JP2004328400A - アンテナアンプおよび共用アンテナアンプ - Google Patents
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Abstract
【課題】微弱な信号を高感度で受信し、強い妨害信号が存在するときには、歪みや信号抑圧を低減することである。
【解決手段】アンテナ１０が受信する高周波信号を、アンテナアンプ１１で増幅する際に、強電界強度の妨害波などが存在すれば、出力切換回路１５でスイッチ回路１６をアンプ１２の出力側からスルー回路１４側に切換える。スルー回路１４は、高周波信号をアンプ１２を通さないで直接出力側に導く。スイッチ回路１６の切換えを、相互変調による歪み成分と相関性が高い低域成分に基づいて行えば、より適切な切換えを行うことができる。切換えのスムージング処理でノイズを低減し、反転アンプの使用で発振を防止することができる。
【選択図】 図１
【解決手段】アンテナ１０が受信する高周波信号を、アンテナアンプ１１で増幅する際に、強電界強度の妨害波などが存在すれば、出力切換回路１５でスイッチ回路１６をアンプ１２の出力側からスルー回路１４側に切換える。スルー回路１４は、高周波信号をアンプ１２を通さないで直接出力側に導く。スイッチ回路１６の切換えを、相互変調による歪み成分と相関性が高い低域成分に基づいて行えば、より適切な切換えを行うことができる。切換えのスムージング処理でノイズを低減し、反転アンプの使用で発振を防止することができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナに受信される微弱な信号を、アンテナに近い位置で増幅するアンテナアンプおよび共用アンテナアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、従来からのアンテナアンプ１の概略的な電気的構成を示す。アンテナアンプ１は、アンテナに電波が受信されて誘起される微弱な高周波信号を、アンテナに近い位置で増幅し、信号対雑音（ＳＮ）比を高めるために使用される。微弱な高周波信号は、ローノイズのアンプ２で増幅され、アンプ２の入力側には、周波数帯域を制限するバンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」と略称する）３およびアッテネータ（以下、「ＡＴＴ」と略称する）回路４が設けられている。ＡＴＴ回路４は、アンプ２の出力が大きくなると、自動利得制御（以下、「ＡＧＣ」と略称する）回路５がＡＴＴ回路４の信号減衰率を低下させ、アンテナアンプ１全体としての利得を低下させる。アンテナアンプ１は、アンプ２の出力とチューナなどの受信装置との間を接続する信号ケーブルの影響がアンテナに及ばないようにする効果もある。
【０００３】
また、ＲＦ前置増幅器を内蔵した無線受信アンテナ装置において、バイパス回路手段を設け、ＲＦ前置増幅器とは別系統でもＲＦ信号を検出し、アンテナに強力な信号が受信されるときには、ＲＦ前置増幅器をバイパスして、増幅器の過負荷をなくすようにしているものもある。ただし、バイパス回路は常に接続されており、ＲＦ前置増幅器をバイパスするときは、ＲＦ前置増幅器で増幅を行うトランジスタのベースとコレクタとへの入出力信号経路を遮断するようにしている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００４】
アンテナとチューナとの間に増幅回路を設けることに関して、アンテナとチューナとの間に、広帯域増幅器と減衰回路との並列回路を接続し、広帯域増幅器に供給する電源を制御して、広帯域増幅器を動作させるときは増幅器で信号を増幅し、広帯域増幅器を動作させないときは減衰回路で信号を減衰させるようにしているものもある（たとえば、特許文献２参照）。また、チューナのフロントエンドで高周波から変換される中間周波の増幅回路でアンプとアッテネータとを切換えて、強電界強度時にアンプが飽和する影響を避けて、電界強度を正確に検出しようとするものもある（たとえば、特許文献３参照）。
【０００５】
図２０のＡＧＣ回路５を設ける理由は、強電界強度時にアンプ２が歪むのを避けることにもある。相互変調妨害による感度劣化が起きているときのみ、利得を低下させるためにＡＧＣを用いるものもある（たとえば、特許文献４参照）。また、電界強度に応じてＡＧＣの時定数を変え、通常はフェージングに追従しやすいように時定数を小さくしておき、強電界環境下では時定数を大きくして安定性を改善しようとするものもある（たとえば、特許文献５参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−１０２８７４号公報（図２）
【特許文献２】
特開平１１−４１１２７号公報
【特許文献３】
特開平７−３２１６８５号公報
【特許文献４】
特開平１１−１４５８５８号公報
【特許文献５】
特開平１１−３１２９３８号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図２０に示すようなアンテナアンプ１では、目的の受信信号に近い周波数に過大な他の信号が存在するような場合、ＡＴＴ回路４を切換えて信号を減衰させても、アンプ２に対する入力が過大となって、アンプ２の非直線性で目的の受信信号が歪んだり、抑圧されたりするおそれがある。ＡＴＴ回路４の減衰率を大きくすると、目的の信号も大きく減衰されてしまい、ＳＮ比が低下してしまう。
【０００８】
特許文献１記載の先行技術は、バイパス時に、ＲＦ前置増幅器は完全に動作を停止してしまう。
【０００９】
特許文献２記載の先行技術は、増幅回路を設置する位置については必ずしも明確ではない。発明の実施の形態での説明で、広帯域増幅器、減衰回路およびチューナの全体をチューナ回路としているので、アンテナの近傍ではなく、チューナ側に設置するものと考えられる。もしアンテナアンプとしてチューナから離れたアンテナの近傍に配置するとすれば、ＯＮ／ＯＦＦ制御される電源ケーブルを、信号ケーブルとともにアンテナアンプとチューナとの間に接続しなければならない。また、電源の制御は、後段側のチューナ以降の信号レベルに基づいて行われている。この信号レベルには、広帯域増幅器のＯＮ／ＯＦＦ制御が影響する。すなわち、広帯域増幅器のＯＮ状態で過大な信号レベルと判断されてＯＦＦ状態になると、信号レベルが低下し、過大ではないと判断されて、再び広帯域増幅器がＯＮになることを繰返すおそれがある。
【００１０】
また、アンテナアンプにＡＧＣ動作を行わせる場合、受信を希望する周波数の近くに妨害信号がある場合の相互変調や混変調による歪みや信号抑圧が問題となる。このような場合の対策について、特許文献４や特許文献５には何も示されていない。特に、アンテナエレメントを広帯域で使用しようとすると、相互変調や混変調の対象となる信号の範囲も広がるので、広い周波数帯域でアンテナエレメントを共用するための共用アンテナアンプでは、適切な対策が必要となる。
【００１１】
本発明の目的は、微弱な信号を高感度で受信し、強い妨害信号が存在するときには、歪みや信号抑圧を低減することができるアンテナアンプおよび共用アンテナアンプを提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、アンテナに近接して設置され、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプにおいて、
高周波信号の増幅を行うアンプと、
アンプに入力される高周波信号を、該アンプを通さずに導くスルー回路と、
アンプから出力される高周波信号、およびスルー回路を通して導かれる高周波信号を切換えるスイッチ回路と、
アンプからの出力に応答して、該出力の予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換える出力切換回路を含むアンテナアンプにおいて、
切換えのレベル検出を出力側で行い、アンプ部を負帰還構成とし、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることを特徴とするアンテナアンプである。
【００１３】
本発明に従えば、アンテナに近接して設置され、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプは、アンプと、スルー回路と、スイッチ回路と、出力切換回路とを含む。スイッチ回路は、高周波信号を増幅するアンプの出力と、アンプを通さずにスルー回路から導かれるアンプの入力とを、出力切換回路によって切換える。出力切換回路は、アンプからの出力に応答して、予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換えるように制御する。アンテナに誘起される微小な高周波信号をアンプで増幅すれば、高感度で受信することができる。相互変調などの妨害信号が存在しているときには、高周波信号をアンプを通さずにスルー回路から後段側に導くので、歪みや信号抑圧などを避けることができる。スイッチ回路を切換える出力切換回路には、常にアンプから信号が与えられるので、スイッチ回路の切換を適切に行うことができる。さらに切換えのレベル検出を負帰還構成とするアンプの出力側で行い、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることができる。
【００１４】
なお、スルー回路は、導線等、信号を変化させることなく通過させる回路だけでなく、必要により信号を減衰させる回路により構成することも考えられる。
【００１５】
また本発明で、前記出力切換回路にヒステリシスを持たせることで、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避することを特徴とする。
【００１６】
本発明に従えば、出力切換回路にヒステリシスを持たせることで、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避することができ、安定に動作させることができる。
【００１７】
また本発明で、前記出力切換回路は、スムージング処理することにより、切換え時のノイズの発生を防ぐとともに、
前記アンプを反転アンプ構成にすることで、切換え時、アンプの出力側と前記スルー回路との両回路同時ＯＮのタイミングでの発振を防ぐことを特徴とする。
【００１８】
本発明に従えば、出力切換回路は、スムージング処理することにより、アンプの出力とスルー回路との切換え時のノイズの発生を防ぐことができる。アンプを反転アンプ構成とするので、切換え時に両回路同時ＯＮのタイミングでアンプの出力側から入力側に帰還が生じても正帰還とはならず、発振を防ぐことができる。
【００１９】
また本発明で、ＡＭアンテナアンプを構成するときには、前記スルー回路に代えて入力側にアッテネータ回路が設けられ、
前記スイッチ回路および出力切換回路に代えて、大入力時に前記スルー回路側への切換えではなく、入力をアッテネータ回路によって減衰させるように切換えるスイッチ回路および入力切換回路をそれぞれ含むことを特徴とする。 本発明に従えば、アンテナのインピーダンスが大きくなるＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、スルー回路を通る信号スルーへの切換ではなく、アンプへの入力をアッテネートしてからアンプで増幅するので、アンテナアンプからの信号を受信する受信機等の入力インピーダンスが低くても、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００２０】
さらに本発明は、前述のアンテナアンプを複数含む共用アンテナアンプであって、
各アンテナアンプは、異なる周波数帯域の高周波信号を増幅し、
各アンテナアンプの前記切換基準は、周波数帯域に応じて異なる値に設定されることを特徴とする共用アンテナアンプである。
【００２１】
本発明に従えば、アンプから出力される高周波信号の強度が過大になると、高周波信号がアンプを通らずにスルー回路を通って後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用い、アンテナアンプの切換基準を、各アンテナアンプが受持つ周波数帯域に応じて異ならせて、それぞれ適切な動作を行わせることができる。
【００２２】
また本発明で、前記複数のアンテナアンプは、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送受信用およびテレビジョン放送受信用と、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送受信用とにそれぞれ設けておき、
前記切換基準は、ＶＨＦ周波数帯域側の方を小さくしておくことを特徴とする。
【００２３】
本発明に従えば、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送およびテレビジョン放送と、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送とを、アンプを通すか否かの切換基準を異ならせて、ＶＨＦ周波数帯域側では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の第１形態として、アンテナ１０に近接して設置され、アンテナ１０が受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプ１１の概略的な電気的構成を示す。アンテナアンプ１１には、アンプ１２と、ＢＰＦ１３と、スルー回路１４と、出力切換回路１５と、スイッチ回路１６とが含まれる。アンプ１２は、信号増幅率が絶対値で「Ａ」であるので「−Ａ」で表示する反転アンプ１２ａと、帰還率βの負帰還回路１２ｂとを含み、高周波信号の増幅を行う。ＢＰＦ１３は、アンテナ１０からアンプ１２に入力される高周波信号の周波数帯域を選択する。ＢＰＦ１３によって選択される周波数帯域は、広帯域化され、受信目標の信号ばかりではなく、妨害を与えるよう信号も通過させてしまう。アンテナアンプ１１の後段側では、たとえば中間周波数に変換した後で、フィルタなどを用いて目標信号のみを選択する。アンテナアンプ１１の段階では、周波数が高いので、目標信号のみを選択するように選択度を高めることは不可能に近く、また選択度を高めると、広帯域をカバーするために中心周波数を受信周波数に応じて変化させなければならなくなる。
【００２５】
図２は、図１のアンテナアンプ１１の利得の周波数特性を示す。実線はスイッチ回路１６をアンプ１２の出力側に切換えている状態を示し、２点鎖線はスイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えている状態を示す。スルー回路１４は、高周波信号をアンプ１２の入力側からアンプ１２を通さずにスイッチ回路１６に導く。出力切換回路１５は、アンプ１２からの出力に応答して、予め定める切換基準に対する出力の大小関係に従い、スイッチ回路１６を、出力が小さいときはアンプ１２の出力側に、出力が大きいときはスルー回路１４側に、それぞれ切換える。スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えると、アンプ１２の利得分だけ、アンテナアンプ１１としての利得が低下する。しかしながら、高周波信号は、アンプ１２を通さないで後段側に導かれる。
【００２６】
アンプ１２の利得は、たとえば１０ｄＢとする。アンプ１２の入力側でのＳＮ比と、出力側でのＳＮ比との比であるノイズ・フィギュアＮＦは、３ｄＢ以下である。アンプ１２は一定の直流電圧が電源電圧として供給され、その電圧範囲内で動作する。電源電圧を完全に利用することができる理想的な場合でも、電源電圧を最大振幅として、それを利得で除算して得られる最大入力電圧を超える入力電圧に対しては出力が飽和してしまう。実際のアンプ１２では、入力電圧が高くなると利得も変化し、また入力側でも歪みを発生するような非直線性を、理想的な場合に比べて有している。このため、受信目標の信号自体は微小な信号レベルでも、近接して受信する信号が大きな信号レベルであれば、後段側ではフィルタなどで信号を分離することができても、アンテナアンプ１１の段階で、微小な目標信号が歪んだり、抑圧されてしまう相互変調や混変調などの影響を受ける。本実施形態では、ＶＨＦ帯域でＦＭ放送やＴＶ放送を受信する場合を想定し、たとえば受信目標の周波数を約１００ＭＨｚ程度とし、その受信強度が３０ｄＢμＶ以下のときにスイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えることによって、電界強度が１１０ｄＢμＶの４ＭＨｚ程度づつ低い信号が相互変調を生じさせないようにすることができる。
【００２７】
すなわち、図１の出力切換回路１５は、アンプ１２からの出力が大きく、相互変調などの妨害信号が存在しているときには、高周波信号をアンプを１２通さずにスルー回路１４から後段側に導くので、歪みや信号抑圧などを避けることができる。スイッチ回路１６を切換える出力切換回路１５には、常にアンプ１２から信号が与えられるので、スイッチ回路１６の切換を行う条件の変動を少なくして、切換えを適切に行うことができる。なお、スルー回路１４は、単なる導線で実現するだけではなく、減衰回路などで実現することもできる。
【００２８】
図３は、アンプ１２として反転アンプ１２ａと負帰還回路１２ｂとを組合せている等価回路を示す。反転アンプ１２ａの出力インピーダンスをＺＡとし、アンテナアンプ１１の負荷、すなわちアンテナアンプ１１からの信号を受信する受信機セットなどの入力インピーダンスをＺＸとする。反転アンプ１２ａとしての出力電圧をＶ１とし、アンテナアンプ１１としての出力電圧をＶ２とすると、負帰還によって、次の（１）式が成立する。
【００２９】
【数１】
【００３０】
変形して、
【数２】
が得られる。
【００３１】
負荷インピーダンスＺＸが反転アンプ１２ａの出力インピーダンスＺＡと同等、すなわちＺＸ＝ＺＡのときには、（２）式から、
【００３２】
【数３】
【００３３】
となる。負荷インピーダンスＺＸが非常に大きく、無限大とみなせるとき、すなわちＺＸ＝∞のときには、（２）式でＺＡを無視することができ、
Ｖ２＝Ｖ１ …（４）
となる。よって、アンテナアンプ１１は出力負荷によって帰還量が変化し、出力負荷を無くすことで負帰還が大きくなり、反転アンプ１２ａの歪みを小さくすることができる。
【００３４】
図４は、本発明の実施の第２形態であるアンテナアンプ２１の概略的な電気的構成を示す。本実施形態で、図１の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態ではアンプ１２の入力側にＡＴＴ回路２２を挿入して信号を減衰させ、ＡＴＴ回路２２およびアンプ１２を組合わせた全体の利得を減少させることができる。ＡＴＴ回路２２は、たとえば抵抗２３および抵抗２４との分圧比に基づいて信号を減衰させる。入力信号レベルが小さいときは、入力切換回路２５がスイッチ回路２６をアンプ１２の入力側に切換え、抵抗２３は短絡される状態となる。この状態で、入力信号は減衰されずにアンプ１２に入力される。入力切換回路２５がスイッチ回路２６をアンプ１２の入力側から切離すように切換えると、入力信号はＡＴＴ回路２２で減衰されてからアンプ１２に入力するようになる。入力切換回路２５がスイッチ回路２６の切換えを行う閾値Ｖｔｈｙは、出力切換回路１５がスイッチ回路１６を切換える閾値Ｖｔｈｘよりも大きくしておく。すなわち、Ｖｔｈｙ＞Ｖｔｈｘとする。また、これらの閾値Ｖｔｈｘ，Ｖｔｈｙにはそれぞれヒステリシスを持たせておく。
【００３５】
図５は、図４の実施形態での入出力特性を、アンテナ１０からの入力信号レベルが上昇するときをＡで、下降するときをＢでそれぞれ示す。図４のアンプ１２の入力側で、スイッチ回路２６の個別接点のアンプ側をＡ点とし、アンプ１２の出力側でスイッチ回路１６の共通接点側をＢ点とする。アンプ１２の利得を１０ｄＢとし、ＡＴＴ回路２２の減衰度を−２０ｄＢとする。Ａ点での信号レベルは破線で示し、Ｂ点での信号レベルは実線で示す。
【００３６】
図５（ａ）で示すように、入力信号レベルが小入力状態から上昇して７０ｄＢを超えると、出力切換回路１５によってスイッチ回路１６がアンプ１２の出力側からスルー回路１４側に切換えられ、Ｂ点での信号レベルは１０ｄＢ低下する。さらに入力信号レベルが上昇して１００ｄＢを超えると、入力切換回路２５によってスイッチ回路２６がアンプ１２の入力側に接続する状態から無接続の状態に切換えられ、Ｂ点の信号レベルはＡＴＴ回路２２による減衰を受けて２０ｄＢ低下する。
【００３７】
図５（ｂ）で示すように、入力信号レベルが大入力状態から下降して８０ｄＢ以下になると、入力切換回路２５がスイッチ回路２６を無接続の状態からアンプ１２の入力側に接続する状態に切換えるので、Ａ点の信号レベルはＡＴＴ回路２２の減衰度２０ｄＢだけ上昇する。さらに入力信号レベルが低下して、４０ｄＢ以下になると、出力切換回路１５がスイッチ回路１６をスルー回路１４側からアンプ１２の出力側に切換えるので、Ｂ点の信号レベルは、アンプ１２の利得の１０ｄＢだけ上昇する。
【００３８】
図５の動作では、出力切換回路１５がスイッチ回路１６の切換えを行う検出開始点は、入力信号レベルが７０ｄＢのときであり、一旦スルー回路１４側に切換えられると、３０ｄＢのヒステリシスが付加されて、４０ｄＢまで低下しないとアンプ１２の出力側への切換えは起らなくなる。入力切換回路２５がスイッチ回路２６の切換えを行う検出開始点は、入力信号レベルが１００ｄＢのときであり、一旦無接続側に切換えられると、２０ｄＢのヒステリシスが付加されて、８０ｄＢまで低下しないとアンプ１２の入力側への切換えは起らなくなる。外部からの制御信号に応じて、利得を少なくとも２段階に切換えることができる。
【００３９】
図６は、図４のアンテナアンプ２１の回路構成を示す。出力切換回路１５および入力切換回路２５には、図５に示すようなヒステリシス特性を有するヒステリシス付レベル検出回路２７からの出力が与えられる。ヒステリシス付レベル検出回路２７は、アンプ１２の出力レベルを検出する。ヒステリシス付レベル検出回路２７の動作特性は、外付けの抵抗２８およびコンデンサ２９で調整することができる。抵抗２８は、閾値Ｖｔｈｘ，Ｖｔｈｙを決定する。コンデンサ２９は、レベル検出の時定数を決定する。レベル検出の過度特性は、アタックが速く、リリースが遅くなるようにする。アンプ１２の利得は、外付けの抵抗３０によって、たとえ３〜１５ｄＢの範囲で調整することができる。出力切換回路１５は、ＰＩＮドライバ３１，３２を有する。ＰＩＮドライバ３１は、出力論理が正論理であるバッファであり、ＰＩＮドライバ３２は出力論理が負論理であるインバータである。入力切換回路２５もインバータとしてのＰＩＮドライバを含む。
【００４０】
スイッチ回路１６は、スイッチング素子として、ＰＩＮダイオード３３，３４を含む。ＰＩＮダイオード３３，３４のカソード側は共通に、出力端子ＯＵＴに接続される。ＰＩＮダイオード３３のアノード側にはスルー回路１４が接続される。ＰＩＮダイオード３４のアノード側には、直流カット用のコンデンサ３５を介してアンプ１２の出力が接続される。ＰＩＮダイオード３３のアノードには、抵抗３６を介してＰＩＮドライバ３１の出力が与えられる。ＰＩＮドライバ３１の出力には、切換ショック防止用のコンデンサ３７も接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード３４のアノードには、抵抗３８を介してＰＩＮドライバ３２の出力が与えられる。ＰＩＮドライバ３２の出力には、切換ショック防止用のコンデンサ３９も接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード３３，３４のカソード側には、直流電流の経路となるコイル４０が接地との間に接続されている。
【００４１】
スイッチ回路２６は、スイッチング素子として、ＰＩＮダイオード４１を含む。ＰＩＮダイオード４１のカソードは、ＢＰＦ１３の出力から直流カット用のコンデンサ４２を介してスルー回路１４に分岐する点に接続される。ＰＩＮダイオード４１のアノード側は、直流カット用のコンデンサ４３を介して、アンプ１２の入力側に接続される。アンプ１２の入力側は、直流カット用のコンデンサ４４を介して、抵抗２３と抵抗２４との接続点にも接続される。ＰＩＮダイオード４１のカソードには、直流電流の経路となるコイル４５が接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード４１のアノードには、切換ショック防止用のコンデンサ４６が接地との間に接続される入力切換回路２５の出力が、抵抗４７を介して接続される。ＰＩＮダイオード３３，３４，４１は、直流電流を流すとインピーダンスが低くなり、スイッチの接点を閉じた状態になる。ＰＩＮダイオード３３，３４，４１に直流電流を流さないと、インピーダンスが高くなり、スイッチの接点を開いた状態になる。なお、本実施形態では、アンプ１２、出力切換回路１５、入力切換回路２５およびヒステリシス付レベル検出回路２７は、ＩＣ５０として集積される。
【００４２】
図７は、本発明の実施の第３形態であるアンテナアンプ５１の概略的な電気的構成を示す。本実施形態で、図１または図４の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態のアンプ５２は、外部からの制御信号に応じて、利得を少なくとも２段階に切換えることができる。利得の切換えは、アンプ５２自体のゲインを段階的あるいは連続的に変化させてもよく、アンプ５２のゲインは一定として、図４の実施形態と同様に入力側のＡＴＴ回路などで信号減衰度を変化させてもよい。
【００４３】
前述のように、アンプ５２の出力には相互変調や混変調による歪み成分が含まれる。歪み成分は、アンプ５２からの出力のうちの低域成分に反映される。低域成分は、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と略称する）５３で低域濾波され、歪アンプ５４で増幅される。歪アンプ５４の出力レベルは、レベル検出回路５５で絶対値として検出され、ヒステリシスコンパレータ５６およびコンパレータ５７で予め設定される閾値Ｖｔｈａ，Ｖｔｈｂとそれぞれ比較される。閾値相互間の関係は、Ｖｔｈｂ≫Ｖｔｈａとなるように設定する。
【００４４】
ヒステリシスコンパレータ５６は、レベル検出回路５５が検出する歪み成分の信号レベルがＶｔｈａを超えると、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換える。このような機能に関して、ＬＰＦ５３、歪アンプ５４、レベル検出回路５５およびヒステリシスコンパレータ５６は、図１の出力切換回路１５と同等である。ＬＰＦ５３によって低域の歪み成分を選択し、相互変調や混変調を与える妨害信号が存在するときに、高周波信号がアンプ５２を通らないでスルー回路１４を通るように切換えることができるので、妨害信号が存在しないときは高周波信号がアンプ５２を通り、妨害信号が存在するときのみアンプ５２を通さないような適切な切換えを行うことができる。
【００４５】
なお、ヒステリシスコンパレータ５６では、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えた後では、レベル検出回路５５からの出力電圧がＶｔｈａ以下になるだけではスイッチ回路１６の切換えを行わない。スイッチ回路１６の切換えを行う閾値はＶｔｈａからΔＶだけ低く変化し、レベル検出回路２５からの出力電圧が低く変化した閾値Ｖｔｈａ−ΔＶ以下になってからスイッチ回路１６をアンプ５２の出力側に切換える。この切換えが行われると、閾値はＶｔｈａに戻る。このようなヒステリシスを閾値に持たせているので、レベル検出回路５５からの出力電圧がＶｔｈａ付近で変動しても、スイッチ回路１６の切換えが頻繁に行われないようにすることができる。本実施形態でのスイッチ回路１６の切換えに関連する部分は、図１や図４の実施形態にも同様に適用することができる。
【００４６】
本実施形態では、レベル検出回路５５からの出力電圧がコンパレータ５７の閾値Ｖｔｈｂを超えると、アンプ５２の利得を低下させる。このような過大入力時にアンプ５２の利得を低下させることによって、アンプ５２で発生する歪みを抑制することができる。アンプ２２で発生する歪みが大きくなると、歪み成分が入力側からスルー回路１４側に漏れ出し、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えても、相互変調や混変調の影響を受けてしまうのを防ぐことができる。この影響を防ぐためにアンプ５２の入力側に単にスイッチなどを設けると、アンプ５２への入力が遮断され、切換えのための信号が得られなくなってしまう。本実施形態によれば、アンプ５２からの出力が過大になると、スイッチ回路１６の切換えを行うヒステリシスコンパレータ５６の閾値Ｖｔｈａである切換基準よりも高く設定されるコンパレータ５７の閾値Ｖｔｈｂを超えるようになる。減衰基準である閾値Ｖｔｈｂを超えると、利得制御回路としてのコンパレータ５７によってアンプ５２の利得を減少させるので、アンプ５２の飽和や入力側での歪みがスイッチ回路１６の切換えに影響しないようにすることもできる。
【００４７】
図８は、図７の実施形態による入力歪み低減の考え方を示す。ＢＰＦ１３の通過周波数帯域は広帯域であるので、帯域ないで電界強度が大きい妨害信号も通過させてしまったり、帯域外でもあまり大きな減衰を与えることができない。強電界強度の妨害信号が２波あれば、その差の周波数成分が歪み成分となり、アンプ５２の非直線性に基づく相互変調を引き起す。また強電界強度の妨害信号がスペクトラム拡散（ＳＳ）変調方式などの広帯域信号であるときは、１波でも低域の歪み成分を発生させる。妨害２波や広帯域１波の妨害信号は、混変調（Ｉｎｔｅｒ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による歪みとしてＩＭ成分も発生する。ＩＭ成分でも、受信目的の信号レベルに比較して信号レベルがかなり大きい可能性がある。また、ＩＭ成分の周波数は、受信目的の周波数に近く、後段側のフィルタを通過し、ＡＧＣ回路などを動作させ、受信目的の信号を抑圧してしまうおそれがある。本実施形態では、ＢＰＦ１３の低域側カットオフ周波数よりも低い範囲の歪み成分をＬＰＦ５３で抽出し、相互変調の発生を相関性が高い状態で検出し、適切な切換えを行って、入力歪みを低減することができる。
【００４８】
図９は、本発明の実施の第４形態として、図１、図４または図７のようなアンテナアンプを自動車に複数個搭載するアンテナに適用する例を示す。ガラスアンテナ６０は、複数のアンテナエレメント６１，６２，６３，６４，６５，６６，６７，６８がフィルムベース６９上の導体パターンとして形成され、車両７０のたとえばリアガラス７１の内側から貼付けられる。ガラスアンテナ６０を貼付ける位置は、たとえばリアガラス７１で屋根７２に近い上縁部分とし、屋根７２側にはアンテナアンプを搭載するアンプモジュール８０を設置する。
【００４９】
図１０は、図９のアンプモジュール８０の概略的な電気的構成を示す。アンプモジュール８０には、図１、図４または図７のアンテナアンプ１１，２１，５１と同等なＡＧＣアンプ８１，８２，８３と、広帯域で低雑音なアンプ８４，８５とがアンテナエレメント６１〜６８に受信される信号を増幅するアンテナアンプとして搭載される。アンテナエレメント６１，６２に受信される信号は、アンプ８４，８５でそれぞれ増幅され、デジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号として後段側に出力される。アンテナエレメント６３，６４，６５，６６に受信される信号は、セレクタ８６で選択され、ＡＧＣアンプ８３で増幅されてアナログテレビジョン（ＡＴＶ）信号として後段側に出力される。セレクタ８６の切換えは、後段側からデコーダ８７に与えられる制御信号に基づいて行われ、ダイバシティ方式による受信感度の向上などが図られる。アンテナエレメント６７，６８で受信される信号は、ＡＧＣアンプ８１，８２でそれぞれ増幅されて、ＦＭのメインおよびサブ信号として後段側に出力される。後段側では、メイン信号とサブ信号とを切換えて、ダイバシティ方式などによる音質改善などを図ることができる。
【００５０】
図１１は、本発明の実施の第５形態として、共用アンテナアンプ９０の概略的な電気的構成を示す。本実施形態の共用アンテナアンプ９０は、図１、図４または図７のアンテナアンプ１１，２１，５１をＡＧＣアンプ９１，９２として複数含む。ＡＧＣアンプ９１には、ＵＨＦ帯のうち、たとえば４７０ＭＨｚの周波数帯域を選択的に通過させるＢＰＦ９３からの高周波信号が入力される。ＡＧＣアンプ９２には、ＶＨＦ帯のうち、たとえば７６ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの周波数帯域を選択的に通過させるＢＰＦ９４からの高周波信号が入力される。
【００５１】
図１２は、図１１のＢＰＦ９３，９４による通過帯域特性を概略的に示す。ＢＰＦ９４によるＶＨＦ帯の通過帯域には、ＦＭラジオ放送などのＦＭ信号とテレビジョン放送などのＴＶ信号とが含まれる。ＢＰＦ９３によるＵＨＦ帯の通過帯域にはテレビジョン放送などのＴＶ信号が主として含まれる。ＡＧＣアンプ９２に入力される高周波信号には、ＦＭ信号とＴＶ信号とが含まれるので、図１１では分波回路９５で分離する。図１１に示すように、分波回路９５で高域側として分波されるＴＶ信号は、ＦＭトラップ回路９６を経てアンプ９７に入力される。ＦＭトラップ回路９６は、ＦＭ信号の周波数帯域を減衰させ、アンプ９７は、ＴＶ信号の出力レベルを、ＡＧＣアンプ９１からのＴＶ信号の出力レベルに合わせるための増幅を行う。ＡＧＣアンプ９１から出力されるＴＶ信号と、アンプ９７から出力されるＴＶ信号とは、合成回路９８で合成され、後段側のテレビジョン受像装置に出力される。
【００５２】
本実施形態の共用アンテナアンプ９０では、アンテナアンプであるＡＧＣアンプ９１，９２は、ＵＨＦ帯とＶＨＦ帯との異なる周波数帯域の高周波信号を増幅する。各ＡＧＣアンプ９１，９２での切換基準は、周波数帯域に応じて異なる値に設定される。ＡＧＣアンプ９１は、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送受信用に設定される。ＡＧＣアンプ９２は、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送受信用およびテレビジョン放送受信用に設定される。切換基準を、ＶＨＦ周波数帯域用のＡＧＣアンプ９２側を小さくしておくことによって、ＶＨＦ周波数帯域側では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【００５３】
すなわち本実施形態では、アンプから出力される高周波信号の強度が過大になると、高周波信号がアンプを通らずにスルー回路を通って後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用る。アンプを通すか否かの切換基準を、各アンテナアンプが受持つ周波数帯域に応じて異ならせて、それぞれ適切な動作を行わせることができる。
【００５４】
図１３は、本発明の実施の第１形態に対する比較形態としてのアンテナアンプ１０１の概略的な構成を示す。本比較形態で先行して説明している本発明の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本比較形態のアンプ１０２は、反転アンプではなく、非反転アンプを使用する。出力切換回路１５によって切換えられるスイッチ回路１６には、電子的なスイッチング素子としてＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂが含まれる。出力切換回路１５からは、抵抗１１１ａ，１１１ｂを介して、ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂを切換えるための信号が与えられる。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂに順方向電流を流すと、インピーダンスが低くなり、高周波信号に対するスイッチング素子として導通状態となる。順方向電流を流さないと、インピーダンスが高くなり、高周波信号に対するスイッチング素子として遮断状態となる。
【００５５】
出力切換回路１５からの切換え出力は、抵抗１１１ａ，１１１ｂの入力側で、高周波信号に対して接地へのバイパスコンデンサとして作用するコンデンサ１１２ａ，１１２ｂに接続される。このコンデンサ１１２ａ，１１２ｂなどが接続されるので、出力信号切換回路１５の出力は比較的大きい時定数を有する。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂとスルー回路１４側およびアンプ１０２の出力側との間には、直流をカットするコンデンサ１１３ａ，１１３ｂがそれぞれ設けられる。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂによる切換え出力は、コンデンサ１１４を介して負荷側に導出される。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂに対する順方向電流の帰路として、コイル１１５が設けられる。なお、後述するような波形の観測用のチェックポイントＣＨａ，ＣＨｂ，ＣＨｃとなるように、抵抗１１７ａ，１１７ｂ，１１７ｃをそれぞれＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂの個別の入力側と共通出力側に接続している。アンプ１０２の出力側と出力切換回路１５の入力側との間には、直流カット用のコンデンサ１１８が接続される。
【００５６】
高周波信号に対しては、コンデンサ１１３ａ，１１３ｂのインピーダンスは小さくなる。したがって、前述の時定数のためにＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂが両方とも導通する期間が生じると、アンプ１０２の出力側から入力側への接続が行われてしまい、正帰還によって発振するおそれがある。
【００５７】
図１４、図１５、図１６および図１７は、図１３の抵抗１１７ａ，１１７ｂ，１１７ｃを介してＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂの個別の入力側のチェックポイントＣＨａ，ＣＨｂおよび共通出力側のチェックポイントＣＨｃと、アンテナアンプ１０１からの高周波信号を受信して再生する受信機のスピーカからの音響出力のチェックポイントＣＨｄとで、それぞれ観測する過度的な波形を示す。
【００５８】
図１４はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＦＦからＯＮに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＮからＯＦＦに切換える際の変化を示す。図１５はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＮからＯＦＦに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＦＦからＯＮに切換える際の変化を示す。チェックポイントＣＨｃの波形から、アンプ１０２が切換時に発振していることが判る。特に図１５に示すようなアンプ側への切換時点では、図１４に示すスルー回路１４側への切換時点よりも発振しやすく、チェックポイントＣＨｄでのスピーカ出力も大きくなる。このように、アンプ１０２が反転アンプでない場合、出力切換回路回路１５の時定数が大きいと、発振してしまう。
【００５９】
図１６および図１７はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＦＦからＯＮに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＮからＯＦＦに切換える際の変化を、出力切換回路１５の時定数が大きい場合と小さい場合とで比較して示す。時定数が小さい図１７の法がノイズのレベルが大きくなることが判る。したがって、信号切換回路１５の時定数はある程度大きい方がノイズが少なくなって好ましいけれども、非反転アンプを使用すると発振してしまう。実施の他の形態のアンプ５２としてもアンプ１２と同様な反転アンプを使用すれば、信号切換回路１５の時定数を比較的大きくして、切換えをスムージング処理で行っても発振しにくくなり、ノイズを低減することができる。
【００６０】
図１８は、本発明の実施の第６形態として、ＡＭのアンテナ２００用に設けるアンテナアンプ２０１の概略的な構成を示す。本実施形態で、先行して説明している実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態では、ＡＭアンテナアンプを構成するために、図１のスルー回路１４に代えて入力側にアッテネータ（ＡＴＴ）回路２２が設けられ、入力切換回路２５およびスイッチ回路２６は、大入力時にスルー回路側への切換えではなく、アンテナ２００からの入力をアッテネータ回路２２によって減衰させるように切換える。
【００６１】
図１９は、ＡＭアンテナアンプとして図１のアンテナアンプ１１を用いる場合の等価回路を示す。ＡＭは、電波の波長が長い中波帯域を使用して放送されるので、アンテナ２００のインピーダンスＺＹが大きくなる。ＡＭのアンテナ２００からの受信出力電圧をＶ１、アンプ１２からの出力電圧をＶ２、負荷への入力電圧をＶ３とする。アンテナアンプ１１の使用時には、次の関係が成立つ。
【００６２】
【数４】
【００６３】
したがって、ＺＡ≪ＺＸであれば、Ｖ３≒Ｖ２となる。一方、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えるスルー時には、次の関係が成立つ。
【００６４】
【数５】
【００６５】
したがって、ＺＹ≫ＺＸであれば、Ｖ３≒０となり、ＡＭの放送を受信する中波帯域などの比較的低い周波数帯域では、回路をスルーにすれば、負荷の入力電圧Ｖ３がほとんど０になってしまい、放送を受信することができなくなってしまう。
【００６６】
本実施形態では、アンテナ２００のインピーダンスＺＹが大きくなるＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、スルー回路を通る信号スルーへの切換ではなく、アンプ１２への入力をアッテネートしてからアンプ１２で増幅するので、アンテナアンプ２０１からの信号を受信する際のインピーダンスが低くても、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンプからの出力について、予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換えるように制御する。アンテナに誘起される微小な高周波信号をアンプで増幅すれば、高感度で受信することができ、相互変調などの妨害信号が存在しているときには、歪みや信号抑圧などを避けることができる。さらに切換えのレベル検出を負帰還構成とするアンプの出力側で行い、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることができる。
【００６８】
また本発明によれば、出力切換回路にヒステリシスを持たせて、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避するができる。
【００６９】
また本発明によれば、出力切換回路は、スムージング処理で切換え時のノイズの発生を防ぐことができ、反転アンプを使用して、切換え時の発振を防ぐことができる。
【００７０】
また本発明によれば、ＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、アンプへの入力をアッテネートしてからアンプで増幅するので、アンテナアンプからの信号を受信する受信機等の入力インピーダンスが低くても、アンテナと受信機等との間にアンテナアンプを介在させて、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００７１】
さらに本発明によれば、アンプの出力が過大になると、高周波信号がアンプを通らずに後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用い、各アンテナアンプの受持つ周波数帯域に応じて切換基準を異ならせるので、周波数帯域毎に適切な動作を行わせることができる。
【００７２】
また本発明によれば、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送およびテレビジョン放送では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１形態であるアンテナアンプ１１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施形態でスイッチ回路１６を切換えに伴う利得の周波数特性の変化を示すグラフである。
【図３】図１のアンプ１２を、反転アンプ１２ａと負帰還回路１２ｂとの組合せで構成する等価回路図である。
【図４】本発明の実施の第２形態であるアンテナアンプ２１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図５】図４のアンテナアンプ２１の動作のヒステリシス特性を示すグラフである。
【図６】図４のアンテナアンプの電気回路図である。
【図７】本発明の実施の第３形態であるアンテナアンプ５１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図７の実施形態での入力歪み低減の考え方を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の第４形態として、複数のアンテナアンプを含むアンプモジュール８０を自動車に搭載する状態を概略的に示す斜視図である。
【図１０】図９のアンプモジュール８０の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の第５形態である共用アンテナアンプ９０の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１の実施形態での周波数帯域の組合わせを示すグラフである。
【図１３】図１の実施形態に対する比較形態としてのアンテナアンプ１０１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１５】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１６】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１７】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１８】本発明の実施の第６形態であるアンテナアンプ２０１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１９】ＡＭアンテナアンプとして図１のアンテナアンプ１１を用いる場合の等価回路である。
【図２０】従来技術によるアンテナアンプの概略的な構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０，２００ アンテナ
１１，２１，５１，２０１ アンテナアンプ
１２，５２，８４，８５，９７ アンプ
１２ａ 反転アンプ
１２ｂ 負帰還回路
１３，９３，９４ ＢＰＦ
１４ スルー回路
１５ 出力切換回路
１６，２６ スイッチ回路
２２ ＡＴＴ回路
２５ 入力切換回路
２７ ヒステリシス付レベル検出回路
３３，３４，４１，１１０ａ，１１０ｂ ＰＩＮダイオード
５３ ＬＰＦ
５４ 歪アンプ
５５ レベル検出回路
５６ ヒステリシスコンパレータ
５７ コンパレータ
６０ ガラスアンテナ
６１〜６８ アンテナエレメント
８０ アンプモジュール
８１，８２，８３，９１，９２ ＡＧＣアンプ
９０ 共用アンテナアンプ
９５ 分波回路
９８ 合成回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナに受信される微弱な信号を、アンテナに近い位置で増幅するアンテナアンプおよび共用アンテナアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、従来からのアンテナアンプ１の概略的な電気的構成を示す。アンテナアンプ１は、アンテナに電波が受信されて誘起される微弱な高周波信号を、アンテナに近い位置で増幅し、信号対雑音（ＳＮ）比を高めるために使用される。微弱な高周波信号は、ローノイズのアンプ２で増幅され、アンプ２の入力側には、周波数帯域を制限するバンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」と略称する）３およびアッテネータ（以下、「ＡＴＴ」と略称する）回路４が設けられている。ＡＴＴ回路４は、アンプ２の出力が大きくなると、自動利得制御（以下、「ＡＧＣ」と略称する）回路５がＡＴＴ回路４の信号減衰率を低下させ、アンテナアンプ１全体としての利得を低下させる。アンテナアンプ１は、アンプ２の出力とチューナなどの受信装置との間を接続する信号ケーブルの影響がアンテナに及ばないようにする効果もある。
【０００３】
また、ＲＦ前置増幅器を内蔵した無線受信アンテナ装置において、バイパス回路手段を設け、ＲＦ前置増幅器とは別系統でもＲＦ信号を検出し、アンテナに強力な信号が受信されるときには、ＲＦ前置増幅器をバイパスして、増幅器の過負荷をなくすようにしているものもある。ただし、バイパス回路は常に接続されており、ＲＦ前置増幅器をバイパスするときは、ＲＦ前置増幅器で増幅を行うトランジスタのベースとコレクタとへの入出力信号経路を遮断するようにしている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００４】
アンテナとチューナとの間に増幅回路を設けることに関して、アンテナとチューナとの間に、広帯域増幅器と減衰回路との並列回路を接続し、広帯域増幅器に供給する電源を制御して、広帯域増幅器を動作させるときは増幅器で信号を増幅し、広帯域増幅器を動作させないときは減衰回路で信号を減衰させるようにしているものもある（たとえば、特許文献２参照）。また、チューナのフロントエンドで高周波から変換される中間周波の増幅回路でアンプとアッテネータとを切換えて、強電界強度時にアンプが飽和する影響を避けて、電界強度を正確に検出しようとするものもある（たとえば、特許文献３参照）。
【０００５】
図２０のＡＧＣ回路５を設ける理由は、強電界強度時にアンプ２が歪むのを避けることにもある。相互変調妨害による感度劣化が起きているときのみ、利得を低下させるためにＡＧＣを用いるものもある（たとえば、特許文献４参照）。また、電界強度に応じてＡＧＣの時定数を変え、通常はフェージングに追従しやすいように時定数を小さくしておき、強電界環境下では時定数を大きくして安定性を改善しようとするものもある（たとえば、特許文献５参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−１０２８７４号公報（図２）
【特許文献２】
特開平１１−４１１２７号公報
【特許文献３】
特開平７−３２１６８５号公報
【特許文献４】
特開平１１−１４５８５８号公報
【特許文献５】
特開平１１−３１２９３８号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図２０に示すようなアンテナアンプ１では、目的の受信信号に近い周波数に過大な他の信号が存在するような場合、ＡＴＴ回路４を切換えて信号を減衰させても、アンプ２に対する入力が過大となって、アンプ２の非直線性で目的の受信信号が歪んだり、抑圧されたりするおそれがある。ＡＴＴ回路４の減衰率を大きくすると、目的の信号も大きく減衰されてしまい、ＳＮ比が低下してしまう。
【０００８】
特許文献１記載の先行技術は、バイパス時に、ＲＦ前置増幅器は完全に動作を停止してしまう。
【０００９】
特許文献２記載の先行技術は、増幅回路を設置する位置については必ずしも明確ではない。発明の実施の形態での説明で、広帯域増幅器、減衰回路およびチューナの全体をチューナ回路としているので、アンテナの近傍ではなく、チューナ側に設置するものと考えられる。もしアンテナアンプとしてチューナから離れたアンテナの近傍に配置するとすれば、ＯＮ／ＯＦＦ制御される電源ケーブルを、信号ケーブルとともにアンテナアンプとチューナとの間に接続しなければならない。また、電源の制御は、後段側のチューナ以降の信号レベルに基づいて行われている。この信号レベルには、広帯域増幅器のＯＮ／ＯＦＦ制御が影響する。すなわち、広帯域増幅器のＯＮ状態で過大な信号レベルと判断されてＯＦＦ状態になると、信号レベルが低下し、過大ではないと判断されて、再び広帯域増幅器がＯＮになることを繰返すおそれがある。
【００１０】
また、アンテナアンプにＡＧＣ動作を行わせる場合、受信を希望する周波数の近くに妨害信号がある場合の相互変調や混変調による歪みや信号抑圧が問題となる。このような場合の対策について、特許文献４や特許文献５には何も示されていない。特に、アンテナエレメントを広帯域で使用しようとすると、相互変調や混変調の対象となる信号の範囲も広がるので、広い周波数帯域でアンテナエレメントを共用するための共用アンテナアンプでは、適切な対策が必要となる。
【００１１】
本発明の目的は、微弱な信号を高感度で受信し、強い妨害信号が存在するときには、歪みや信号抑圧を低減することができるアンテナアンプおよび共用アンテナアンプを提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、アンテナに近接して設置され、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプにおいて、
高周波信号の増幅を行うアンプと、
アンプに入力される高周波信号を、該アンプを通さずに導くスルー回路と、
アンプから出力される高周波信号、およびスルー回路を通して導かれる高周波信号を切換えるスイッチ回路と、
アンプからの出力に応答して、該出力の予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換える出力切換回路を含むアンテナアンプにおいて、
切換えのレベル検出を出力側で行い、アンプ部を負帰還構成とし、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることを特徴とするアンテナアンプである。
【００１３】
本発明に従えば、アンテナに近接して設置され、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプは、アンプと、スルー回路と、スイッチ回路と、出力切換回路とを含む。スイッチ回路は、高周波信号を増幅するアンプの出力と、アンプを通さずにスルー回路から導かれるアンプの入力とを、出力切換回路によって切換える。出力切換回路は、アンプからの出力に応答して、予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換えるように制御する。アンテナに誘起される微小な高周波信号をアンプで増幅すれば、高感度で受信することができる。相互変調などの妨害信号が存在しているときには、高周波信号をアンプを通さずにスルー回路から後段側に導くので、歪みや信号抑圧などを避けることができる。スイッチ回路を切換える出力切換回路には、常にアンプから信号が与えられるので、スイッチ回路の切換を適切に行うことができる。さらに切換えのレベル検出を負帰還構成とするアンプの出力側で行い、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることができる。
【００１４】
なお、スルー回路は、導線等、信号を変化させることなく通過させる回路だけでなく、必要により信号を減衰させる回路により構成することも考えられる。
【００１５】
また本発明で、前記出力切換回路にヒステリシスを持たせることで、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避することを特徴とする。
【００１６】
本発明に従えば、出力切換回路にヒステリシスを持たせることで、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避することができ、安定に動作させることができる。
【００１７】
また本発明で、前記出力切換回路は、スムージング処理することにより、切換え時のノイズの発生を防ぐとともに、
前記アンプを反転アンプ構成にすることで、切換え時、アンプの出力側と前記スルー回路との両回路同時ＯＮのタイミングでの発振を防ぐことを特徴とする。
【００１８】
本発明に従えば、出力切換回路は、スムージング処理することにより、アンプの出力とスルー回路との切換え時のノイズの発生を防ぐことができる。アンプを反転アンプ構成とするので、切換え時に両回路同時ＯＮのタイミングでアンプの出力側から入力側に帰還が生じても正帰還とはならず、発振を防ぐことができる。
【００１９】
また本発明で、ＡＭアンテナアンプを構成するときには、前記スルー回路に代えて入力側にアッテネータ回路が設けられ、
前記スイッチ回路および出力切換回路に代えて、大入力時に前記スルー回路側への切換えではなく、入力をアッテネータ回路によって減衰させるように切換えるスイッチ回路および入力切換回路をそれぞれ含むことを特徴とする。 本発明に従えば、アンテナのインピーダンスが大きくなるＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、スルー回路を通る信号スルーへの切換ではなく、アンプへの入力をアッテネートしてからアンプで増幅するので、アンテナアンプからの信号を受信する受信機等の入力インピーダンスが低くても、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００２０】
さらに本発明は、前述のアンテナアンプを複数含む共用アンテナアンプであって、
各アンテナアンプは、異なる周波数帯域の高周波信号を増幅し、
各アンテナアンプの前記切換基準は、周波数帯域に応じて異なる値に設定されることを特徴とする共用アンテナアンプである。
【００２１】
本発明に従えば、アンプから出力される高周波信号の強度が過大になると、高周波信号がアンプを通らずにスルー回路を通って後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用い、アンテナアンプの切換基準を、各アンテナアンプが受持つ周波数帯域に応じて異ならせて、それぞれ適切な動作を行わせることができる。
【００２２】
また本発明で、前記複数のアンテナアンプは、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送受信用およびテレビジョン放送受信用と、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送受信用とにそれぞれ設けておき、
前記切換基準は、ＶＨＦ周波数帯域側の方を小さくしておくことを特徴とする。
【００２３】
本発明に従えば、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送およびテレビジョン放送と、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送とを、アンプを通すか否かの切換基準を異ならせて、ＶＨＦ周波数帯域側では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の第１形態として、アンテナ１０に近接して設置され、アンテナ１０が受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプ１１の概略的な電気的構成を示す。アンテナアンプ１１には、アンプ１２と、ＢＰＦ１３と、スルー回路１４と、出力切換回路１５と、スイッチ回路１６とが含まれる。アンプ１２は、信号増幅率が絶対値で「Ａ」であるので「−Ａ」で表示する反転アンプ１２ａと、帰還率βの負帰還回路１２ｂとを含み、高周波信号の増幅を行う。ＢＰＦ１３は、アンテナ１０からアンプ１２に入力される高周波信号の周波数帯域を選択する。ＢＰＦ１３によって選択される周波数帯域は、広帯域化され、受信目標の信号ばかりではなく、妨害を与えるよう信号も通過させてしまう。アンテナアンプ１１の後段側では、たとえば中間周波数に変換した後で、フィルタなどを用いて目標信号のみを選択する。アンテナアンプ１１の段階では、周波数が高いので、目標信号のみを選択するように選択度を高めることは不可能に近く、また選択度を高めると、広帯域をカバーするために中心周波数を受信周波数に応じて変化させなければならなくなる。
【００２５】
図２は、図１のアンテナアンプ１１の利得の周波数特性を示す。実線はスイッチ回路１６をアンプ１２の出力側に切換えている状態を示し、２点鎖線はスイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えている状態を示す。スルー回路１４は、高周波信号をアンプ１２の入力側からアンプ１２を通さずにスイッチ回路１６に導く。出力切換回路１５は、アンプ１２からの出力に応答して、予め定める切換基準に対する出力の大小関係に従い、スイッチ回路１６を、出力が小さいときはアンプ１２の出力側に、出力が大きいときはスルー回路１４側に、それぞれ切換える。スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えると、アンプ１２の利得分だけ、アンテナアンプ１１としての利得が低下する。しかしながら、高周波信号は、アンプ１２を通さないで後段側に導かれる。
【００２６】
アンプ１２の利得は、たとえば１０ｄＢとする。アンプ１２の入力側でのＳＮ比と、出力側でのＳＮ比との比であるノイズ・フィギュアＮＦは、３ｄＢ以下である。アンプ１２は一定の直流電圧が電源電圧として供給され、その電圧範囲内で動作する。電源電圧を完全に利用することができる理想的な場合でも、電源電圧を最大振幅として、それを利得で除算して得られる最大入力電圧を超える入力電圧に対しては出力が飽和してしまう。実際のアンプ１２では、入力電圧が高くなると利得も変化し、また入力側でも歪みを発生するような非直線性を、理想的な場合に比べて有している。このため、受信目標の信号自体は微小な信号レベルでも、近接して受信する信号が大きな信号レベルであれば、後段側ではフィルタなどで信号を分離することができても、アンテナアンプ１１の段階で、微小な目標信号が歪んだり、抑圧されてしまう相互変調や混変調などの影響を受ける。本実施形態では、ＶＨＦ帯域でＦＭ放送やＴＶ放送を受信する場合を想定し、たとえば受信目標の周波数を約１００ＭＨｚ程度とし、その受信強度が３０ｄＢμＶ以下のときにスイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えることによって、電界強度が１１０ｄＢμＶの４ＭＨｚ程度づつ低い信号が相互変調を生じさせないようにすることができる。
【００２７】
すなわち、図１の出力切換回路１５は、アンプ１２からの出力が大きく、相互変調などの妨害信号が存在しているときには、高周波信号をアンプを１２通さずにスルー回路１４から後段側に導くので、歪みや信号抑圧などを避けることができる。スイッチ回路１６を切換える出力切換回路１５には、常にアンプ１２から信号が与えられるので、スイッチ回路１６の切換を行う条件の変動を少なくして、切換えを適切に行うことができる。なお、スルー回路１４は、単なる導線で実現するだけではなく、減衰回路などで実現することもできる。
【００２８】
図３は、アンプ１２として反転アンプ１２ａと負帰還回路１２ｂとを組合せている等価回路を示す。反転アンプ１２ａの出力インピーダンスをＺＡとし、アンテナアンプ１１の負荷、すなわちアンテナアンプ１１からの信号を受信する受信機セットなどの入力インピーダンスをＺＸとする。反転アンプ１２ａとしての出力電圧をＶ１とし、アンテナアンプ１１としての出力電圧をＶ２とすると、負帰還によって、次の（１）式が成立する。
【００２９】
【数１】
変形して、
【数２】
【００３１】
負荷インピーダンスＺＸが反転アンプ１２ａの出力インピーダンスＺＡと同等、すなわちＺＸ＝ＺＡのときには、（２）式から、
【００３２】
【数３】
となる。負荷インピーダンスＺＸが非常に大きく、無限大とみなせるとき、すなわちＺＸ＝∞のときには、（２）式でＺＡを無視することができ、
Ｖ２＝Ｖ１ …（４）
となる。よって、アンテナアンプ１１は出力負荷によって帰還量が変化し、出力負荷を無くすことで負帰還が大きくなり、反転アンプ１２ａの歪みを小さくすることができる。
【００３４】
図４は、本発明の実施の第２形態であるアンテナアンプ２１の概略的な電気的構成を示す。本実施形態で、図１の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態ではアンプ１２の入力側にＡＴＴ回路２２を挿入して信号を減衰させ、ＡＴＴ回路２２およびアンプ１２を組合わせた全体の利得を減少させることができる。ＡＴＴ回路２２は、たとえば抵抗２３および抵抗２４との分圧比に基づいて信号を減衰させる。入力信号レベルが小さいときは、入力切換回路２５がスイッチ回路２６をアンプ１２の入力側に切換え、抵抗２３は短絡される状態となる。この状態で、入力信号は減衰されずにアンプ１２に入力される。入力切換回路２５がスイッチ回路２６をアンプ１２の入力側から切離すように切換えると、入力信号はＡＴＴ回路２２で減衰されてからアンプ１２に入力するようになる。入力切換回路２５がスイッチ回路２６の切換えを行う閾値Ｖｔｈｙは、出力切換回路１５がスイッチ回路１６を切換える閾値Ｖｔｈｘよりも大きくしておく。すなわち、Ｖｔｈｙ＞Ｖｔｈｘとする。また、これらの閾値Ｖｔｈｘ，Ｖｔｈｙにはそれぞれヒステリシスを持たせておく。
【００３５】
図５は、図４の実施形態での入出力特性を、アンテナ１０からの入力信号レベルが上昇するときをＡで、下降するときをＢでそれぞれ示す。図４のアンプ１２の入力側で、スイッチ回路２６の個別接点のアンプ側をＡ点とし、アンプ１２の出力側でスイッチ回路１６の共通接点側をＢ点とする。アンプ１２の利得を１０ｄＢとし、ＡＴＴ回路２２の減衰度を−２０ｄＢとする。Ａ点での信号レベルは破線で示し、Ｂ点での信号レベルは実線で示す。
【００３６】
図５（ａ）で示すように、入力信号レベルが小入力状態から上昇して７０ｄＢを超えると、出力切換回路１５によってスイッチ回路１６がアンプ１２の出力側からスルー回路１４側に切換えられ、Ｂ点での信号レベルは１０ｄＢ低下する。さらに入力信号レベルが上昇して１００ｄＢを超えると、入力切換回路２５によってスイッチ回路２６がアンプ１２の入力側に接続する状態から無接続の状態に切換えられ、Ｂ点の信号レベルはＡＴＴ回路２２による減衰を受けて２０ｄＢ低下する。
【００３７】
図５（ｂ）で示すように、入力信号レベルが大入力状態から下降して８０ｄＢ以下になると、入力切換回路２５がスイッチ回路２６を無接続の状態からアンプ１２の入力側に接続する状態に切換えるので、Ａ点の信号レベルはＡＴＴ回路２２の減衰度２０ｄＢだけ上昇する。さらに入力信号レベルが低下して、４０ｄＢ以下になると、出力切換回路１５がスイッチ回路１６をスルー回路１４側からアンプ１２の出力側に切換えるので、Ｂ点の信号レベルは、アンプ１２の利得の１０ｄＢだけ上昇する。
【００３８】
図５の動作では、出力切換回路１５がスイッチ回路１６の切換えを行う検出開始点は、入力信号レベルが７０ｄＢのときであり、一旦スルー回路１４側に切換えられると、３０ｄＢのヒステリシスが付加されて、４０ｄＢまで低下しないとアンプ１２の出力側への切換えは起らなくなる。入力切換回路２５がスイッチ回路２６の切換えを行う検出開始点は、入力信号レベルが１００ｄＢのときであり、一旦無接続側に切換えられると、２０ｄＢのヒステリシスが付加されて、８０ｄＢまで低下しないとアンプ１２の入力側への切換えは起らなくなる。外部からの制御信号に応じて、利得を少なくとも２段階に切換えることができる。
【００３９】
図６は、図４のアンテナアンプ２１の回路構成を示す。出力切換回路１５および入力切換回路２５には、図５に示すようなヒステリシス特性を有するヒステリシス付レベル検出回路２７からの出力が与えられる。ヒステリシス付レベル検出回路２７は、アンプ１２の出力レベルを検出する。ヒステリシス付レベル検出回路２７の動作特性は、外付けの抵抗２８およびコンデンサ２９で調整することができる。抵抗２８は、閾値Ｖｔｈｘ，Ｖｔｈｙを決定する。コンデンサ２９は、レベル検出の時定数を決定する。レベル検出の過度特性は、アタックが速く、リリースが遅くなるようにする。アンプ１２の利得は、外付けの抵抗３０によって、たとえ３〜１５ｄＢの範囲で調整することができる。出力切換回路１５は、ＰＩＮドライバ３１，３２を有する。ＰＩＮドライバ３１は、出力論理が正論理であるバッファであり、ＰＩＮドライバ３２は出力論理が負論理であるインバータである。入力切換回路２５もインバータとしてのＰＩＮドライバを含む。
【００４０】
スイッチ回路１６は、スイッチング素子として、ＰＩＮダイオード３３，３４を含む。ＰＩＮダイオード３３，３４のカソード側は共通に、出力端子ＯＵＴに接続される。ＰＩＮダイオード３３のアノード側にはスルー回路１４が接続される。ＰＩＮダイオード３４のアノード側には、直流カット用のコンデンサ３５を介してアンプ１２の出力が接続される。ＰＩＮダイオード３３のアノードには、抵抗３６を介してＰＩＮドライバ３１の出力が与えられる。ＰＩＮドライバ３１の出力には、切換ショック防止用のコンデンサ３７も接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード３４のアノードには、抵抗３８を介してＰＩＮドライバ３２の出力が与えられる。ＰＩＮドライバ３２の出力には、切換ショック防止用のコンデンサ３９も接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード３３，３４のカソード側には、直流電流の経路となるコイル４０が接地との間に接続されている。
【００４１】
スイッチ回路２６は、スイッチング素子として、ＰＩＮダイオード４１を含む。ＰＩＮダイオード４１のカソードは、ＢＰＦ１３の出力から直流カット用のコンデンサ４２を介してスルー回路１４に分岐する点に接続される。ＰＩＮダイオード４１のアノード側は、直流カット用のコンデンサ４３を介して、アンプ１２の入力側に接続される。アンプ１２の入力側は、直流カット用のコンデンサ４４を介して、抵抗２３と抵抗２４との接続点にも接続される。ＰＩＮダイオード４１のカソードには、直流電流の経路となるコイル４５が接地との間に接続される。ＰＩＮダイオード４１のアノードには、切換ショック防止用のコンデンサ４６が接地との間に接続される入力切換回路２５の出力が、抵抗４７を介して接続される。ＰＩＮダイオード３３，３４，４１は、直流電流を流すとインピーダンスが低くなり、スイッチの接点を閉じた状態になる。ＰＩＮダイオード３３，３４，４１に直流電流を流さないと、インピーダンスが高くなり、スイッチの接点を開いた状態になる。なお、本実施形態では、アンプ１２、出力切換回路１５、入力切換回路２５およびヒステリシス付レベル検出回路２７は、ＩＣ５０として集積される。
【００４２】
図７は、本発明の実施の第３形態であるアンテナアンプ５１の概略的な電気的構成を示す。本実施形態で、図１または図４の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態のアンプ５２は、外部からの制御信号に応じて、利得を少なくとも２段階に切換えることができる。利得の切換えは、アンプ５２自体のゲインを段階的あるいは連続的に変化させてもよく、アンプ５２のゲインは一定として、図４の実施形態と同様に入力側のＡＴＴ回路などで信号減衰度を変化させてもよい。
【００４３】
前述のように、アンプ５２の出力には相互変調や混変調による歪み成分が含まれる。歪み成分は、アンプ５２からの出力のうちの低域成分に反映される。低域成分は、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と略称する）５３で低域濾波され、歪アンプ５４で増幅される。歪アンプ５４の出力レベルは、レベル検出回路５５で絶対値として検出され、ヒステリシスコンパレータ５６およびコンパレータ５７で予め設定される閾値Ｖｔｈａ，Ｖｔｈｂとそれぞれ比較される。閾値相互間の関係は、Ｖｔｈｂ≫Ｖｔｈａとなるように設定する。
【００４４】
ヒステリシスコンパレータ５６は、レベル検出回路５５が検出する歪み成分の信号レベルがＶｔｈａを超えると、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換える。このような機能に関して、ＬＰＦ５３、歪アンプ５４、レベル検出回路５５およびヒステリシスコンパレータ５６は、図１の出力切換回路１５と同等である。ＬＰＦ５３によって低域の歪み成分を選択し、相互変調や混変調を与える妨害信号が存在するときに、高周波信号がアンプ５２を通らないでスルー回路１４を通るように切換えることができるので、妨害信号が存在しないときは高周波信号がアンプ５２を通り、妨害信号が存在するときのみアンプ５２を通さないような適切な切換えを行うことができる。
【００４５】
なお、ヒステリシスコンパレータ５６では、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えた後では、レベル検出回路５５からの出力電圧がＶｔｈａ以下になるだけではスイッチ回路１６の切換えを行わない。スイッチ回路１６の切換えを行う閾値はＶｔｈａからΔＶだけ低く変化し、レベル検出回路２５からの出力電圧が低く変化した閾値Ｖｔｈａ−ΔＶ以下になってからスイッチ回路１６をアンプ５２の出力側に切換える。この切換えが行われると、閾値はＶｔｈａに戻る。このようなヒステリシスを閾値に持たせているので、レベル検出回路５５からの出力電圧がＶｔｈａ付近で変動しても、スイッチ回路１６の切換えが頻繁に行われないようにすることができる。本実施形態でのスイッチ回路１６の切換えに関連する部分は、図１や図４の実施形態にも同様に適用することができる。
【００４６】
本実施形態では、レベル検出回路５５からの出力電圧がコンパレータ５７の閾値Ｖｔｈｂを超えると、アンプ５２の利得を低下させる。このような過大入力時にアンプ５２の利得を低下させることによって、アンプ５２で発生する歪みを抑制することができる。アンプ２２で発生する歪みが大きくなると、歪み成分が入力側からスルー回路１４側に漏れ出し、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えても、相互変調や混変調の影響を受けてしまうのを防ぐことができる。この影響を防ぐためにアンプ５２の入力側に単にスイッチなどを設けると、アンプ５２への入力が遮断され、切換えのための信号が得られなくなってしまう。本実施形態によれば、アンプ５２からの出力が過大になると、スイッチ回路１６の切換えを行うヒステリシスコンパレータ５６の閾値Ｖｔｈａである切換基準よりも高く設定されるコンパレータ５７の閾値Ｖｔｈｂを超えるようになる。減衰基準である閾値Ｖｔｈｂを超えると、利得制御回路としてのコンパレータ５７によってアンプ５２の利得を減少させるので、アンプ５２の飽和や入力側での歪みがスイッチ回路１６の切換えに影響しないようにすることもできる。
【００４７】
図８は、図７の実施形態による入力歪み低減の考え方を示す。ＢＰＦ１３の通過周波数帯域は広帯域であるので、帯域ないで電界強度が大きい妨害信号も通過させてしまったり、帯域外でもあまり大きな減衰を与えることができない。強電界強度の妨害信号が２波あれば、その差の周波数成分が歪み成分となり、アンプ５２の非直線性に基づく相互変調を引き起す。また強電界強度の妨害信号がスペクトラム拡散（ＳＳ）変調方式などの広帯域信号であるときは、１波でも低域の歪み成分を発生させる。妨害２波や広帯域１波の妨害信号は、混変調（Ｉｎｔｅｒ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による歪みとしてＩＭ成分も発生する。ＩＭ成分でも、受信目的の信号レベルに比較して信号レベルがかなり大きい可能性がある。また、ＩＭ成分の周波数は、受信目的の周波数に近く、後段側のフィルタを通過し、ＡＧＣ回路などを動作させ、受信目的の信号を抑圧してしまうおそれがある。本実施形態では、ＢＰＦ１３の低域側カットオフ周波数よりも低い範囲の歪み成分をＬＰＦ５３で抽出し、相互変調の発生を相関性が高い状態で検出し、適切な切換えを行って、入力歪みを低減することができる。
【００４８】
図９は、本発明の実施の第４形態として、図１、図４または図７のようなアンテナアンプを自動車に複数個搭載するアンテナに適用する例を示す。ガラスアンテナ６０は、複数のアンテナエレメント６１，６２，６３，６４，６５，６６，６７，６８がフィルムベース６９上の導体パターンとして形成され、車両７０のたとえばリアガラス７１の内側から貼付けられる。ガラスアンテナ６０を貼付ける位置は、たとえばリアガラス７１で屋根７２に近い上縁部分とし、屋根７２側にはアンテナアンプを搭載するアンプモジュール８０を設置する。
【００４９】
図１０は、図９のアンプモジュール８０の概略的な電気的構成を示す。アンプモジュール８０には、図１、図４または図７のアンテナアンプ１１，２１，５１と同等なＡＧＣアンプ８１，８２，８３と、広帯域で低雑音なアンプ８４，８５とがアンテナエレメント６１〜６８に受信される信号を増幅するアンテナアンプとして搭載される。アンテナエレメント６１，６２に受信される信号は、アンプ８４，８５でそれぞれ増幅され、デジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号として後段側に出力される。アンテナエレメント６３，６４，６５，６６に受信される信号は、セレクタ８６で選択され、ＡＧＣアンプ８３で増幅されてアナログテレビジョン（ＡＴＶ）信号として後段側に出力される。セレクタ８６の切換えは、後段側からデコーダ８７に与えられる制御信号に基づいて行われ、ダイバシティ方式による受信感度の向上などが図られる。アンテナエレメント６７，６８で受信される信号は、ＡＧＣアンプ８１，８２でそれぞれ増幅されて、ＦＭのメインおよびサブ信号として後段側に出力される。後段側では、メイン信号とサブ信号とを切換えて、ダイバシティ方式などによる音質改善などを図ることができる。
【００５０】
図１１は、本発明の実施の第５形態として、共用アンテナアンプ９０の概略的な電気的構成を示す。本実施形態の共用アンテナアンプ９０は、図１、図４または図７のアンテナアンプ１１，２１，５１をＡＧＣアンプ９１，９２として複数含む。ＡＧＣアンプ９１には、ＵＨＦ帯のうち、たとえば４７０ＭＨｚの周波数帯域を選択的に通過させるＢＰＦ９３からの高周波信号が入力される。ＡＧＣアンプ９２には、ＶＨＦ帯のうち、たとえば７６ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの周波数帯域を選択的に通過させるＢＰＦ９４からの高周波信号が入力される。
【００５１】
図１２は、図１１のＢＰＦ９３，９４による通過帯域特性を概略的に示す。ＢＰＦ９４によるＶＨＦ帯の通過帯域には、ＦＭラジオ放送などのＦＭ信号とテレビジョン放送などのＴＶ信号とが含まれる。ＢＰＦ９３によるＵＨＦ帯の通過帯域にはテレビジョン放送などのＴＶ信号が主として含まれる。ＡＧＣアンプ９２に入力される高周波信号には、ＦＭ信号とＴＶ信号とが含まれるので、図１１では分波回路９５で分離する。図１１に示すように、分波回路９５で高域側として分波されるＴＶ信号は、ＦＭトラップ回路９６を経てアンプ９７に入力される。ＦＭトラップ回路９６は、ＦＭ信号の周波数帯域を減衰させ、アンプ９７は、ＴＶ信号の出力レベルを、ＡＧＣアンプ９１からのＴＶ信号の出力レベルに合わせるための増幅を行う。ＡＧＣアンプ９１から出力されるＴＶ信号と、アンプ９７から出力されるＴＶ信号とは、合成回路９８で合成され、後段側のテレビジョン受像装置に出力される。
【００５２】
本実施形態の共用アンテナアンプ９０では、アンテナアンプであるＡＧＣアンプ９１，９２は、ＵＨＦ帯とＶＨＦ帯との異なる周波数帯域の高周波信号を増幅する。各ＡＧＣアンプ９１，９２での切換基準は、周波数帯域に応じて異なる値に設定される。ＡＧＣアンプ９１は、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送受信用に設定される。ＡＧＣアンプ９２は、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送受信用およびテレビジョン放送受信用に設定される。切換基準を、ＶＨＦ周波数帯域用のＡＧＣアンプ９２側を小さくしておくことによって、ＶＨＦ周波数帯域側では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【００５３】
すなわち本実施形態では、アンプから出力される高周波信号の強度が過大になると、高周波信号がアンプを通らずにスルー回路を通って後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用る。アンプを通すか否かの切換基準を、各アンテナアンプが受持つ周波数帯域に応じて異ならせて、それぞれ適切な動作を行わせることができる。
【００５４】
図１３は、本発明の実施の第１形態に対する比較形態としてのアンテナアンプ１０１の概略的な構成を示す。本比較形態で先行して説明している本発明の実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本比較形態のアンプ１０２は、反転アンプではなく、非反転アンプを使用する。出力切換回路１５によって切換えられるスイッチ回路１６には、電子的なスイッチング素子としてＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂが含まれる。出力切換回路１５からは、抵抗１１１ａ，１１１ｂを介して、ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂを切換えるための信号が与えられる。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂに順方向電流を流すと、インピーダンスが低くなり、高周波信号に対するスイッチング素子として導通状態となる。順方向電流を流さないと、インピーダンスが高くなり、高周波信号に対するスイッチング素子として遮断状態となる。
【００５５】
出力切換回路１５からの切換え出力は、抵抗１１１ａ，１１１ｂの入力側で、高周波信号に対して接地へのバイパスコンデンサとして作用するコンデンサ１１２ａ，１１２ｂに接続される。このコンデンサ１１２ａ，１１２ｂなどが接続されるので、出力信号切換回路１５の出力は比較的大きい時定数を有する。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂとスルー回路１４側およびアンプ１０２の出力側との間には、直流をカットするコンデンサ１１３ａ，１１３ｂがそれぞれ設けられる。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂによる切換え出力は、コンデンサ１１４を介して負荷側に導出される。ＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂに対する順方向電流の帰路として、コイル１１５が設けられる。なお、後述するような波形の観測用のチェックポイントＣＨａ，ＣＨｂ，ＣＨｃとなるように、抵抗１１７ａ，１１７ｂ，１１７ｃをそれぞれＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂの個別の入力側と共通出力側に接続している。アンプ１０２の出力側と出力切換回路１５の入力側との間には、直流カット用のコンデンサ１１８が接続される。
【００５６】
高周波信号に対しては、コンデンサ１１３ａ，１１３ｂのインピーダンスは小さくなる。したがって、前述の時定数のためにＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂが両方とも導通する期間が生じると、アンプ１０２の出力側から入力側への接続が行われてしまい、正帰還によって発振するおそれがある。
【００５７】
図１４、図１５、図１６および図１７は、図１３の抵抗１１７ａ，１１７ｂ，１１７ｃを介してＰＩＮダイオード１１０ａ，１１０ｂの個別の入力側のチェックポイントＣＨａ，ＣＨｂおよび共通出力側のチェックポイントＣＨｃと、アンテナアンプ１０１からの高周波信号を受信して再生する受信機のスピーカからの音響出力のチェックポイントＣＨｄとで、それぞれ観測する過度的な波形を示す。
【００５８】
図１４はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＦＦからＯＮに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＮからＯＦＦに切換える際の変化を示す。図１５はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＮからＯＦＦに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＦＦからＯＮに切換える際の変化を示す。チェックポイントＣＨｃの波形から、アンプ１０２が切換時に発振していることが判る。特に図１５に示すようなアンプ側への切換時点では、図１４に示すスルー回路１４側への切換時点よりも発振しやすく、チェックポイントＣＨｄでのスピーカ出力も大きくなる。このように、アンプ１０２が反転アンプでない場合、出力切換回路回路１５の時定数が大きいと、発振してしまう。
【００５９】
図１６および図１７はＰＩＮダイオード１１０ａをＯＦＦからＯＮに、ＰＩＮダイオード１１０ｂをＯＮからＯＦＦに切換える際の変化を、出力切換回路１５の時定数が大きい場合と小さい場合とで比較して示す。時定数が小さい図１７の法がノイズのレベルが大きくなることが判る。したがって、信号切換回路１５の時定数はある程度大きい方がノイズが少なくなって好ましいけれども、非反転アンプを使用すると発振してしまう。実施の他の形態のアンプ５２としてもアンプ１２と同様な反転アンプを使用すれば、信号切換回路１５の時定数を比較的大きくして、切換えをスムージング処理で行っても発振しにくくなり、ノイズを低減することができる。
【００６０】
図１８は、本発明の実施の第６形態として、ＡＭのアンテナ２００用に設けるアンテナアンプ２０１の概略的な構成を示す。本実施形態で、先行して説明している実施形態に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。本実施形態では、ＡＭアンテナアンプを構成するために、図１のスルー回路１４に代えて入力側にアッテネータ（ＡＴＴ）回路２２が設けられ、入力切換回路２５およびスイッチ回路２６は、大入力時にスルー回路側への切換えではなく、アンテナ２００からの入力をアッテネータ回路２２によって減衰させるように切換える。
【００６１】
図１９は、ＡＭアンテナアンプとして図１のアンテナアンプ１１を用いる場合の等価回路を示す。ＡＭは、電波の波長が長い中波帯域を使用して放送されるので、アンテナ２００のインピーダンスＺＹが大きくなる。ＡＭのアンテナ２００からの受信出力電圧をＶ１、アンプ１２からの出力電圧をＶ２、負荷への入力電圧をＶ３とする。アンテナアンプ１１の使用時には、次の関係が成立つ。
【００６２】
【数４】
したがって、ＺＡ≪ＺＸであれば、Ｖ３≒Ｖ２となる。一方、スイッチ回路１６をスルー回路１４側に切換えるスルー時には、次の関係が成立つ。
【００６４】
【数５】
したがって、ＺＹ≫ＺＸであれば、Ｖ３≒０となり、ＡＭの放送を受信する中波帯域などの比較的低い周波数帯域では、回路をスルーにすれば、負荷の入力電圧Ｖ３がほとんど０になってしまい、放送を受信することができなくなってしまう。
【００６６】
本実施形態では、アンテナ２００のインピーダンスＺＹが大きくなるＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、スルー回路を通る信号スルーへの切換ではなく、アンプ１２への入力をアッテネートしてからアンプ１２で増幅するので、アンテナアンプ２０１からの信号を受信する際のインピーダンスが低くても、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンプからの出力について、予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換えるように制御する。アンテナに誘起される微小な高周波信号をアンプで増幅すれば、高感度で受信することができ、相互変調などの妨害信号が存在しているときには、歪みや信号抑圧などを避けることができる。さらに切換えのレベル検出を負帰還構成とするアンプの出力側で行い、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることができる。
【００６８】
また本発明によれば、出力切換回路にヒステリシスを持たせて、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避するができる。
【００６９】
また本発明によれば、出力切換回路は、スムージング処理で切換え時のノイズの発生を防ぐことができ、反転アンプを使用して、切換え時の発振を防ぐことができる。
【００７０】
また本発明によれば、ＡＭアンテナアンプを構成するときには、大入力時に、アンプへの入力をアッテネートしてからアンプで増幅するので、アンテナアンプからの信号を受信する受信機等の入力インピーダンスが低くても、アンテナと受信機等との間にアンテナアンプを介在させて、過度に信号が減衰しないようにすることができる。
【００７１】
さらに本発明によれば、アンプの出力が過大になると、高周波信号がアンプを通らずに後段側に至るように切換えるアンテナアンプを、異なる周波数帯域に分けて複数用い、各アンテナアンプの受持つ周波数帯域に応じて切換基準を異ならせるので、周波数帯域毎に適切な動作を行わせることができる。
【００７２】
また本発明によれば、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送およびテレビジョン放送では強入力時の歪み特性を重視し、ＵＨＦ周波数帯域側では感度を重視するように、それぞれ適切に使い分けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１形態であるアンテナアンプ１１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施形態でスイッチ回路１６を切換えに伴う利得の周波数特性の変化を示すグラフである。
【図３】図１のアンプ１２を、反転アンプ１２ａと負帰還回路１２ｂとの組合せで構成する等価回路図である。
【図４】本発明の実施の第２形態であるアンテナアンプ２１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図５】図４のアンテナアンプ２１の動作のヒステリシス特性を示すグラフである。
【図６】図４のアンテナアンプの電気回路図である。
【図７】本発明の実施の第３形態であるアンテナアンプ５１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図７の実施形態での入力歪み低減の考え方を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の第４形態として、複数のアンテナアンプを含むアンプモジュール８０を自動車に搭載する状態を概略的に示す斜視図である。
【図１０】図９のアンプモジュール８０の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の第５形態である共用アンテナアンプ９０の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１の実施形態での周波数帯域の組合わせを示すグラフである。
【図１３】図１の実施形態に対する比較形態としてのアンテナアンプ１０１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１５】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１６】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１７】図１３のアンテナアンプ１０１で、切換時の過度特性を示すグラフである。
【図１８】本発明の実施の第６形態であるアンテナアンプ２０１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１９】ＡＭアンテナアンプとして図１のアンテナアンプ１１を用いる場合の等価回路である。
【図２０】従来技術によるアンテナアンプの概略的な構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０，２００ アンテナ
１１，２１，５１，２０１ アンテナアンプ
１２，５２，８４，８５，９７ アンプ
１２ａ 反転アンプ
１２ｂ 負帰還回路
１３，９３，９４ ＢＰＦ
１４ スルー回路
１５ 出力切換回路
１６，２６ スイッチ回路
２２ ＡＴＴ回路
２５ 入力切換回路
２７ ヒステリシス付レベル検出回路
３３，３４，４１，１１０ａ，１１０ｂ ＰＩＮダイオード
５３ ＬＰＦ
５４ 歪アンプ
５５ レベル検出回路
５６ ヒステリシスコンパレータ
５７ コンパレータ
６０ ガラスアンテナ
６１〜６８ アンテナエレメント
８０ アンプモジュール
８１，８２，８３，９１，９２ ＡＧＣアンプ
９０ 共用アンテナアンプ
９５ 分波回路
９８ 合成回路
Claims (6)
- アンテナに近接して設置され、アンテナが受信する微弱な高周波信号を増幅するアンテナアンプにおいて、
高周波信号の増幅を行うアンプと、
アンプに入力される高周波信号を、該アンプを通さずに導くスルー回路と、
アンプから出力される高周波信号、およびスルー回路を通して導かれる高周波信号を切換えるスイッチ回路と、
アンプからの出力に応答して、該出力の予め定める切換基準に対する大小関係に従い、スイッチ回路を、出力が小さいときはアンプの出力側に、出力が大きいときはスルー回路側に、それぞれ切換える出力切換回路を含むアンテナアンプにおいて、
切換えのレベル検出を出力側で行い、アンプ部を負帰還構成とし、大入力時アンプの出力をオープンとすることにより、アンプ自体の歪みを小さくして、入力部に発生する歪みを無くすることを特徴とするアンテナアンプ。 - 前記出力切換回路にヒステリシスを持たせることで、電界変動によるスイッチ回路の頻繁な切換えを回避することを特徴とする請求項１記載のアンテナアンプ。
- 前記出力切換回路は、スムージング処理することにより、切換え時のノイズの発生を防ぐとともに、
前記アンプを反転アンプ構成にすることで、切換え時、アンプの出力側と前記スルー回路との両回路同時ＯＮのタイミングでの発振を防ぐことを特徴とする請求項１記載のアンテナアンプ。 - ＡＭアンテナアンプを構成するときには、前記スルー回路に代えて入力側にアッテネータ回路が設けられ、
前記スイッチ回路および出力切換回路に代えて、大入力時に前記スルー回路側への切換えではなく、入力をアッテネータ回路によって減衰させるように切換えるスイッチ回路および入力切換回路をそれぞれ含むことを特徴とする請求項１記載のアンテナアンプ。 - 請求項１記載のアンテナアンプを複数含む共用アンテナアンプであって、
各アンテナアンプは、異なる周波数帯域の高周波信号を増幅し、
各アンテナアンプの前記切換基準は、周波数帯域に応じて異なる値に設定されることを特徴とする共用アンテナアンプ。 - 前記複数のアンテナアンプは、ＶＨＦ周波数帯域のＦＭラジオ放送受信用およびテレビジョン放送受信用と、ＵＨＦ周波数帯域のテレビジョン放送受信用とにそれぞれ設けておき、
前記切換基準は、ＶＨＦ周波数帯域側の方を小さくしておくことを特徴とする請求項５記載の共用アンテナアンプ。
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-
2003
- 2003-04-24 JP JP2003120539A patent/JP2004328400A/ja active Pending
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