例の回路図である。
【図3A】本発明のフィルタにおけるレゾネータ型の構造の一実施態様を示す。
【図3B】図3Aに記載の構造の拡大詳細図を示す。
【図4】本発明が適用されるラダー型のネットワークの回路図を示す。
【図5】インピーダンス要素のアドミッタンスを、図4に記載の型のネットワークにおける周波数の関数として示す曲線の一例である。
【図6】図6Aは、インピーダンス要素のラダー型ネットワークのセクションの回路図を示し、図6Bは、本発明による該セクションの構造を、一実施態様に従い例証する図を示す。
【図7】図7Aと図7Bは、それぞれ、更なる実施態様のラダー型ネットワークにおけるインピーダンス要素の回路図と配置を示す。
【図8】図8A、8Bおよび8Cは、それぞれ、平衡ブリッジ型ネットワークにおける2つのインピーダンス要素の2つの実施態様による回路図と配置を示す。
【図9】図9Aと図9Bは、DMS/CRFステージを取り込んだ、本発明のフィルタの他の2つの実施態様を示す。
【0001】
本発明は、特に移動電気通信システムのための、差動入力/出力を有する対称的なネットワークを具備する、表面音響波フィルタ(あるいはSAWフィルタ)に関する。「表面波」とは、レイリー波だけでなく、結晶表面上の電極のコーム(combs)、または何らかの物質の1または複数層と結晶との間の接続面の電極のコームと相互作用できる、いかなる種類の波をも意味する。擬似音響表面波と呼ばれる波、横断表面波またはSSBW型表面波は、したがって表面波と考えることができる。本発明は、この種類の波と上記の条件に沿ういかなる種類の波にも適用可能である。
【背景技術】
【0002】
表面音響波の技術は、エレクトロニクスと高周波分野で多く適用される。音響波の波長は、同一周波数の電磁波の波長よりも典型的には105倍短いために、この技術は、小型化が必要または好ましい適用において得に有利である。これは、たとえばテレフォニーに当てはまり、SAWフィルタが軽量且つ小型であることによって、そのコンポーネントは他の技術と比較して特に有利になる。
【0003】
一般的に、SAWフィルタの望ましい特性は、低い挿入損失、良好なフォームファクター、および通過域の辺りの非常に良好な拒絶である。そのような特性を有することで知られているSAWフィルタとしては、特に「ラダー」SAWフィルタと呼ばれるものを挙げることができ、その2例が図1Aと図1Bに記載されている。これらのフィルタは、たとえば既知のタイプのSAWレゾネータなど、縦列に電気的に接続された、SAW要素(図ではIEと表示)を備える。これらのフィルタの操作は、たとえば「Advances in surface acoustic wave technology,systems and applications」, Vol.2, pp67−72(C.W.RuppelおよびA. Fjedly編)に記載されている。これらの要素は音響的に独立しており、従来は電気インピーダンス要素としてモデル化されており、そのアドミッタンスは、中心周波数の辺りに、共鳴周波数と呼ばれる周波数で最大アドミッタンスと、反共鳴 (アンチレゾナント) 周波数と呼ばれる周波数で最小アドミッタンスをそれぞれ有する。以下では、これらの要素は、単に「独立要素」と呼ばれ、この語は、その電気インピーダンス特性のために少なくとも部分的に使用されるSAW要素(互いにかみ合う電極を有する「IDT」トランスデューサ、SAWレゾネータ等)のいずれのタイプも意味しうる。実際、これらのフィルタは、従来から同一基板に様々なインピーダンス要素を付着させることにより作られ、これらの要素は、電気的および音響的に独立したSAWレゾネータである。このために、概して各レゾネータは、特定の音響チャネルを有する。1つの同一の音響チャネルでインピーダンス要素を纏め、それらの音響独立を維持する一方で、基板上でフットプリントを減少させる可能性は既に述べられている(米国特許第5,682,126号参照)。このようにグループ分けされた要素は、音響観点から、相互に干渉しないように十分に分類されていなければならない。
【特許文献1】
米国特許第5,682,126号
【非特許文献1】
C.W.RuppelおよびA. Fjedly編「Advances in surface acoustic wave technology,systems and applications」, Vol.2, pp67−72
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
図1Aおよび図1Bに図示されたSAWフィルタは、それぞれ、(接地接続を有する)「非差動」型配置と、有用な信号が、フィルタの入力(IN)または出力(OUT)を構成する2つの電気要素(+と−で示す)の間に生じている差で伝達される、対称的「差動」型配置を示している。この配置は、対称的なブランチを有するネットワークを備えており、その対称性は、図1Bにおいて、2つのブランチ[AC]と[BD]に平行に且つそれらの間に位置している軸(Δ)に対して、定義される。ブランチ[AC]は、入力の+要素を出力の+要素へ接続し、ブランチ[BD]は、入力の−要素を出力の−要素へ接続する。電気分野では、差動入力/出力を有する、この種類の配置が好まれる傾向が増加しており、これは、半導体技術に多くの恩恵を与え、特に、増幅の観点から非常に効率が良く、非差動配置のものに比べてノイズ除去を改善している。
【課題を解決するための手段】
【0005】
当然、無線周波数型のシステムでは、たとえば、入力地点はアンテナであり、その信号は、通常、接地に対して基準化される。この種類の適用のために設計されたフィルタは、CRF/DMS(連結レゾネータフィルタ/ダブルモード構造)タイプのSAWフィルタを使用する、トランスフォーマ型のステージを含んでもよく、これは、フィルタリングに加えて、非差動入力を差動入力に変換し、該差動入力は、たとえば図1Bに図示されたような、差動入力/出力を有するインピーダンス要素の対称アレイの入力に順次加えられる。CRF/DMS型のステージは、たとえば富士通の特許出願EP第0810727号に開示されている。
【特許文献2】
EP第0810727号
【0006】
本発明は、特にこの種類のネットワークに適用され、図1B等に図示の差動入力/出力を有するネットワークの対称的ブランチに位置決めされ、および、音響観点から相互作用する2つのトランスデューサを有する単一構造を作るように電気的に等価な位置に置かれた表面音響波インピーダンス要素の分類方法に関し、フィルタの製造を単純化でき、その効率を上げ、ブランチの平衡制御を改善し、空間を節約できる。
【0007】
より正確には、本発明は、対称的なブランチから構成される、差動入力/出力を有するインピーダンス要素のネットワークを含む表面音響波フィルタであって、該ネットワークは少なくとも1つの表面音響波レゾネータ型の構造を備え、該構造は少なくとも2つのトランスデューサを同一の音響チャネルにおいて具備し、該トランスデューサの2つは、実質的に同一で、該ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されており、電気的な観点から等価な位置にあり、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した音響波が同位相となるように配置されていることを特徴とする、表面音響波フィルタを提案する。
【0008】
それは移動または固定通信システムに特に適用される。
【0009】
本発明の他の利点と特徴は、図を参照し、以下の説明を読むことでより明確になるであろう。
【実施例】
【0010】
概して、本発明は、インピーダンス要素の対称的なネットワークを具備するいかなる表面音響波フィルタにも適用でき、そこでは、ネットワークの2つの対称的なブランチにおいて、同一のインピーダンスを有し、且つ、電気的に等価な位置に位置する、少なくとも2つの要素が見られる。つまり、フィルタが作動中である時、これらの要素は、それらの+と−の端末の間で、同一の潜在的な差を有し、これらには同一の電流が流れる。たとえば、それらは「ラダーフィルタ」または「均衡ブリッジフィルタ」型のネットワークでありうる。
【0011】
図2は、INとOUTによってそれぞれ示された差動入力/出力を有する、ネットワークの一例の回路図を図示しており、ここでは、第一の対称的なサブネットワークSUBNET1と第二の対称的なサブネットワークSUBNET2によって対称的に図示された比較的複雑な電気構造において、ほぼ同一のインピーダンスである2つのインピーダンス要素IE1とIE2が示されており、これら2つの要素は、ネットワークの対称的なブランチB1とB2の間に位置決めされ、且つ、電気的に等価な位置に配置されている。全図において、(Δ)は、上記で定義されたように、ネットワークの対称軸を示す。要素IE1とIE2は、必ずしも一緒に接続されていないが、フィルタが作動している時は、同一の電流Iの供給を受け、同一の電圧Iがそれらに流れる。
【0012】
従来、そして、当然ながら、このタイプのフィルタの物理構造は、同一基板の離れた場所に、多様なインピーダンス要素(例えば別々の音響チャネルを有するSAWレゾネータにより形成された)を付着させて作られる。レゾネータは、独立に行動できるように電気的にも音響的にも接続されていない。本発明は、従来技術の構造に変わる構造を提供し、その構造では、ネットワークにおいて対称的なブランチに、且つ等価な位置に配置された2つのインピーダンス要素(たとえば図2で例示したIE1とIE2)が、共「働」する少なくとも2つのトランスデューサを有する単一のレゾネータ型の構造を形成するように纏められる。本発明によると、この構造は、より正確には、ほぼ同一の、少なくとも2つのトランスデューサを、1つの同一の音響チャネルに備え、該トランスデューサは、対称的なブランチに接続され、且つ、2つのトランスデューサにより発生した波が、フィルタの中心周波数に近い周波数で同位相となるように、配置される。特に、トランスデューサは、それらに印加される電圧の位相により、それらが同期的に働き、以って、トランスデューサにより発生した音響波の間の建設的な干渉を確保するように、配置されなくてはならない。
【0013】
図3Aと図3Bは、そのような構造を図示する。図3Bは、図3Aで図示した構造の中心領域の拡大詳細図である。この実施態様では、図2に図示された型の2つのインピーダンス要素(IE1とIE2)が纏められている。本発明によると、インピーダンス要素IE1とIE2を形成しているレゾネータは、電気的な隔たりを維持する一方で、同一の音響チャネルを共有するように、単一構造に纏められている。図の破線は、2つの要素IE1とIE2にそれぞれ対応している、該構造の2つの接続領域を隔てる。図3Aに図示された実施態様では、本発明の単一構造は、ネットワークの対称的な2つのブランチにおいて隔てられ、接続されている(電気接続点を+と−で図示)互いにかみ合った電極IDT1とIDT2を有する、実質的に同一の2つのトランスデューサを備えている。この実施態様では、トランスデューサは、周期的且つ同期的な態様で、配置されている(電極間の空間に途切れはない)。つまり、図3Bにおいて31と32で示されている、2つのトランスデューサの2つの隣接した電極IDT1とIDT2の中心の間の距離は、各トランスデューサの周期Pに等しい(周期は、2つの連続電極の中心の間の距離により定義される)。メタライゼーションの幅が、周期pの半分、つまり約λ/4に等しく、図3Bのdで示された、トランスデューサ間の隙間は、2つの電極の隔たりにほぼ等しい(典型的にはλ/4、λは音響波長である)。これらは接続されて(図3Bを参照)、2つのトランスデューサの音響同期化を確実にする。したがって、2つのトランスデューサにより発生した波は、(フィルタの中心周波数に近い周波数について)同位相となる。この実施態様では(図3Bを参照)、2つのトランスデューサの隣接電極は、音響チャネルの同一側に位置する電気接続点に接続されている。当然ながら、隣接電極のための接続地点は、トランスデューサの1つが音響同期化を確実にするために反転されることを条件に、音響チャネルのいずれかの側に配置されてもよい。2つのトランスデューサにより発生した波が常に同位相であることを条件に、他の実施態様も可能である(たとえば、トランスデューサ間の隙間dの選択)。
【0014】
図3Aに図示された実施態様では、リフレクター(REF)のアレイも、構造のいずれかの側に配置されている。この例では、それらは、トランスデューサIDT1とIDT2に対して同期的に配置され、等しいアパーチャを有する。
【0015】
出願人は、このような構造によると、同一の音響チャネルで2つのトランスデューサを纏める場合に懸念されうる構造とは異なり、一方のトランスデューサの反応が、他方のトランスデューサの存在に影響されないことを示した。一のトランスデューサが他方に対して無害であることは、音響相の継続を確実にするようにこれらを配置することにより得られる。独立の、しかし対称的な電子信号を供給され、トランスデューサは同位相で働き、音響的に、単独の、より長いトランスデューサとして行動する。出願人は、このように、この相互作用が、各トランスデューサの反応を低下させないだけではなく、各トランスデューサのための空洞の等価な長さがより長いために、より効率的な空洞に各トランスデューサを閉じ込めることが可能であることを示した。特に、これにより、(アドミッタンスにより定義される)フィルタの反応時の波及効果を減少できる。物理的に隔てられたレゾネータと比較すると、この効果を利用することにより、さらに、トランスデューサが物理的に隔てられている従来の構成に比べて各トランスデューサの長さを短くでき、これにより通過域を増加できる。本発明の構造を用いた実験では、2つのトランスデューサが隔てられている構造の場合よりも、伝達損失が低いことが示された。
【0016】
さらに、本発明によると、2つのトランスデューサが同一の音響チャネルに位置するので、フィルタの横方向を感知できる程に短くすることができ、様々な要素の配置のトポロジーを単純化できる。さらに、(従来の4つのフィルタから)2つのリフレクタネットワークがなくなるので、本発明のフィルタの単一の構造が占める領域が小さくなる。
【0017】
図4に示された、差動入力/出力を有するラダー型のネットワークへの本発明の適用について説明する。これは、直列および並列ブランチから形成された対称的なネットワークである。直列ブランチのインピーダンス要素は、ネットワークの電気的に等価な位置に配置された要素に関する同一指標である、Sで示されている(図4に図示された実施態様において、それぞれ、S1、S´1、S2、およびS´2)。並列ブランチのインピーダンス要素はP(図4の実施態様では、それぞれ、P1、P2およびP3)で図示されている。
【0018】
ラダー型SAWフィルタの作動は、従来どおりのものであり、その原理を簡単に記述する。図5は、基本的なインピーダンス要素(たとえばSAWレゾネータ)の反応の一例を図示する。曲線は、周波数(MHz)の関数としてアドミッタンスY(f)の係数の対数を描く。理想的には、レゾネータは、共鳴周波数(fr)の周りの狭周波数域において、短絡回路として行動し、その反共鳴周波数(far)の周りで、開回路として行動する。図4に示されたタイプのラダー型フィルタの操作を簡単に説明する。直列レゾネータ(S)の通過域内では、直列ブランチは短絡回路として行動するので、信号は、非常に低い挿入損失で入力(IN)から出力(OUT)へ直接通過する。並列レゾネータ(P)の反共鳴周波数は、ほぼ、直列レゾネータの共鳴周波数に修正され、それらは、開回路として行動する。並列レゾネータ(P)の通過域内では、信号は短絡され、低周波数側での拒絶は素晴らしいので、通過域の開始に非常に良好な拒絶を得られる。直列レゾネータの反共鳴により、高周波数側では、通過域の最後に良好な拒絶が得られる。概して、並列レゾネータの共鳴周波数は、(低周波数側)通過域の開始に強い拒絶が得られるように修正され、直列レゾネータの共鳴周波数は通過域の中間になるように修正される。概して、様々な共鳴周波数は異なり、通過域の形状と拒絶位置を良好に制御できる。差動入力/出力を有するラダー型ネットワークでは、電気的に等価な位置に配置された、直列ブランチのこれらの要素は、同一であり、平衡条件を満たすことができる。したがって、図4の実施態様では、要素S2とS´2のように、要素S1とS´1は同一である。しかし、1つの同一のブランチの要素が、対称的である必要はない。したがって、一方で、要素P1、P2およびP3、他方で、要素S1およびS2、または、要素S´1およびS´2は、必ずしも同一ではない。
【0019】
本発明によると、上記に記載したように、図4のタイプのネットワークにおいて、ネットワークの等価位置に配置された、直列ブランチのインピーダンス要素(この例では、一方では、直列要素S1、S´1、他方ではS2とS´2)を纏められる。さらに、ネットワークの並列ブランチのそれぞれを、ゼロ電位での電気接続点に対して対称的な2つの並列ブランチ部分とみなすことができる場合、2つの対称的なブランチ部分に配置された2つのインピーダンス要素を纏められる。
【0020】
図6Aと図6Bは、図4に示されたタイプのネットワークの、本発明による実施態様を例示する。ネットワークは、この例では、直列に差動入力/出力を有する対称的な2つのセクションからなり、それらのうち1つの回路図が、図6Aに示されている(入力A、B、および出力C、D)。各セクションは、[AC]と[BD](一方の電気接続点AとC、および他方のBとDの間)で示された2つの直列ブランチと、[AB]と[CD](一方の接続点AとB、および他方のCとDの間)で示された2つの並列ブランチとから形成されている。S1とS´1は、直列ブランチのインピーダンス要素である。P1とP´1は、第一の並列ブランチ[AB]のゼロ電位の接続点PC1に対して対称的な、2つのブランチ部分のインピーダンス要素である。P2とP´2は、第二の並列ブランチ[CD]のゼロ電位の接続点PC2に対して対称的な、2つのブランチ部分のインピーダンス要素である。接続点PC1とPC2は、浮遊させるか接地接続させてもよい。
【0021】
図6Bは、図6に電気回路図が与えられているセクションの、本発明による実施態様を示す。それは、3つのレゾネータ型の構造、それぞれNET1、NET2、NET3から形成されている。第一の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTS1とIDTS´1を同一の音響チャネルに備え、これらは、構造の2つの直列ブランチに接続されている(IDTS1は第一のブランチの接続点A、Cに接続され、IDTS´1は、第二のブランチの接続点B、Dに接続されている)、且つ、当該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。第二の構造NET2は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTP1とIDTP´1を同一の音響チャネルに備え、それぞれ、一方では、該第一の構造の各トランスデューサの第一の電気接続点(それぞれAとB)に接続され、他方で、(たとえば接地接続されている)ゼロ電位の共通電気接続点PCに接続され、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。最後に、第三の構造NET3は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTP2とIDTP´2を同一の音響チャネルに備え、それぞれ、一方では、該第一の構造の各トランスデューサの第二の電気接続点(それぞれCとD)に接続され、他方で、(たとえば接地接続されている)ゼロ電位の共通電気接続点PC2に接続され、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置されている。この例では、リフレクターのアレイ(それぞれ、REF1、REF2、REF3)は構造の各側に配置される。
【0022】
このように、本発明は、フィルタの製造を単純化し、場所を取らず、対称的なブランチの平衡化をよりよく制御できる。
【0023】
図7Aと7Bは、図4の型のネットワークの、本発明によるさらなる実施態様を示す。この実施態様では、1つの同一のレゾネータ型の構造において、ゼロ電位の共通電気接続点PC1に対して対称的な、2つの直列ブランチの要素(S1、S´1)と、2つの並列ブランチ部分の要素(P1、P´1)を纏めることを目的とする。図7Aは、当該様々な要素の回路図を図示する。図7Bは、これらの要素の配置を示す。この実施態様によると、構造は、同一の音響チャネルに2組のトランスデューサを備える。第一組を形成しているトランスデューサIDS1とIDS´1(「S」トランスデューサ)は実質的に同一であり、それぞれ、ネットワークの2つの直列ブランチ[AC]と[BD](それぞれ、接続点はA、CとB、Dである)に接続されている。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように、配置される。第二の組を形成しているトランスデューサIDTP1とIDTP´1(「P」トランスデューサ)は実質的に同一であり、それぞれ、一方で、第一組のトランスデューサの接続点(図7Aと図7Bの実施態様ではそれぞれAとB)に接続され、他方で、(たとえば接地接続された)ゼロ電位共通電気接続点PC1に接続されており、発生した波が同位相となるように配置される。この例では、リフレクターREFのアレイは、構造のいずれかの側に配置される。この構造では、Pトランスデューサの周期は、Sトランスデューサの周期と演繹的に異なる。一方でトランスデューサIDTP1とIDTS1、および、他方でIDTS´1とIDTP´1は、必ずしも同期でないが、構造は対称的でなくてはならない(IDTP1とIDTS1の間の隙間は、IDTS´1とIDTP´1の間の隙間と同一である)。
【0024】
本発明は、ラダーSAWフィルタに限定されない。本発明は、差動入力/出力を有する、いかなる種類の対称的なネットワークにも適用され、そこに、対称的なブランチの電気的に等価な位置に位置するインピーダンス要素があってもよい。
【0025】
たとえば、本発明は、平衡ブリッジ型の対称的なネットワークに適用できる。この実施地態様を以下に記述する。図8Aは、組となっている4つの対称的なブランチ(それぞれ、一方で[AC]と[BD]、他方で[AD]と[BC])を具備する、差動入力/出力(入力A、B、出力C、D)を有する対称的な平衡ブリッジネットワークの回路図を示す。SAWインピーダンス要素は、T1、T´1、T2及びT´2で示されており、同一の添え数を有する要素は、電気的に等価な地点で対称的なブランチに配置された要素に対応している。
【0026】
図8Bと図8Cは、図8Aに示された型のネットワークにおけるインピーダンス要素の配置についての2つの実施態様を示す。図8Bに示された実施態様では、本発明のネットワークは、2つのレゾネータ型の構造NET1とNET2を備える。第一の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTT1とIDTT´1を備え、該2つのトランスデューサは、該構造の対称的な2つのブランチ([AC]、[BD])に接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されている。第二の構造NET1は、ほぼ同一の2つのトランスデューサIDTT2とIDTT´2を備え、それぞれは、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサIDTT1の第一および第二の電気的接続点(A、C)にそれぞれ接続され、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサIDTT´1の第二及び第一の電気接続点(D、B)にそれぞれ接続されている。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。この実施態様では、リフレクターREF1とREF2のアレイもまた、構造NET1とNET2のいずれかの側に配置される。実際、図8Bに示された実施態様では、構造NET1とNET2は、一方の上に他方が配置される。これにより、トランスデューサIDTT1とIDTT´2の電極を、それらの共通の接続点Cに容易に接続し、トランスデューサIDTT´1とIDTT2の電極を、それらの共通の接続点Dに容易に接続できる。この実施態様では、トランスデューサの間に同期的に配置された、各構造の3つのデッドフィンガーにより、第一の構造のトランスデューサIDTT1の電極と、第二の構造のIDTT2の電極をそれぞれ、接続点Aに共通接続できる。
【0027】
図8Cは、図8Aに図示された型のネットワークの、本発明に従った他の実施態様の配置を図示する。図7Bの実施態様のように、構造は、同一の音響チャネルに2組のトランスデューサを備える。第一の組を形成するトランスデューサIDTT1とIDTT´1は実質的に同一で、それぞれ、ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されている(電気的接続点は、それぞれ、A、CとB、D)。それらは、2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置される。第二の組を形成するトランスデューサIDTT2とIDTT´2は実質的に同一で、それぞれは、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサIDTT1の第一および第二の接続点(A、C)にそれぞれ接続され、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサIDTT´1の第二および第一の接続点(D、B)にそれぞれ接続され、且つ、発生した波が同位相となるように配置される。この実施態様では、リフレクターREFのアレイもまた、構造のいずれかの側に配置される。
【0028】
好適には、本発明の上記のSAWフィルタは、移動または固定通信システムに適用される。それらは、たとえば、高周波数(RF)モードまたは中間周波数(IF)モードで作動する。この種類の適用の場合、入力点は、信号が通常接地に対して基準化されたアンテナである;したがって、本来、それは差動的である。フィルタは、トランスフォーマ型のコンポーネントを含み、該コンポーネントは非差動入力を差動入力に変換し、該差動入力は、本発明の差動入力/出力を有する該ネットワークに順次加えられる。相互に、ネットワークは、また、差動出力を非差動出力へ変換するコンポーネントに、出力側で接続されてもよい。
【0029】
たとえば、このトランスフォーマは、BALUN(BALanced input/UNbalanced output)型のトランスフォーマである。この型のコンポーネントは、システムの性能を低下させるオーム損失を導入する欠点を有しうる。従って、本発明のフィルタに、トランスフォーマ機能を有し、且つ本発明の特徴を有する差動入力/出力を有するネットワークに接続された、DMS/CRF型の既知の音響構造を挿入できる。
【0030】
本発明のさらなる実施態様では、表面音響波フィルタは、ラダー型ネットワークの2つのインピーダンス要素に音響的に接続されたDMS/CRF型の構造を含む。図9Aと9Bは、直列(図9A)または並列(図9B)ネットワークの対称的なブランチに接続された2つのインピーダンス要素に、DMS/CRF構造を音響的に接続する2つの配置例を図示している。
【0031】
よって、中央には、中央トランスデューサ91、2つの側方トランスデューサ92と93、及びリフレクター94と95の2つのアレイから構成された、DMS/CRF型のステージ(90)がある。中央トランスデューサは非差動的に設置されており、2つの側方トランスデューサは逆極性を有する;したがって、それらは、それらの接続バスに、反対信号を有する。ここに例証された実施態様によると、側方トランスデューサは、図9Aの場合には「直列」トランスデューサ(IDTS1とIDTS´1)に、図9Bの場合には「並列」トランスデューサ(IDTP1とIDTP´1)に接続されている。上記の実施態様で記述したように、「直列」トランスデューサは、ラダーネットワークの対称的な2つの直列ブランチに接続されたトランスデューサであり、2つの「並列」トランスデューサは、ラダーネットワークの並列ブランチに接続された2つのトランスデューサである。図9Aと9BにREFによって示されたリフレクターのアレイは構造を完成し、図9Aでは、直列ネットワークNETS1とNETS´1を形成し、図9Bでは、並列ネットワークNETP1とNETP´1を形成する。
【0032】
ステージの間にリフレクターアレイを挿入すると有用であるかもしれない。このようにして、より対称的な配置が得られる。この型の構成されたステージは、さらに、他のインピーダンス要素のネットワークと、または、任意で、他の型のSAWフィルタステージと電気的にカスケード接続されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【0033】
【図1】図1Aはと図1Bは、それぞれ非差動及び差動型の、インピーダンス要素のネットワークの回路図である。
【図2】本発明が適用する、差動入力/出力を有するネットワークの一例の回路図である。
【図3A】本発明のフィルタにおけるレゾネータ型の構造の一実施態様を示す。
【図3B】図3Aに記載の構造の拡大詳細図を示す。
【図4】本発明が適用されるラダー型のネットワークの回路図を示す。
【図5】インピーダンス要素のアドミッタンスを、図4に記載の型のネットワークにおける周波数の関数として示す曲線の一例である。
【図6】図6Aは、インピーダンス要素のラダー型ネットワークのセクションの回路図を示し、図6Bは、本発明による該セクションの構造を、一実施態様に従い例証する図を示す。
【図7】図7Aと図7Bは、それぞれ、更なる実施態様のラダー型ネットワークにおけるインピーダンス要素の回路図と配置を示す。
【図8】図8A、8Bおよび8Cは、それぞれ、平衡ブリッジ型ネットワークにおける2つのインピーダンス要素の2つの実施態様による回路図と配置を示す。
【図9】図9Aと図9Bは、DMS/CRFステージを取り込んだ、本発明のフィルタの他の2つの実施態様を示す。
Claims (19)
- 対称的なブランチから構成される、差動入力/出力を有するインピーダンス要素のネットワークを含む表面音響波フィルタであって、該ネットワークは少なくとも1つの表面音響波レゾネータ型の構造を備え、該構造は少なくとも2つのトランスデューサを同一の音響チャネルに具備し、該トランスデューサの2つ(IDT1、IDT2)は、実質的に同一で、該ネットワークの対称的な2つのブランチに接続されており、電気的な観点から等価な位置にあり、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した音響波が同位相となるように配置されていることを特徴とする表面音響波フィルタ。
- ネットワークが、直列および並列ブランチから構成されているラダー型であるとき、該構造の少なくとも1つの該2つのトランスデューサは、ネットワークの2つの直列ブランチに接続されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- ネットワークが、直列および並列ブランチから構成されているラダー型であり、ネットワークの並列ブランチが、ゼロ電位電気接続点に対して対称的な2つの並列ブランチ部分から構成されているとき、該構造の少なくとも1つの該2つのトランスデューサは、2つの並列ブランチ部おいて、該ゼロ電位接続点から形成された共通接続点と接続されていることを特徴とする請求項1または2に記載のフィルタ。
- 該接続点が接地接続されていることを特徴とする請求項3に記載のフィルタ。
- 該ネットワークがラダー型であり、各セクションが2つの直列ブランチと2つの並列ブランチから形成されている1または複数の対称的な直列のセクションからなること、および、各セクションは、3つのレゾネータ型構造(NET1、NET2、NET3)から形成されており、第一の構造(NET1)は実質的に同一の2つのトランスデューサ(IDTS1、IDTS´1)を備え、該トランスデューサは該構造の2つの直列ブランチに接続され、且つ、2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されており、第二の構造(NET2)は実質的に同一の2つのトランスデューサ(IDTP1、IDTP´1)を備え、該トランスデューサは、それぞれが、一方で、第一の構造の各トランスデューサの電気接続点(A、B)に接続され、他方で、ゼロ電位共通電気接続点(PC1)に接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されており、第三の構造(NET3)は実質的に同一の2つのトランスデューサ(IDTP2、IDTP´2)を備え、該トランスデューサは、それぞれが、一方で、第一の構造の各トランスデューサの2つの電気接続点(C、D)に接続され、他方で、ゼロ電位共通電気接続点(PC2)に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- 該ゼロ電位接続点が接地接続されていることを特徴とする請求項5に記載のフィルタ。
- ネットワークが、直列および並列ブランチから構成されているラダー型であるとき、該構造の少なくとも1つは、2組のトランスデューサを同一の音響チャネルに備え、第一組のトランスデューサ(IDTS1、IDTS´1)は実質的に同一であり、これらは、該ネットワークの2つの直列ブランチに接続されており、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置され、第二組のトランスデューサ(IDTP1、IDTP´1)は実質的に同一であり、それぞれが、一方で、第一組のトランスデューサの電気接続点(A、B)に接続され、他方で、ゼロ電位共通電気接続点(PC1)に接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- 該ゼロ電位接続点が接地接続されていることを特徴とする請求項6に記載のフィルタ。
- ネットワークが、組になった4つの対称的なブランチから構成されている平衡ブリッジ型であるとき、該ネットワークは、2つのレゾネータ型構造(NET1、NET2)を備え、第一の構造(NET1)は実質的に同一の2つのトランスデューサ(IDTT1、IDTT´1)を備え、該トランスデューサは該構造の対称的な2つのブランチ([AC]、[BD])に接続され、且つ、2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されており、第二の構造(NET2)は実質的に同一の2つのトランスデューサ(IDTT2、IDTT´2)を備え、該トランスデューサは、それぞれが、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサ(IDTT1)の第一および第二の電気接続点(A、C)にそれぞれ接続され、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサ(IDTT´1)の第二および第一の電気接続点(D、B)にそれぞれ接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- ネットワークが、組になった4つの対称的なブランチから構成されている平衡ブリッジ型であるとき、該ネットワークは、2組のトランスデューサを有するレゾネータ型構造を同一の音響チャネルに備え、第一組のトランスデューサ(IDTT1、IDTT´1)は実質的に同一であり、ネットワークの2つの対称的なブランチに接続され、且つ、該2つのトランスデューサにより発生した波が同位相となるように配置されており、第二組のトランスデューサ(IDTT2、IDTT´2)は実質的に同一であり、それぞれが、一方で、第一の構造の第一のトランスデューサ(IDTT1)の第一および第二の電気接続点(A、C)にそれぞれ接続されており、他方で、第一の構造の第二のトランスデューサ(IDTT´1)の第二および第一の電気接続点(D、B)にそれぞれ接続され、且つ、該2つのトランスデューサによって発生した波が同位相となるように配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- 構造の該2つのトランスデューサは、2つのトランスデューサの隣接電極が、音響チャネルの同一側に位置する電気接続点に接続されるように、周期的および同期的態様で配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- 構造の該2つのトランスデューサは、2つのトランスデューサの隣接電極が、音響チャネルのいずれかの側に位置する電気接続点に接続されるように、周期的および同期的態様で配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- リフレクター(REF)のアレイが各レゾネータ型構造のいずれかの側に配置されていることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。
- リフレクターのアレイが構造のトランスデューサと同期的に配置されていることを特徴とする請求項13に記載のフィルタ。
- 構造のトランスデューサとリフレクターのアパーチャは等しいことを特徴とする請求項13または14に記載のフィルタ。
- 構造のトランスデューサとリフレクターの周期は同一であることを特徴とする請求項13ないし15のいずれか1項に記載のフィルタ。
- SAWフィルタとして作成されるトランスフォーマステージをさらに含み、該ステージが非差動入力を差動入力へ変換し、該差動入力が、差動入力/出力を有する該ネットワークへ順次加えられることを特徴とする請求項1ないし17のいずれか1項に記載のフィルタ。
- ネットワークが直列または並列ブランチから構成されたラダー型であるとき、トランスフォーマステージは、ネットワークの直列ブランチに接続されたトランスデューサに音響的に接続されているか、ネットワークの並列ブランチに接続されたトランスデューサに音響的に接続されていることを特徴とする請求項17に記載のフィルタ。
- 請求項1ないし18のいずれか1項に記載のRFまたはIF周波数フィルタを含むことを特徴とする移動または固定通信システム。
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