JP2004507119A - スイッチング周波数ディザリングによるｅｍｉの低減 - Google Patents

Abstract

【解決手段】パルス変調制御型自動車モーターにより発生する電磁干渉の帯域幅を制御する方法が開示されている。本方法は、少なくとも１つのレジスタ（３０２）を含んでいる制御装置であって、作動パラメータ（３０４）に基づいてモーターを制御するためにモーターと信号通信する制御装置を設ける工程と、パルス変調周波数のセットから第１のパルス変調周波数（３０６）を選択する工程と、第１のクロック周波数を選択する工程と、第１のホッピング周波数を選択する工程と、第１のスイッチング周波数（３１２）を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタ（３０２）を初期化する工程と、それにより、規定された少なくとも１つの数を確立する工程と、少なくとも１つのレジスタの規定された少なくとも１つの数、第１のクロック周波数、及び第１のホッピング周波数に基づいて、パルス変調のスイッチング周波数をランダムに変更する工程と、を備えている。
【選択図】図９

Description

【０００１】
【従来技術】
全ての商業的電気システムは、特定の電磁干渉（ＥＭＩ）制約を満たさねばならない。ＥＭＩ解決策には大抵の場合かなり費用がかかる。システムの中には、費用全体の３０％が大型フィルタやシールディングなどのＥＭＩ／ＥＭＣ（互換性）関連であるというものもある。電動パワーステアリング（ＥＰＳ）システムでは、ＲＦノイズに大きく寄与しているのは、電流制御に使用されるパルス幅変調（ＰＷＭ）作用である。ＰＷＭは、狭帯域ノイズをＰＷＭスイッチング周波数の整数高調波毎にスパイクという形で発生させる。上記の高調波はラジオの出力に明確な信号音として現れることから、車両のラジオは狭帯域ノイズによって相当な被害を被ることになる。この発明は狭帯域ノイズを広帯域ノイズに変換し、ＰＷＭのスイッチング周波数を狭い範囲内で変化させることによりそのピーク振幅を小さくする。
【０００２】
ＰＷＭ高周波スパイクは、
【０００３】
【数１】

【０００４】
により与えられる振幅を有し、ここにＡはパルスの振幅、ｔはＰＷＭ「オン」タイム、Ｔ_ｓはＰＷＭスイッチング期間、ｆ_ｎは１／Ｔ_ｓ、即ちスイッチング周波数ｆ_ｓ、の整数倍数である。スペクトルは、ｆ_ｎだけ間隔の空いた一連のスパイクであり、図１に見られるように正弦波形状の包絡線のモジュラスにより限度を画定されている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
パルス変調制御型の自動車モーターにより発生するする電磁干渉の帯域幅を制御する方法を開示する。本方法は、少なくとも１つのレジスタを含んでいる制御装置であって、その動作パラメータに基づいてモーターを制御するためにモーターと信号通信する制御装置を提供する工程と、第１のクロック周波数を選択する工程と、第１のスイッチング周波数を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタを初期化し、それにより、定められた少なくとも１つの数を設定する工程と、第１のホッピング期間を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタの定められた少なくとも１つの数、第１のクロック周波数、及び第１のホッピング周波数に基づいて、パルス変調のスイッチング周波数をランダムに変調する工程と、を備えている。
【０００６】
【発明の実施の形態】
ＰＷＭ周波数「ディザリング」のコンセプトは、特定のＰＷＭスイッチング周波数ｆ_ｓを、別のスイッチング周波数ｆ_ｓに変更する前の設定数分のＰＷＭスイッチング期間Ｔ_ｓの間だけ使用し、この「ホップ」を周期的に行うことを包含している。使用される各スイッチング周波数ｆ_ｓは、固有の高調波成分の分だけ寄与するが、絶えず使用されるわけではないので、等価振幅はずっと低くなる。最終的には、ピーク振幅がより低い連続するスペクトルという結果になる。
【０００７】
ディザリング処理はシステム全体の費用を低減する。ディザリングは、追加的な構成要素を何ら必要とするわけではなく、ソフトウェアにより実現される。より大きなＲＦノイズの振幅を許容しながら、同時に放出のピークレベルを低下させるので、フィルタリング及びシールディングに要する費用を低減させることができる。
【０００８】
ＰＷＭ周波数ディザリングには多くのパラメータが関係するが、それらには、スイッチング周波数範囲、使用されるスイッチング周波数の数、ホッピング周波数、及び周波数選択のやり方などが挙げられる。理想的なケースとしては、利用できるスイッチング周波数が無限（連続分布）にあり、その間で非常に素早く変更し、その中からランダムに選択できる場合が考えられる。この場合、ＲＦノイズは、振幅が狭帯域のピークの場合よりも低い、純粋な広帯域になる。
【０００９】
都合の悪いことに、理想的な状態は実現不可能なので、システム要求と広帯域の理想との間に妥協を図らねばならない。ＥＰＳシステムは、現実的にはランダム選択をすることは不可能であり、ある一定数の個別のスイッチング周波数でしか作動できない。スイッチング周波数を非常に迅速に変えれば、スループット及び安定性の問題が発生することになる。ある範囲内で擬似ランダム数の表を生成すれば、シーケンスがサブ変調を発生させるほどには速く反復できないことを保証することにより、スイッチング周波数のランダム選択を模することができる。
【００１０】
シミュレーション及び理論的な計算を使って結果を予想した。しかしながら、信頼できる結果はラジオの音声出力である。連結媒体とラジオ挙動の正確なモデルを導き出すことはできるが、人間の耳の主観的な特性はモデル化が容易ではない。従って、何れの周波数ディザリングフォーマットでも実際のメリットは最終的な産物、即ちそれがどのように聞こえるかということである。以下の結果が得られた。即ち、
１）ホッピング周波数ｆ_ｈは最も重要な因子である。ノイズの「サウンド」はこのホッピング周波数に大きく左右される。相当にホワイトなサウンドノイズが５００μｓ未満のホッピング期間で実現された。
２）わずか２通りのスイッチング周波数を使って、ラジオの出力の信号音を排除することができる（その間のΔｆについては＃３を参照）。
３）選択対象となる周波数の範囲は、ラジオのＩＦ帯域幅、ラジオのＲＦ周波数範囲、及び凡そのＰＷＭ基本特性により決まる。スイッチング範囲は、ラジオのＲＦ入力に対応する高調波数を掛けると、それがＩＦ帯域幅を上回るように、十分に大きくなければならない。例えば、ＰＷＭが２０ｋＨｚ付近でＩＦ帯域幅が９ｋＨｚでＲＦが１５０ｋＨｚの場合（ヨーロッパのＬＷの場合）には、使用されるスイッチング周波数の範囲は９ｋＨｚ×２０ｋＨｚ／１５０ｋＨｚ＝１．２ｋＨｚよりも大きくなければならない。これは使用できる最小値であり、最大値はシステムの安定性によって異なる。
４）使用される個々のスイッチング周波数の数が増加すれば結果は向上するが、個数が非常に多い場合には益が薄れる。
【００１１】
図３は固定周波数ＰＷＭにより発生した信号音を示し、図４は、擬似ランダム的に２５０μｓ毎に選択された、１６のスイッチング周波数ｆ_ｓからのボリュームが低減された「ホワイトノイズ」を示している。ディザリング処理はシステム全体の費用を低減する。ティザリングは、追加的な構成要素を何ら必要とするわけではなく、ソフトウェアにより実現される。より大きなＲＦノイズの振幅を許容しながら、同時に放出のピークレベルを低下させるので、フィルタリング及びシールディングに要する費用を低減させることができる。
【００１２】
固定周波数（標準）ＰＷＭでは、数式１及び図１に示すように、スイッチング周波数の整数倍数毎に高調波が発生する。ラジオ受信機及び他の電子機器は、特定の周波数に集束されるこの狭帯域ノイズに敏感である。ＡＭラジオ局が純音を流した場合、その結果として現れるスペクトルを図５に示す。ラジオのＩＦ帯域幅は中心が搬送波周波数ｆ_ｃにあり、より小さなスパイク（側波帯）は両方とも９ｋＨｚ帯域幅内に納まるので、ラジオは１ｋＨｚ信号音をデコードする。パルス幅変調から放射された高調波がラジオ局の周波数に近いときには、ラジオはそれを全く同じ様式の可聴信号音として復調する。
【００１３】
スイッチング周波数ディザリングは、パルス幅変調（ＰＷＭ）の代わりの方法である。その目的は、放射されたＲＦエネルギーをより大きな周波数範囲（広帯域）に広げ、その結果としてのＥＭＩをホワイトノイズと同じようにすることである。ラジオ受信機は、ノイズ帯域幅がＩＦ帯域幅よりもずっと大きいので、このタイプのＥＭＩに対してはそれほど敏感ではない。ＰＷＭに関しては、スイッチング期間Ｔ_ｓには「オン」タイムと「オフ」タイムが含まれる。これら２つのタイムの合計がスイッチング期間Ｔ_ｓとなる。電流は、オンタイムとオフタイムの比、即ちデューティレシオＤを変化させることにより制御される。従って、
【００１４】
【数２】

【００１５】
標準的なＰＷＭ実施例では、スイッチング期間Ｔ_ｓは一定で、デューティレシオＤのみが変化する。スイッチング周波数ディザリングは、Ｔ_ｓを変更する処理である。これは、電流の制御スキームとは独立して行われる。例えば、一定電流はＤを変化させずにＴ_ｓを変化させることを意味し、オンタイムとオフタイムが同時に変更されることになる。
【００１６】
ディザリング実施に関係するパラメータには以下のものが含まれる。
【００１７】
【表１】

【００１８】
スイッチング周波数ディザリングの理想的な実施には、大きく連続した分布からランダムに選定されたスイッチング周波数ｆ_ｓ、その中でのできる限り速いホッピング、が関わることになる。合成されたスペクトルは、ピークレベルが狭帯域のピークレベルよりも低い純帯域幅となる。
【００１９】
ホッピング周波数ｆ_ｈはできる限り高いほうがよい。唯一限定を課せられる因子はスイッチング周波数ｆ_ｓである。最も高速で実施できるのは、別のスイッチング周波数に「ホップ」する前に、１つのスイッチング期間Ｔ_ｓでは１つのスイッチング周波数ｆ_ｓしか使用しない場合である。このホッピング周波数ｆ_ｈを正確に知るためには、スイッチング周波数ｆ_ｓをホッピング周波数ｆ_ｈの整数倍数として特定的に選定しなければならない。ＥＰＳには、音声及び熱的な問題により１８ｋＨｚ＜ｆ_ｓ＜３０ｋＨｚという拘束条件が課せられるので、高いホッピング周波数では使用できるスイッチング周波数の数が限られる。フレキシブルなホッピング周波数を使用すればこの問題は解決される。新しいスイッチング周波数ｆ_ｓへのホップは、スイッチング期間Ｔ_ｓの終了時しか起こりえないので、新たなスイッチング周波数ｆ_ｓはここで開始される。一例として、ホッピング期間（Ｔ_ｈ＝１／ｆ_ｈ）は５００μｓであると仮定すると、ｆ_ｓ１＝１９．５ｋＨｚでｆ_ｓ２＝２１ｋＨｚとなる。１９．５ｋＨｚは９期間続き合計で４６２μｓとなる。第１０期間の間に５００μｓマークに達し、合計５１３μｓでこの期間は終了する。次にパルス幅変調は５２４μｓ（１１期間）に対し２１ｋＨｚで起きる。ホッピング周波数は約２ｋＨｚ変化することに留意されたい。これとは別に、このフレキシブルなホッピング周波数は、システムの構成要素の可聴信号音の変調処理を省く手助けもする。
【００２０】
スイッチング周波数が継続的に分布（Ｎ＝∞）しているのが理想的である。ある電動パワーステアリングシステム（ＥＰＳ）では、周波数は数式２を満たすことができ、ここにｆ_ｓがスイッチング周波数でｎが整数である。
【００２１】
【数３】

【００２２】
１８ｋＨｚ未満は禁制音声範囲であり、２５ｋＨｚより上は熱性能上不利である。これは、３２の可能性のあるスイッチンング周波数があるが、約１０から２０に絞りこめば、合計周波数範囲を制限することによりシステムの安定性が改善できるということを示唆している。
【００２３】
放射の対象となっている最も低い周波数帯域によって、必要とされるスイッチング周波数ｆ_ｓの範囲が決まる。広帯域という用語は、ＲＦスペクトルが連続し且つギャップが無い状態のことを指す。これを実現するには、ＰＷＭ基本周波数のｎ番目の高調波が、対象となる周波数帯の（ｎ＋１）番目の高調波と重なっていなければならない。スペクトルは、上の数式の周波数ｆ_ｉｎｔより上では相当平坦な広帯域である。例えば、最小スイッチング周波数は１８ｋＨｚで最大スイッチング周波数が２１ｋＨｚであれば、スペクトルは約１２６ｋＨｚより上で平ら（ギャップがない）となる。従って、
【００２４】
【数４】

【００２５】
である。
ディザリング処理の最後のパラメータは、スイッチング周波数が使用される順序である。理想的には、この選択はランダム式であろうが、ＥＰＳ制御装置ではこれを実現できない。幸運にも、擬似ランダム選択がこれに適する。所与の順序でスイッチング周波数内をステッピングすると、一連の長さが十分でない場合には音声範囲にサブ変調が生じる。あるパターンは、反復前に（ｆ_ｈ＜２０００ｈｚ）少なくとも０．５ｍｓを要する。この理由により、ルックアップ表又は擬似ランダム生成が適切であるといえる。
【００２６】
図６では、パルス幅変調周波数ディザリングを行うためのシステム１００の関連部分は、ＥＰＳ制御装置１０２とＥＰＳモーター１０４である。制御装置１０２の内部には、モーター１０４への電流を切り替えるために使用されるパワーＭＯＳＦＥＴ（例示的に図１２の５００に図示）がある。ブラシレスモーター駆動（ＢＭＤ）集積回路（ＩＣ）１０６は、電圧モードリセット方式又は電流モードリセット方式の何れかでこれらスイッチを制御する。ＢＭＤＩＣ１０６の中には２つのレジスタ１０６ａ、１０６ｂがある。第１のレジスタ１０６ａは、デューティレシオＤを設定するためのもので、第２のレジスタ１０６ｂは、スイッチング期間Ｔ_ｓ用である。これらのレジスタ１０６ａ、１０６ｂは、それぞれ数Ｎ_１、Ｎ_２を保有しており、ＩＣは、２．０９７ＭＨｚクロックでこの数まで「カウント」せねばならない。スイッチング期間Ｔ_ｓの開始時には、適切なＭＯＳＦＥＴ５００が、モーター１０４の位置及び所望の回転方向に基づいて起動される。デューティレシオレジスタ１０６ｂ内の値により規定された時間量Δｔ_１＝Ｎ_１／ｆ_ｃｌｋが経過した後、これらのＭＯＳＦＥＴ５００は作動停止される。クロックは、スイッチング期間レジスタ１０６ａにより規定された時間量Δｔ_２＝Ｎ_２／ｆ_ｃｌｋが満了するまで走り続ける。この時点で、スイッチング期間Ｔ_ｓはリセットされ、ＭＯＳＦＥＴ５００は再度起動される。これら２つのレジスタ１０６ａ、１０６ｂを比例的に変更することにより、スイッチング周波数ｆ_ｓは、モーター１０４への電流レベルを変えることなく、変更できる。
【００２７】
しかしながら、デューティレシオレジスタ１０６ｂが、ＭＯＳＦＥＴ５００をオフにするよう常にトリガするわけではない。時には、モーター１０４への電流レベルがリセットをトリガする。このモードでは、スイッチング周波数ｆ_ｓの変更を行うと、平均（ＤＣ）電流レベルに小さな変化が生じる。これらの変化は、音声変調を引き起こし、それがモーター１０４から聞こえることになる。制御装置１０２が数個のスイッチング周波数ｆ_ｓの間だけで変化するのであれば、ホッピング周波数ｆ_ｈの２分の１の信号音がモーター１０４で聞こえることになる。数個のスイッチング周波数を使用し、その擬似ランダム選択を行うことにより、モーター１０４からのノイズは幾分ホワイトノイズ的になり、不快感がかなり緩和される。
【００２８】
制御装置１０２のマイクロプロセッサは、バス１０２ａに沿ってＢＭＤＩＣ１０６と周期的に逐次通信を行う。新しいスイッチング周波数コマンドが、ホッピング期間Ｔ_ｈ、例えば５００μｓの終わりにＢＭＤＩＣ１０６に送られ、こうしてスイッチング周波数１０６ａを更新する。必要であれば、デューティレシオレジスタ１０６ｂも更新される。次のスイッチング期間Ｔｓは、新しいスイッチング周波数ｆ_ｓとなる。
【００２９】
２つの周波数ディザリング方法が提供されている。両方共に、同じスイッチング周波数ｆ_ｓを使い、それらの間で同じホッピング周波数ｆ_ｈでスイッチする。両方法の違いは、それぞれがシステムメモリとスループットに課す要求である。第１のディザリング方法では、メモリは、ＢＭＤＩＣ１０６内へ順次ロードされるスイッチング周波数のリストを保有する。リスト中の各値は、幾つかの可能性の中からランダムに選定されたものである。作成された後、リストはソフトウェアの一部として永久的に保存される。第２のディザリング方法では、シフトレジスタ２００が、モジュロ２合算関数２０２と組み合わせられて、図７に示すような線形のフィードバックレジスタを形成する。レジスタビットの内の４つは、ＸＯＲ処理され８ビットレジスタへの入力を形成し、２５５記号長の擬似ランダムシーケンスを作り出す。シフトレジスタ２００の中身のうち半分は、図８の表に示すように、１６個の可能なスイッチング周波数ｆ_ｓと１対１の関係に４ビット出力２０４を形成する。１６個のスイッチング周波数レジスタコマンドは、ソフトウェアの一部である。図８では、左から４列が、シフトレジスタ２００からの４ビット出力を表している。表の「ＨＥＸ」と標示された行は、スイッチング周波数レジスタ１０６ａに供給されるスイッチング周波数の１６進値を示している。表の「ＤＥＣ」と標示された列は、先に述べた１６進値の１０進法表現を示している。表の「カウンタサイクル」と標示された列は、１６進値の最後の２桁の１０進法表現を示している。ｆ_ｓと標示された列は、
２．０９７０÷カウンタサイクル＝ｆ_ｓ Ｍｈｚ　　　　　　　　　　　（４）
となるようなスイッチング周波数を表している。
【００３０】
本発明の方法の一般化されたフロー線図３００を図９に示す。ボックス３０２で、第１のレジスタ１０６ａが規定数の有限セットから第１の規定数Ｎ_１に初期化され、第２のレジスタ１０６ｂは規定数の有限セットから第２の規定数Ｎ_２に初期化される。ブロック３０４で、第１のクロック周波数ｆ_ｃｌｋが選択され、第１のホッピング期間Ｔ_ｈが選択され、第１のスイッチング周波数ｆ_ｓｌがスイッチング周波数の有限セットから選択される。ブロック３０６では、規定された第１及び第２の数Ｎ_１とＮ_２、第１のクロック周波数ｆ_ｃｌｋ、第１のスイッチング周波数ｆ_ｓ１、及び第１のホッピング期間Ｔ_ｈに基づいて、モーター１０４がパルス幅変調により第１のスイッチング周波数ｆ_ｓ１で制御される。ブロック３０８では、まだホッピング期間Ｔ_ｈが経過していなければ、モーター１０４は、パルス幅変調により第１のスイッチング周波数ｆ_ｓ１で引き続き制御される。既にＴ_ｈが経過していればブロック３０８ａで、既にスイッチング期間Ｔ_ｓが経過していればブロック３１０で、第１及び第２のレジスタ１０６ａ、１０６ｂは、マイクロプロセッサ１０２からのコマンドに応えて少なくとも擬似ランダム的に第３の規定数Ｎ_３及び第４の規定数Ｎ_４に再度初期化され、これにより、少なくとも擬似ランダム的に第１スイッチング周波数ｆ_ｓ１が第２のスイッチング周波数ｆ_ｓ２に変更され、従って、モーター１０４がパルス幅変調により第２のスイッチング周波数ｆ_ｓ２で制御されることになる。ブロック３０８ｂでは、スイッチング期間Ｔ_ｓの経過を待って、第１及び第２のレジスタ１０６ａ、１０６ｂが再度初期化される。新しいスイッチング周波数ｆ_ｓ２でのモーター１０４のパルス幅変調制御は、ホッピング期間Ｔ_ｈとスイッチング期間Ｔ_ｓが再度経過するまで継続され、マイクロプロセッサからコマンドがあれば、第３の規定数Ｎ_３と第４の規定数Ｎ_４は、これにより少なくとも擬似ランダム的にＮ_５及びＮ_６に変更され、その結果、少なくとも擬似ランダム的に第２のスイッチング周波数ｆ_ｓ２は第３のスイッチング周波数ｆ_ｓ３に変更され、従って、モーター１０４はパルス幅変調により第３のスイッチング周波数ｆ_ｓ３で制御されることになる。先に述べた連続擬似ランダムスイッチング周波数ｆ_ｓｉでのモーター１０４のパルス幅変調は、第１及び第２レジスタ１０６ａ、１０６ｂがホッピング期間Ｔ_ｈの終わりに規定数Ｎ_ｉで再度初期化されるサイクル様式で継続される。
【００３１】
図９のボックス３０６の一般化されたフロー線図を図１０に示す。ボックス３１４では、適切なＭＯＳＦＥＴ５００がスイッチング期間Ｔ_ｓの開始時に起動される。ボックス３１６では、デューティレシオレジスタ１０６ｂ内の値により規定された時間量Δｔ_１＝Ｎ_１／ｆ_ｃｌｋが計算される。ボックス３１８では、Δｔ_１の終わりに先に述べたＭＯＳＦＥＴ５００が作動停止される。ボックス３２０では、スイッチング期間レジスタ１０６ａにより規定された時間量Δｔ_２＝Ｎ_２／ｆ_ｃｌｋが計算される。ボックス３２２では、Δｔ_２の終わりにスイッチング期間がリセットされ、ＭＯＳＦＥＴ５００が再起動される。
【００３２】
本発明の方法の別の実施例を図１１の一般化されたフロー線図に示す。ボックス４０２では、レジスタ１０６ａ、１０６ｂが第１及び第２の規定数Ｎ_１及びＮ_２に初期化される。ボックス４０４では、ＭＯＳＦＥＴ５００がオンにされる。ボックス４０６では、数式３のｔ_ｏｎが経過していれば、ＭＯＳＦＥＴ５００がボックス４０８でオフにされる。ボックス４１０及びボックス４１２では、既にＴ_ｓ及びＴ_ｈが経過していれば、レジスタ１０６ａ、１０６ｂは、ボックス４１４で再度初期化される。
【００３３】
本発明の有用性は図１３及び図１４を見れば明らかである。図１３において、参照番号６００及び６００ａにより表されているトレースは、２つの入力周波数帯域幅に対して、固定スイッチング周波数ｆ_ｓの規則的間隔で、信号振幅に比較的突出したスパイクを示す。これは、狭帯域ノイズを表しているが、一方図１４において、参照番号７００及び７００ａで表されているトレースは、同じ入力周波数において、スイッチング周波数ｆ_ｓをディザリングした結果として、比較的滑らかな信号振幅を示している。これは広帯域ノイズを表している。
【図面の簡単な説明】
【図１】高調波周波数でのスパイクと正弦波状包絡線のモジュラスを示す、パルス幅変調のスペクトルを表した図である。
【図２】周波数ディザリングを受けるパルス幅変調のスペクトルを表した図である。
【図３】固定周波数パルス幅変調により発生した信号音を示す図である。
【図４】擬似ランダムに２５０μｓ毎に選択された１６パルス幅変調周波数からのボリュームが低減された「ホワイトノイズ」を示す図である。
【図５】純音放送のスペクトルを表した図である。
【図６】制御装置と信号通信する自動車モーターの概略図である。
【図７】擬似ランダム数発生器の論理図である。
【図８】パルス幅変調周波数の順序づけられたリストと１対１に対応している、図７の擬似ランダム数発生器の出力を示す表である。
【図９】本発明の方法の第１の一般化されたフロー線図である。
【図１０】本発明の方法の第２の一般化されたフロー線図である。
【図１１】本発明の方法の第３の一般化されたフロー線図である。
【図１２】正弦波励起された３相負荷のパルス幅変調を行うためのシステムの一般化された概略図である。
【図１３】固定周波数パルス幅変調を受けるモーター電流の狭帯域ノイズを表した図である。
【図１４】パルス幅変調周波数ディザリングを受けるモーター電流の広帯域ノイズを表した図である。

Claims (7)

1. パルス変調制御型ステアリングモーターにより発生する電磁干渉の帯域幅を制御する方法において、
   少なくとも１つのレジスタを含んでおり、作動パラメータに基づいて前記モーターを制御するために前記モーターと信号通信する制御装置を設ける工程と、
   第１のクロック周波数を選択する工程と、
   第１のホッピング周波数を選択する工程と、
   第１のスイッチング周波数を選択する工程と、
   前記少なくとも１つのレジスタを初期化して、それにより、第１に規定された少なくとも１つの数を確立する工程と、
   前記少なくとも１つのレジスタの、前記第１に規定された少なくとも１つの数と、前記第１のクロック周波数と、前記第１のホッピング周波数とに基づいて、前記パルス変調の前記スイッチング周波数をランダムに変更する工程と、を備えている、方法。
2. 前記パルス変調の前記スイッチング周波数をランダムに変更する前記工程は、ランダムに作成されたリストから、連続するスイッチング周波数を選択する工程を含んでいる、請求項１に記載の方法。
3. 前記パルス変調の前記スイッチング周波数をランダムに変更する前記工程は、連続するスイッチング周波数をリストからランダムに選択する工程を含んでいる、請求項１に記載の方法。
4. 連続するスイッチング周波数をリストからランダムに選択する前記工程は、擬似ランダム数発生器により生成された数に基づいて、連続するスイッチング周波数をリストから選択する工程を含んでいる、請求項３に記載の方法。
5. 前記擬似ランダム数発生器は、スイッチング周波数の順序付けられたリストと１対１の関係に順序付けられた数のリストを出力として生成する論理ゲートとフィードバック関係にあるシフトレジスタを備えている、請求項４に記載の方法。
6. 前記パルス変調の前記スイッチング周波数をランダムに変更する前記工程は、
   スイッチング期間の開始時に前記モーターを制御するために前記制御装置のスイッチを起動状態にする工程と、
   第１の時間間隔を計算する工程と、
   前記第１の時間間隔の終了時に、前記制御装置のスイッチを作動停止状態にする工程と、
   第２の時間間隔を計算する工程と、
   前記第１の時間間隔の終了時に、前記スイッチング期間をリセットし、前記制御装置のスイッチを再度起動状態にする工程と、を含んでいる、請求項１に記載の方法。
7. 前記ホッピング周波数が経過するのを許容する工程と、
   前記スイッチング周波数が経過するのを許容し、経過した後、前記少なくとも１つのレジスタを再度初期化する工程と、を備えている、請求項１に記載の方法。

Images