JP2004320245A - 光送信モジュール - Google Patents
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Abstract
【課題】半導体レーザの高温時にＩ−Ｌ 特性のスロープ効率の飽和により過剰なパルス駆動電流が流れることを抑制し、レーザ出力光の消光比が必要以上に増大することを抑制する。
【解決手段】光通信用のＬＤ ９の注入電流対光出力特性のスロープ効率を検出して変調電流を制御する光出力安定化回路を用いた光送信モジュールにおいて、レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限する回路（Ｇ７） １２を設けることによりレーザ駆動電流の増加を制限する。
【選択図】 図１
【解決手段】光通信用のＬＤ ９の注入電流対光出力特性のスロープ効率を検出して変調電流を制御する光出力安定化回路を用いた光送信モジュールにおいて、レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限する回路（Ｇ７） １２を設けることによりレーザ駆動電流の増加を制限する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信用の半導体レーザダイオードを用いた光送信モジュールに係り、特にトーン変調方式を用いてレーザ出力光を安定化する手段に関するもので、例えば１．５５μｍの波長帯と通常分散ファイバの組み合わせにおける長距離光ファイバ伝送装置に組み込まれて使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は、半導体レーザダイオード（ＬＤ）の駆動電流（注入電流）対発光出力特性（Ｉ−Ｌ 特性）の動作環境温度またはモジュールのケース温度Ｔａに対する一般的な温度依存性を示すものであり、横軸は駆動電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ） 、縦軸は光出力パワー（Ｏｐｔｉｃａｌ ｐｏｗｅｒ） を示す。
【０００３】
図７中、光出力が急激に立ち上がり始める部分の電流値は閾値電流（Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｃｕｒｒｅｎｔ） と呼ばれる。通常、光通信用送信装置は光出力がＴａに依存せずに一定になるように自動パワー制御（Ａｕｔｏ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＡＰＣ）制御が行われている。
【０００４】
なお、駆動電流の単位変化量ΔＩ に対する光出力パワーの変化量ΔＰ 、つまり、ΔＰ／ΔＩ は、Ｉ−Ｌ 特性のスロープ効率（Ｓｌｏｐｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）と呼ばれる。
【０００５】
図８は、半導体レーザダイオードＬＤの変調電流（Ｉｍｏｄ）を一定に保ちながらＡＰＣ制御した場合の消光特性の概念を示す。
【０００６】
図８中、Ｅｒは消光比、ＰＬは“０”レベルの光出力、ＰＨは“１”レベルの光出力をそれぞれ表わしている。
【０００７】
この消光特性から、低い温度（図８では−１０ ℃）ではバイアス電流が閾値電流以下になり、高い温度（ 図８では８５℃） ではバイアス電流が閾値電流以上になることが分かる。
【０００８】
バイアス電流が閾値電流以下になると緩和振動が大きくなり、アイパターン不良または長距離伝送後の符号誤り率にフロアを生じる。また、バイアス電流が閾値電流以上になると消光比劣化が生じ、受信器のＳ／Ｎ が悪くなり、符号誤り率特性不良が生じる。
【０００９】
そこで、ＬＤの出力光の消光比を安定化するために、ＬＤに対してペルチェ素子などによる温度の安定化を行う場合もあるが、低消費電力化・低コスト化を図るために温度の安定化を行わない場合もある。
【００１０】
このように温度の安定化を行わない場合に、ＬＤの温度特性を補償するためにＴａを検出する手段を設け、Ｔａに応じて変化する変調電流を得る（駆動パルス電流を最適に制御する）ことで、バイアス電流が閾値電流以上または以下にならないように制御する方式が知られている。
【００１１】
しかし、この方式ではＬＤ個々の特性を事前に測定して調整するかモジュールに組み込んだ後に温度特性を測定しながら調整するなどの必要性があり、調整に多大な時間を要する。また、この方式は平均光出力以外のＬＤの特性変化を検出していないので、Ｉ−Ｌ 特性の長期的な使用による劣化、特に特性の傾きの劣化を検出できない。
【００１２】
一方、通信信号の周波数よりも低い低周波信号をＬＤ変調電流に重畳し、Ｉ−Ｌ 特性の傾きの変化を検出した結果に応じてＬＤの変調電流を制御するトーン変調方式（例えば非特許文献１参照）を用いた光出力安定化回路が知られている。
【００１３】
トーン変調方式は、ＬＤの変調電流に低周波の正弦波信号（トーン信号）を重畳し、正弦波をモニタＰＤにより検出し、この正弦波の振幅が一定になるように前記変調電流に重畳する正弦波の振幅を制御する方式である。このようにトーン変調方式は、Ｉ−Ｌ 特性を直接にモニタすることと等価であるので、ＬＤの温度特性を知る必要がなく、調整の時間を短縮できる効果がある。
【００１４】
図９は、従来のトーン信号を重畳した変調電流制御方式を採用した光出力安定化回路を用いた光送信モジュールの構成例を示す。
【００１５】
この光送信モジュールにおいて、半導体レーザモジュールには、ＬＤ ９およびその光出力パワーを検出するフォトダイオード（ＰＤ） １０が組み込まれている。
【００１６】
第１の誤差増幅部（Ｇ１） １は、基準信号Ｘ と後述するトーン信号検出部（Ｇ４） ４から供給されるトーン検出信号との間の誤差を検出して増幅し、誤差電圧（直流）を生成するものである。
【００１７】
トーン信号発生器（低周波信号発生器）７ は、後述する通信信号より周波数が低い例えば１ｋＨｚ程度のパルス信号を生成し、このパルス信号を例えば低域濾波器を通して正弦波のトーン信号を発生するものである。
【００１８】
乗算器８ は、トーン信号発生器７ から供給されるトーン信号を第１の誤差増幅部Ｇ１の出力電圧に重畳（アナログ的に加算）するものである。
【００１９】
第１の信号変換部（Ｇ２） ２は、乗算器８ の出力に含まれるトーン信号を後述する変調電流検出部（Ｇ５） ５からの制御信号により振幅制御してレーザ駆動部（Ｇ３） ３でＬＤ変調電流を生成するための制御信号を生成するものである。
【００２０】
レーザ駆動部（Ｇ３） ３は、差動入力端子ＤＡＴＡ， ／ＤＡＴＡに入力される通信信号（高速パルス信号）が第１の信号変換部（Ｇ２）から入力される制御信号により振幅変調され、バイアス端子に後述する第２の信号変換部（Ｇ６）から入力される制御信号によりバイアス電流が制御されるものである。これにより、トーン信号が重畳された高速パルス電流と直流バイアス電流からなるレーザ駆動電流（ＬＤ駆動電流）を生成してＬＤ ９に印加する。
【００２１】
トーン信号検出部（Ｇ４） ４は、モニタＰＤ １０の出力信号中のトーン信号の大きさを検出し、検出出力を第１の誤差増幅部（Ｇ１）の比較入力とするものである。
【００２２】
変調電流検出部（Ｇ５） ５は、レーザ駆動部（Ｇ３） ３の変調電流の大きさを検出し、検出出力を第１の信号変換部（Ｇ２） ２の制御入力とするものである。
【００２３】
第２の信号変換部（Ｇ６） ６は、モニタＰＤ １０の出力信号の大きさの平均値を基準信号Ｙ と比較して検出し、レーザ駆動部（Ｇ３） ３でＬＤバイアス電流を生成するための制御信号を生成するものである。
【００２４】
次に、図９に示した光送信モジュールの動作について詳述する。
【００２５】
第１の信号変換部（Ｇ２） ２は、第１の誤差増幅部（Ｇ１） １で生成された信号に乗算器８ でトーン信号が重畳された信号を基準として、変調電流検出部（Ｇ５） ５によって検出された信号を比較し、比較結果に応じた電圧をレーザ駆動部（Ｇ３） ３の変調電流制御端子に供給する。
【００２６】
レーザ駆動部（Ｇ３） ３は、差動入力端子ＤＡＴＡ， ／ＤＡＴＡから入力された高速パルス信号と変調電流制御端子に変調電流検出部（Ｇ５） ５から入力された電圧に基づいてＬＤ駆動電流を生成する。このＬＤ駆動電流は、ＬＤ ９の閾値電流に相当する直流バイアス電流を駆動パルス電流に重畳した電流であり、トーン信号が重畳されている。
【００２７】
ＬＤ ９はレーザ駆動部（Ｇ３） ３から供給されるＬＤ駆動電流（トーン信号成分が重畳した電流）を光信号に変換する。モニタＰＤ １０は、ＬＤ ９の光出力を電流（一般に数百μＡ 程度）に変換する。
【００２８】
トーン信号検出部（Ｇ４） ４は、モニタＰＤ １０の出力電流中のトーン信号成分のみを選択的に抽出し、その大きさ成分に応じた直流電圧を生成する。トーン信号検出部（Ｇ４） ４により生成された信号は第１の誤差増幅部（Ｇ１） １にフィードバックされる。このようにトーン信号検出部（Ｇ４） ４を介した閉ループが形成されている。
【００２９】
第１の誤差増幅部（Ｇ１） １は、トーン信号の大きさが一定となるように制御電圧を生成する。同時に、変調電流値にある係数を掛ける（または加える）などの操作を行って変調電流制御信号を生成することにより、基準信号Ｘ に応じた所望の変調電流を得ることが可能となる。
【００３０】
第２の信号変換部（Ｇ６） ６は、モニタＰＤ １０により変換された電流を平均化してＬＤ ９の出力パワーを検出し、検出信号を基準信号Ｙ と比較して誤差増幅を行い、レーザ駆動部（Ｇ３） ３のバイアス制御端子に電圧を供給し、ＬＤ ９の出力パワーが一定値となるようにＬＤ ９に印加する直流バイアス電流を制御する。この第２の信号変換部（Ｇ６） ６を介した閉ループは一般にＡＰＣ 回路と言われる。
【００３１】
上記したような閉ループ制御により、ＬＤ ９の消光比と光出力を温度Ｔａに依存せずに所望の一定値とすることが可能となる。しかし、高温動作時にＩ−Ｌ 特性の傾きが小さくなると、変調電流は増加するが、この変調電流の増加に伴ってＬＤ ９が発熱し、さらに、Ｉ−Ｌ 特性の傾きが小さくなり、それによってさらに変調電流を増加させて発熱するといった悪循環に陥って制御不能（熱暴走）になり、システムの信頼性を劣化させる問題がある。
【００３２】
また、図７中に示すように、ＬＤ ９の特性として、高温（８５℃）時のＩ−Ｌ 特性のように、高電流が注入される領域においては光出力が飽和する傾向が挙げられる。Ｉ−Ｌ 特性の飽和により、重畳されたトーン信号の振幅は小さくなり、スロープ効率（ΔＰ／ΔＩ ）が小さくなる。しかし、制御回路はトーン信号の振幅を一定に保とうとするので、高温動作時に室温動作時と同じ光出力を得ようとして変調電流を大きくしてしまい、その結果、高温動作時に消光比が大きくなってしまう。消光比が大きくなるとＳ／Ｎ は良くなるが、消光比が過剰に大きくなると、緩和振動が増加し、アイマスク規格に対する不良が生じる。
【００３３】
特に、１．５５μｍ の波長帯と通常分散ファイバの組み合わせにおける長距離伝送においては、前記緩和振動の増加は分散が大きくなるので、伝送の品質が劣化が発生し、問題となる。即ち、消光比が過剰に大きくなると、ＬＤ ９の発光線幅が増大し、分散ペナルティー特性（ＬＤ ９から得られる光信号を光ファイバで実際に数十ｋｍ伝送した際に生じる受信感度劣化）の悪化を招く。
【００３４】
なお、特許文献１には、半導体レーザの光出力信号の低レベルを調整するためにバイアス電流源を制御し、光出力信号の高レベルを調整するためにパルス電流源を制御する半導体レーザの光出力安定化回路が開示されている。
【００３５】
【特許文献１】
特開平６−１６９１２５号公報
【００３６】
【非特許文献１】
「トーン変調方式」、デザインウエーブマガジン、ＣＱ出版社発刊、２００１年８ 月号、ｐ１５４〜ｐ１５９、
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来の光送信モジュールは、半導体レーザの高温動作時に過剰な変調電流が流れ、消光比が過剰に増大し、緩和振動が増加し、さらに熱暴走が発生し、システムの信頼性を劣化させるという問題があった。
【００３８】
本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、半導体レーザの温度安定化を行わない場合に、レーザダイオードの高温動作時に過剰なパルス駆動電流が流れてレーザ出力光の消光比が必要以上に増大することや、緩和振動の増加による通信の品質劣化を抑制し、制御回路の暴走を防止して信頼性を高め得る光送信モジュールを提供することを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
本発明の光送信モジュールは、光通信のための入力信号の周波数より低い低周波のトーン信号を発生するトーン信号発生器と、前記トーン信号発生器で発生されたトーン信号の振幅を制御可能なトーン振幅制御回路と、前記トーン振幅制御回路の出力信号により前記光通信のための入力信号に対応した駆動パルス電流が変調制御され、変調された駆動パルス電流を出力するレーザ駆動回路と、前記レーザ駆動回路により駆動される光通信用の半導体レーザダイオードおよび前記半導体レーザダイオードの出力光を受光するモニタ用の光検出素子が組み込まれた光通信用半導体レーザモジュールと、前記モニタ用の光検出素子による検出電流から前記トーン信号の振幅を検出するトーン信号検出回路と、前記トーン信号検出回路により検出された第１の検出電圧を第１の基準電圧と比較して第１の差信号を生成し、前記トーン信号検出回路により検出されるトーン信号の振幅が一定となるように前記トーン振幅制御回路を前記第１の差信号に基づいて制御する第１の誤差増幅器と、前記光検出素子による検出電流から前記半導体レーザダイオードの出力光パワーを検出する出力光パワー検出回路と、前記出力光パワー検出回路により検出された第２の検出電圧を第２の基準電圧と比較して第２の差信号を生成し、前記出力光パワー検出回路により検出される出力光パワーが一定となるように前記第２の差信号に基づいて前記レーザ駆動回路を制御することにより、前記半導体レーザダイオードの直流バイアス電流を制御する第２の誤差増幅器と、前記レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限することにより前記半導体レーザダイオードの駆動パルス電流の増加を制限するレーザ駆動電流制限手段とを具備することを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００４１】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光通信用の半導体レーザダイオードの光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示している。
【００４２】
図１に示す構成は、図９に示した従来例の構成と比べて、第１の信号変換部（Ｇ２） ２とレーザ駆動部（Ｇ３） ３との間に制御回路（Ｇ７） １２が追加挿入され、レーザ駆動部（Ｇ３） ３の入力Ｖｏｕｔが制限されることによって変調電流の増加が抑制される点が異なり、その他は同じであるので図９中と同一符号を付している。
【００４３】
即ち、図１において、１ は第１の誤差増幅部（Ｇ１）、２ は第１の信号変換部（Ｇ２）、３ はレーザ駆動部（Ｇ３）、４ はトーン信号検出部（Ｇ４）、５ は変調電流検出部（Ｇ５）、６ は第２の信号変換部（Ｇ６）、７ はトーン信号発生器（低周波信号発生器）、８ は乗算器、９ は半導体レーザダイオード（ＬＤ）、１０はモニタ用フォトダイオード（ＰＤ）である。
【００４４】
前記Ｇ１ １は所望の変調電流を得るための基準信号Ｘ とＧ４ ４からフィードバックされた信号から誤差増幅を行い、フィードバックされた信号が一定となるように制御する信号を出力する。Ｇ１ １の出力信号は乗算器８ により低周波（トーン信号）が重畳されてＧ２ ２に入力される。このＧ２ ２は、乗算器 ８から入力された信号を、Ｇ３ ３の変調電流をＧ５ ５でモニタして得られた信号と比較し、変調電流制御信号を生成してＧ３ ３へ入力する。このＧ３ ３は、本例ではＬＤドライバＩＣとして構成されている。
【００４５】
上記したようなＧ２−Ｇ３−Ｇ５の閉ループにより、Ｇ３ ３で基準信号Ｘ に応じた所望の変調電流を得ることが可能となり、Ｇ３ ３で得られた変調電流に応じてＬＤ ９に電流が供給され、ＬＤ ９により電気／光変換された変調信号はモニタＰＤ １０により光／電気変換される。モニタＰＤ １０の出力に含まれる変調信号はＧ４ ４によってトーン信号のみが抽出され、その周波数成分が取り除かれ、大きさの成分のみがＧ１ １へフィードバックされる。本例では、上記したような制御により、Ｇ３ ３で得られた変調電流値とトーン信号振幅が同じになるように設定している。
【００４６】
図２は、図１中のレーザ駆動回路（Ｇ３） ３の一例を示す回路図である。
【００４７】
このレーザ駆動回路（Ｇ３） ３は、例えばエミッタ同士が共通接続された差動入力対をなすＮＰＮ トランジスタＱ１， Ｑ２と、上記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２のエミッタ共通接続ノードと接地ノードとの間に接続された電流源Ｉｖと、前記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２の一方のトランジスタＱ１のコレクタと電源ノードとの間に接続された負荷抵抗素子Ｒ と、前記差動入力対トランジスタＱ１，Ｑ２の他方のトランジスタＱ２のコレクタと接地ノードとの間に接続されたチョークコイルＬ およびバイアス制御用のＮＰＮ トランジスタＱ３とからなり、上記他方のトランジスタＱ２のコレクタと電源ノードとの間に前記ＬＤ９ が接続されている。
【００４８】
そして、前記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２のベースに差動入力端子Ｄａｔａ， ／Ｄａｔａから高速パルス信号が入力され、前記電流源Ｉｖの電流が前記制御回路（Ｇ７） １２の出力により制御され、前記バイアス制御用のＮＰＮ トランジスタＱ３のベースに前記（Ｇ６） ６の出力が印加される。
【００４９】
これにより、図１中の制御回路（Ｇ７） １２の出力に含まれるトーン信号により高速のパルス信号が振幅変調され、このトーン信号が重畳されたパルス電流とＧ６ ６の出力により制御された直流バイアス電流をＬＤ ９に印加する。
【００５０】
ところで、温度Ｔａが上がると、ＬＤ ９のＩ−Ｌ 特性の傾きは小さくなるので、重畳されたトーン信号の振幅も小さくなる。このため、フィードバック信号と基準信号Ｘ との差（誤差）が大きくなり、制御信号は変調電流を上げるように動作する。これにより、温度Ｔａの変化によるＬＤ ９のＩ−Ｌ 特性の変化を補償することが可能となる。
【００５１】
制御工学によれば、本例の構成は２次系の制御であり、その伝達関数Ｇ（ｓ）は
Ｇ（ｓ） ＝（１／Ｋ）＊ωｎ ２ ／（ｓ ２ ＋２ωｎｓ＋ ωｎ ２ ） …（１）
で与えられる。ここで、ｓ はラプラス演算子、ξは制動係数、ωｎ ２ は角振動周波数、１／Ｋ はゲインを示している。全ての構成の伝達関数が既知とは限らないので、Ｇ（ｓ）は実験にて求めることとなる。
【００５２】
ここで、一般的にξが発振しない値に設定された時、１／Ｋ が１になれば、ある一定の時間後に目的の制御が得られる。１にならない場合は、後段に増幅器などを設けて１にすることができる。
【００５３】
しかし、１／Ｋ を１にした場合においても、高温動作時の変調電流値は、Ｉ−Ｌ 特性の飽和により増加するので、先に述べたように過剰に変調電流を制御するおそれがある。このおそれを防止するために、本例では、Ｇ２ ２とＧ３ ３の間に制御回路（Ｇ７） １２を挿入している。
【００５４】
図３は、図１中の制御回路（Ｇ７） １２の一例を示す回路図である。
【００５５】
この制御回路（Ｇ７） １２において、ＶＧ２ は図１中のＧ２ ２から入力される信号電圧、ＯＰ１ はバッファ（Ｂｕｆｆｅｒ）増幅用の演算増幅器、Ｒ３は抵抗器、ＶｏｕｔはＧ７ １２から出力する制御信号電圧、２０は制御信号電圧Ｖｏｕｔを制限し、後段の図１中のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加を抑制するための電圧制限回路（リミッタ回路）を示している。
【００５６】
前記電圧制限回路２０は、電源電圧に依存しない基準電圧Ｖ ＋ を抵抗器Ｒ１， Ｒ２で分割し、この分割電圧を演算増幅器ＯＰ２ の非反転入力入力端子（＋） に入力し、この演算増幅器ＯＰ２ の出力端子と反転入力入力端子（−） との間にダイオードＤ１と抵抗器Ｒ４を直列に接続し、このダイオードＤ１と抵抗器Ｒ４の直列接続ノードを制御信号電圧Ｖｏｕｔの出力ノードに接続してなる。
【００５７】
図３の回路において、入力信号電圧ＶＧ２ は演算増幅器ＯＰ１ によりバッファ増幅され、制御信号電圧Ｖｏｕｔとして後段のＧ３に供給される。このＶｏｕｔは、通常はＶＧ２と同じ値が出力されるが、電圧制限回路２０により大きさが制限される。本例の回路構成の時のリミット電圧Ｖ ｌｉｍｉｔ は
Ｖ ｌｉｍｉｔ ＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＊ Ｖ＋ …（２）
となる。Ｒ１， Ｒ２を調整し、ＶｏｕｔをＶ ｌｉｍｉｔ に制限することにより、Ｉ−Ｌ 特性の飽和により発生する過剰な変調電流が流れることが制限できる。
【００５８】
図１に示した光送信モジュールは、光出力安定化回路の大部分（少なくとも、トーン信号発生器、レーザ駆動回路を含む）を内蔵したＬＳＩ と、この半導体装置の外部に配設され、レーザ駆動回路により駆動される光通信用ＬＤ ９およびモニタ用ＰＤ １０が組み込まれた半導体レーザモジュールと、前記ＬＳＩ に必要に応じて外付け接続される抵抗器などの複数個の部品が光ファイバ伝送装置内に組み込まれてなる。
【００５９】
上記したように第１の実施形態に係る光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールは、変調駆動される光通信用ＬＤ ９の環境温度や経年劣化などによる特性の変化を、変調電流の増減により制御することで消光比特性を一定に保つことを目的とした制御回路方式を採用している。そして、ＬＤ ９の消光比が大きく、緩和振動を許容できる範囲内のある値以下（熱暴走の発生を防止する値以下）に変調電流の増加を制限するように制御することによって、消光比が過剰に大きくなることを抑制し、Ｉ−Ｌ 特性の飽和（過剰な制御）による緩和振動の増加を抑制し、熱暴走の発生を防止することができる。
【００６０】
また、図３中の電圧制限回路２０の抵抗器Ｒ１， Ｒ２の前述したような調整を容易にするために、トリミング可能な抵抗器で構成することが望ましい。これにより、ＬＤ ９の個々の特性のバラツキに対応した設定が可能となるので、より広い範囲の特性のバラツキを吸収することができ、コストを低減できる。また、回路規模が小さく実装面積が限られている場合に特に有効である。
【００６１】
なお、図３中の電圧制限回路２０の抵抗器Ｒ１， Ｒ２の調整を容易にするため、図４に示すように、調整可能な抵抗器ＶＲを用い、抵抗器Ｒ１， Ｒ２とともに電圧制限回路２０ａ に外付け接続するようにしてもよい。ここで、電圧制限回路２０ａ は、前記電圧制限回路２０から抵抗器Ｒ１， Ｒ２を外部に分離したものである。
【００６２】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る光送信モジュールを示している。
【００６３】
図５に示す構成は、図９に示した従来例の構成と比べて、Ｇ４ ４とＧ１ １との間に制御部（Ｇ８） ５０が追加挿入され、Ｇ４ ４の出力電圧Ｖｉｎ が制御部（Ｇ８） ５０により制限されることによって、後段のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加が抑制される点が異なり、その他は同じであるので図９中と同一符号を付している。
【００６４】
図６は、図５中の制御部（Ｇ８） ５０の一例を示す回路図である。
【００６５】
図６に示す制御部（Ｇ８） ５０において、５１は制御回路、５２はＡ／Ｄ 変換器（Ａ／Ｄ） 、５３はマイクロコントローラ（ＭＰＵ） である。Ｖｉｎ は図５中の（Ｇ４） ４から制御回路５１に入力される電圧であり、抵抗器Ｒ１を介してバッファ（Ｂｕｆｆｅｒ）増幅用の演算増幅器ＯＰ１ の反転入力入力端子（−） に入力する。Ｖｏｕｔは演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧であり、その非反転入力入力端子（＋） は接地されており、その出力端子と反転入力入力端子（−） との間に抵抗器Ｒ２， Ｒ３が直列に接続されており、その直列接続ノードと接地ノードとの間に電子制御式ポテンシオメータＶＲが接続されている。
【００６６】
前記Ｖｉｎ はＡ／Ｄ ５２にも入力され、ここで電圧検出およびＡ／Ｄ 変換が行われてＭＰＵ ５３に取り込まれる。このＭＰＵ ５３は、書込み可能なＲＯＭ を内蔵しており、前記Ａ／Ｄ ５２から取り込んだデータをプログラムに基づいて処理し、演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧Ｖｏｕｔを制限するように前記電子制御式ポテンシオメータＶＲの抵抗値をデジタル的に制御する。これにより、制御回路５１は、制御電圧Ｖｏｕｔを制限し、後段の図５中のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加を抑制するための電圧制限回路（リミッタ回路）を形成している。
【００６７】
次に、図５および図６の回路の動作を説明する。
【００６８】
演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
【００６９】
Ｖｏｕｔ＝−［｛（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１｝＋Ｒ２＊Ｒ３／Ｒ１＊ＶＲ］＊Ｖｉｎ …（３）
ここで、ＭＰＵ ５３のＲＯＭ に、上記式（３）中のＶｉｎ が所望の制限値に近くなった時にポテンシオメータＶＲの抵抗値が小さくなるようなプログラムを書き込んでおくと、Ｖｉｎ が所望の制限値に近くなった時に演算増幅器ＯＰ１ の利得が小さくなるので、Ｖｏｕｔが過剰に大きくなることを制限できる。この際、Ｖｉｎ の値により段階的にポテンシオメータＶＲの抵抗値を下げるように設定することもプログラムによって可能であり、演算増幅器ＯＰ１ の利得も段階的に小さくできるので、スムーズな制御が可能となり、安定的な動作が可能となる。
【００７０】
また、Ｖｏｕｔの大きさが制限されることにより、図５中のＧ３ ３に入力される電圧が過剰に大きくなることが制限されるので、ＬＤ変調電流が過剰に増加することを防ぐことができる。
【００７１】
上記したように第２の実施形態に係る光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールは、前述した第１の実施形態と基本的に同様の効果が得られる。しかも、プログラムによりＬＤ駆動電流を段階的に調整することも可能となるので、駆動電流制限により発生する消光比特性の変化を抑制することができる。
【００７２】
【発明の効果】
上述したように本発明の光通信用半導体レーザの光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールによれば、半導体レーザの温度安定化を行わない場合に、レーザダイオードの高温動作時に過剰なパルス駆動電流が流れてレーザ出力光の消光比が必要以上に増大することや、緩和振動の増加による通信の品質劣化を抑制し、制御回路の暴走を防止し、信頼性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【図２】図１中のレーザ駆動回路（Ｇ３）の一例を示す回路図。
【図３】図１中の制御回路（Ｇ７）の一例を示す回路図。
【図４】図３中の電圧制限回路の変形例を示す回路図。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【図６】図５中の制御部（Ｇ８）の一例を示す回路図。
【図７】半導体レーザダイオードＬＤの駆動電流対発光出力特性の一般的な温度依存性を示す特性図。
【図８】半導体レーザダイオードＬＤの変調電流を一定に保ちながらＡＰＣ 制御した場合の消光特性を概念的に示す特性図。
【図９】従来の光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【符号の説明】
１ …第１の誤差増幅部（Ｇ１）、２ …第１の信号変換部（Ｇ２）、３ …レーザ駆動部（Ｇ３）、４ …トーン信号検出部（Ｇ４）、５ …変調電流検出部（Ｇ５）、６ …第２の信号変換部（Ｇ６）、７ …トーン信号発生器（低周波信号発生器）、８ …乗算器、９ …半導体レーザダイオード（ＬＤ）、１０…モニタ用フォトダイオード（ＰＤ）、１２…制御回路（Ｇ７）。
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信用の半導体レーザダイオードを用いた光送信モジュールに係り、特にトーン変調方式を用いてレーザ出力光を安定化する手段に関するもので、例えば１．５５μｍの波長帯と通常分散ファイバの組み合わせにおける長距離光ファイバ伝送装置に組み込まれて使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は、半導体レーザダイオード（ＬＤ）の駆動電流（注入電流）対発光出力特性（Ｉ−Ｌ 特性）の動作環境温度またはモジュールのケース温度Ｔａに対する一般的な温度依存性を示すものであり、横軸は駆動電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ） 、縦軸は光出力パワー（Ｏｐｔｉｃａｌ ｐｏｗｅｒ） を示す。
【０００３】
図７中、光出力が急激に立ち上がり始める部分の電流値は閾値電流（Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｃｕｒｒｅｎｔ） と呼ばれる。通常、光通信用送信装置は光出力がＴａに依存せずに一定になるように自動パワー制御（Ａｕｔｏ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＡＰＣ）制御が行われている。
【０００４】
なお、駆動電流の単位変化量ΔＩ に対する光出力パワーの変化量ΔＰ 、つまり、ΔＰ／ΔＩ は、Ｉ−Ｌ 特性のスロープ効率（Ｓｌｏｐｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）と呼ばれる。
【０００５】
図８は、半導体レーザダイオードＬＤの変調電流（Ｉｍｏｄ）を一定に保ちながらＡＰＣ制御した場合の消光特性の概念を示す。
【０００６】
図８中、Ｅｒは消光比、ＰＬは“０”レベルの光出力、ＰＨは“１”レベルの光出力をそれぞれ表わしている。
【０００７】
この消光特性から、低い温度（図８では−１０ ℃）ではバイアス電流が閾値電流以下になり、高い温度（ 図８では８５℃） ではバイアス電流が閾値電流以上になることが分かる。
【０００８】
バイアス電流が閾値電流以下になると緩和振動が大きくなり、アイパターン不良または長距離伝送後の符号誤り率にフロアを生じる。また、バイアス電流が閾値電流以上になると消光比劣化が生じ、受信器のＳ／Ｎ が悪くなり、符号誤り率特性不良が生じる。
【０００９】
そこで、ＬＤの出力光の消光比を安定化するために、ＬＤに対してペルチェ素子などによる温度の安定化を行う場合もあるが、低消費電力化・低コスト化を図るために温度の安定化を行わない場合もある。
【００１０】
このように温度の安定化を行わない場合に、ＬＤの温度特性を補償するためにＴａを検出する手段を設け、Ｔａに応じて変化する変調電流を得る（駆動パルス電流を最適に制御する）ことで、バイアス電流が閾値電流以上または以下にならないように制御する方式が知られている。
【００１１】
しかし、この方式ではＬＤ個々の特性を事前に測定して調整するかモジュールに組み込んだ後に温度特性を測定しながら調整するなどの必要性があり、調整に多大な時間を要する。また、この方式は平均光出力以外のＬＤの特性変化を検出していないので、Ｉ−Ｌ 特性の長期的な使用による劣化、特に特性の傾きの劣化を検出できない。
【００１２】
一方、通信信号の周波数よりも低い低周波信号をＬＤ変調電流に重畳し、Ｉ−Ｌ 特性の傾きの変化を検出した結果に応じてＬＤの変調電流を制御するトーン変調方式（例えば非特許文献１参照）を用いた光出力安定化回路が知られている。
【００１３】
トーン変調方式は、ＬＤの変調電流に低周波の正弦波信号（トーン信号）を重畳し、正弦波をモニタＰＤにより検出し、この正弦波の振幅が一定になるように前記変調電流に重畳する正弦波の振幅を制御する方式である。このようにトーン変調方式は、Ｉ−Ｌ 特性を直接にモニタすることと等価であるので、ＬＤの温度特性を知る必要がなく、調整の時間を短縮できる効果がある。
【００１４】
図９は、従来のトーン信号を重畳した変調電流制御方式を採用した光出力安定化回路を用いた光送信モジュールの構成例を示す。
【００１５】
この光送信モジュールにおいて、半導体レーザモジュールには、ＬＤ ９およびその光出力パワーを検出するフォトダイオード（ＰＤ） １０が組み込まれている。
【００１６】
第１の誤差増幅部（Ｇ１） １は、基準信号Ｘ と後述するトーン信号検出部（Ｇ４） ４から供給されるトーン検出信号との間の誤差を検出して増幅し、誤差電圧（直流）を生成するものである。
【００１７】
トーン信号発生器（低周波信号発生器）７ は、後述する通信信号より周波数が低い例えば１ｋＨｚ程度のパルス信号を生成し、このパルス信号を例えば低域濾波器を通して正弦波のトーン信号を発生するものである。
【００１８】
乗算器８ は、トーン信号発生器７ から供給されるトーン信号を第１の誤差増幅部Ｇ１の出力電圧に重畳（アナログ的に加算）するものである。
【００１９】
第１の信号変換部（Ｇ２） ２は、乗算器８ の出力に含まれるトーン信号を後述する変調電流検出部（Ｇ５） ５からの制御信号により振幅制御してレーザ駆動部（Ｇ３） ３でＬＤ変調電流を生成するための制御信号を生成するものである。
【００２０】
レーザ駆動部（Ｇ３） ３は、差動入力端子ＤＡＴＡ， ／ＤＡＴＡに入力される通信信号（高速パルス信号）が第１の信号変換部（Ｇ２）から入力される制御信号により振幅変調され、バイアス端子に後述する第２の信号変換部（Ｇ６）から入力される制御信号によりバイアス電流が制御されるものである。これにより、トーン信号が重畳された高速パルス電流と直流バイアス電流からなるレーザ駆動電流（ＬＤ駆動電流）を生成してＬＤ ９に印加する。
【００２１】
トーン信号検出部（Ｇ４） ４は、モニタＰＤ １０の出力信号中のトーン信号の大きさを検出し、検出出力を第１の誤差増幅部（Ｇ１）の比較入力とするものである。
【００２２】
変調電流検出部（Ｇ５） ５は、レーザ駆動部（Ｇ３） ３の変調電流の大きさを検出し、検出出力を第１の信号変換部（Ｇ２） ２の制御入力とするものである。
【００２３】
第２の信号変換部（Ｇ６） ６は、モニタＰＤ １０の出力信号の大きさの平均値を基準信号Ｙ と比較して検出し、レーザ駆動部（Ｇ３） ３でＬＤバイアス電流を生成するための制御信号を生成するものである。
【００２４】
次に、図９に示した光送信モジュールの動作について詳述する。
【００２５】
第１の信号変換部（Ｇ２） ２は、第１の誤差増幅部（Ｇ１） １で生成された信号に乗算器８ でトーン信号が重畳された信号を基準として、変調電流検出部（Ｇ５） ５によって検出された信号を比較し、比較結果に応じた電圧をレーザ駆動部（Ｇ３） ３の変調電流制御端子に供給する。
【００２６】
レーザ駆動部（Ｇ３） ３は、差動入力端子ＤＡＴＡ， ／ＤＡＴＡから入力された高速パルス信号と変調電流制御端子に変調電流検出部（Ｇ５） ５から入力された電圧に基づいてＬＤ駆動電流を生成する。このＬＤ駆動電流は、ＬＤ ９の閾値電流に相当する直流バイアス電流を駆動パルス電流に重畳した電流であり、トーン信号が重畳されている。
【００２７】
ＬＤ ９はレーザ駆動部（Ｇ３） ３から供給されるＬＤ駆動電流（トーン信号成分が重畳した電流）を光信号に変換する。モニタＰＤ １０は、ＬＤ ９の光出力を電流（一般に数百μＡ 程度）に変換する。
【００２８】
トーン信号検出部（Ｇ４） ４は、モニタＰＤ １０の出力電流中のトーン信号成分のみを選択的に抽出し、その大きさ成分に応じた直流電圧を生成する。トーン信号検出部（Ｇ４） ４により生成された信号は第１の誤差増幅部（Ｇ１） １にフィードバックされる。このようにトーン信号検出部（Ｇ４） ４を介した閉ループが形成されている。
【００２９】
第１の誤差増幅部（Ｇ１） １は、トーン信号の大きさが一定となるように制御電圧を生成する。同時に、変調電流値にある係数を掛ける（または加える）などの操作を行って変調電流制御信号を生成することにより、基準信号Ｘ に応じた所望の変調電流を得ることが可能となる。
【００３０】
第２の信号変換部（Ｇ６） ６は、モニタＰＤ １０により変換された電流を平均化してＬＤ ９の出力パワーを検出し、検出信号を基準信号Ｙ と比較して誤差増幅を行い、レーザ駆動部（Ｇ３） ３のバイアス制御端子に電圧を供給し、ＬＤ ９の出力パワーが一定値となるようにＬＤ ９に印加する直流バイアス電流を制御する。この第２の信号変換部（Ｇ６） ６を介した閉ループは一般にＡＰＣ 回路と言われる。
【００３１】
上記したような閉ループ制御により、ＬＤ ９の消光比と光出力を温度Ｔａに依存せずに所望の一定値とすることが可能となる。しかし、高温動作時にＩ−Ｌ 特性の傾きが小さくなると、変調電流は増加するが、この変調電流の増加に伴ってＬＤ ９が発熱し、さらに、Ｉ−Ｌ 特性の傾きが小さくなり、それによってさらに変調電流を増加させて発熱するといった悪循環に陥って制御不能（熱暴走）になり、システムの信頼性を劣化させる問題がある。
【００３２】
また、図７中に示すように、ＬＤ ９の特性として、高温（８５℃）時のＩ−Ｌ 特性のように、高電流が注入される領域においては光出力が飽和する傾向が挙げられる。Ｉ−Ｌ 特性の飽和により、重畳されたトーン信号の振幅は小さくなり、スロープ効率（ΔＰ／ΔＩ ）が小さくなる。しかし、制御回路はトーン信号の振幅を一定に保とうとするので、高温動作時に室温動作時と同じ光出力を得ようとして変調電流を大きくしてしまい、その結果、高温動作時に消光比が大きくなってしまう。消光比が大きくなるとＳ／Ｎ は良くなるが、消光比が過剰に大きくなると、緩和振動が増加し、アイマスク規格に対する不良が生じる。
【００３３】
特に、１．５５μｍ の波長帯と通常分散ファイバの組み合わせにおける長距離伝送においては、前記緩和振動の増加は分散が大きくなるので、伝送の品質が劣化が発生し、問題となる。即ち、消光比が過剰に大きくなると、ＬＤ ９の発光線幅が増大し、分散ペナルティー特性（ＬＤ ９から得られる光信号を光ファイバで実際に数十ｋｍ伝送した際に生じる受信感度劣化）の悪化を招く。
【００３４】
なお、特許文献１には、半導体レーザの光出力信号の低レベルを調整するためにバイアス電流源を制御し、光出力信号の高レベルを調整するためにパルス電流源を制御する半導体レーザの光出力安定化回路が開示されている。
【００３５】
【特許文献１】
特開平６−１６９１２５号公報
【００３６】
【非特許文献１】
「トーン変調方式」、デザインウエーブマガジン、ＣＱ出版社発刊、２００１年８ 月号、ｐ１５４〜ｐ１５９、
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来の光送信モジュールは、半導体レーザの高温動作時に過剰な変調電流が流れ、消光比が過剰に増大し、緩和振動が増加し、さらに熱暴走が発生し、システムの信頼性を劣化させるという問題があった。
【００３８】
本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、半導体レーザの温度安定化を行わない場合に、レーザダイオードの高温動作時に過剰なパルス駆動電流が流れてレーザ出力光の消光比が必要以上に増大することや、緩和振動の増加による通信の品質劣化を抑制し、制御回路の暴走を防止して信頼性を高め得る光送信モジュールを提供することを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
本発明の光送信モジュールは、光通信のための入力信号の周波数より低い低周波のトーン信号を発生するトーン信号発生器と、前記トーン信号発生器で発生されたトーン信号の振幅を制御可能なトーン振幅制御回路と、前記トーン振幅制御回路の出力信号により前記光通信のための入力信号に対応した駆動パルス電流が変調制御され、変調された駆動パルス電流を出力するレーザ駆動回路と、前記レーザ駆動回路により駆動される光通信用の半導体レーザダイオードおよび前記半導体レーザダイオードの出力光を受光するモニタ用の光検出素子が組み込まれた光通信用半導体レーザモジュールと、前記モニタ用の光検出素子による検出電流から前記トーン信号の振幅を検出するトーン信号検出回路と、前記トーン信号検出回路により検出された第１の検出電圧を第１の基準電圧と比較して第１の差信号を生成し、前記トーン信号検出回路により検出されるトーン信号の振幅が一定となるように前記トーン振幅制御回路を前記第１の差信号に基づいて制御する第１の誤差増幅器と、前記光検出素子による検出電流から前記半導体レーザダイオードの出力光パワーを検出する出力光パワー検出回路と、前記出力光パワー検出回路により検出された第２の検出電圧を第２の基準電圧と比較して第２の差信号を生成し、前記出力光パワー検出回路により検出される出力光パワーが一定となるように前記第２の差信号に基づいて前記レーザ駆動回路を制御することにより、前記半導体レーザダイオードの直流バイアス電流を制御する第２の誤差増幅器と、前記レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限することにより前記半導体レーザダイオードの駆動パルス電流の増加を制限するレーザ駆動電流制限手段とを具備することを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００４１】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光通信用の半導体レーザダイオードの光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示している。
【００４２】
図１に示す構成は、図９に示した従来例の構成と比べて、第１の信号変換部（Ｇ２） ２とレーザ駆動部（Ｇ３） ３との間に制御回路（Ｇ７） １２が追加挿入され、レーザ駆動部（Ｇ３） ３の入力Ｖｏｕｔが制限されることによって変調電流の増加が抑制される点が異なり、その他は同じであるので図９中と同一符号を付している。
【００４３】
即ち、図１において、１ は第１の誤差増幅部（Ｇ１）、２ は第１の信号変換部（Ｇ２）、３ はレーザ駆動部（Ｇ３）、４ はトーン信号検出部（Ｇ４）、５ は変調電流検出部（Ｇ５）、６ は第２の信号変換部（Ｇ６）、７ はトーン信号発生器（低周波信号発生器）、８ は乗算器、９ は半導体レーザダイオード（ＬＤ）、１０はモニタ用フォトダイオード（ＰＤ）である。
【００４４】
前記Ｇ１ １は所望の変調電流を得るための基準信号Ｘ とＧ４ ４からフィードバックされた信号から誤差増幅を行い、フィードバックされた信号が一定となるように制御する信号を出力する。Ｇ１ １の出力信号は乗算器８ により低周波（トーン信号）が重畳されてＧ２ ２に入力される。このＧ２ ２は、乗算器 ８から入力された信号を、Ｇ３ ３の変調電流をＧ５ ５でモニタして得られた信号と比較し、変調電流制御信号を生成してＧ３ ３へ入力する。このＧ３ ３は、本例ではＬＤドライバＩＣとして構成されている。
【００４５】
上記したようなＧ２−Ｇ３−Ｇ５の閉ループにより、Ｇ３ ３で基準信号Ｘ に応じた所望の変調電流を得ることが可能となり、Ｇ３ ３で得られた変調電流に応じてＬＤ ９に電流が供給され、ＬＤ ９により電気／光変換された変調信号はモニタＰＤ １０により光／電気変換される。モニタＰＤ １０の出力に含まれる変調信号はＧ４ ４によってトーン信号のみが抽出され、その周波数成分が取り除かれ、大きさの成分のみがＧ１ １へフィードバックされる。本例では、上記したような制御により、Ｇ３ ３で得られた変調電流値とトーン信号振幅が同じになるように設定している。
【００４６】
図２は、図１中のレーザ駆動回路（Ｇ３） ３の一例を示す回路図である。
【００４７】
このレーザ駆動回路（Ｇ３） ３は、例えばエミッタ同士が共通接続された差動入力対をなすＮＰＮ トランジスタＱ１， Ｑ２と、上記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２のエミッタ共通接続ノードと接地ノードとの間に接続された電流源Ｉｖと、前記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２の一方のトランジスタＱ１のコレクタと電源ノードとの間に接続された負荷抵抗素子Ｒ と、前記差動入力対トランジスタＱ１，Ｑ２の他方のトランジスタＱ２のコレクタと接地ノードとの間に接続されたチョークコイルＬ およびバイアス制御用のＮＰＮ トランジスタＱ３とからなり、上記他方のトランジスタＱ２のコレクタと電源ノードとの間に前記ＬＤ９ が接続されている。
【００４８】
そして、前記差動入力対トランジスタＱ１， Ｑ２のベースに差動入力端子Ｄａｔａ， ／Ｄａｔａから高速パルス信号が入力され、前記電流源Ｉｖの電流が前記制御回路（Ｇ７） １２の出力により制御され、前記バイアス制御用のＮＰＮ トランジスタＱ３のベースに前記（Ｇ６） ６の出力が印加される。
【００４９】
これにより、図１中の制御回路（Ｇ７） １２の出力に含まれるトーン信号により高速のパルス信号が振幅変調され、このトーン信号が重畳されたパルス電流とＧ６ ６の出力により制御された直流バイアス電流をＬＤ ９に印加する。
【００５０】
ところで、温度Ｔａが上がると、ＬＤ ９のＩ−Ｌ 特性の傾きは小さくなるので、重畳されたトーン信号の振幅も小さくなる。このため、フィードバック信号と基準信号Ｘ との差（誤差）が大きくなり、制御信号は変調電流を上げるように動作する。これにより、温度Ｔａの変化によるＬＤ ９のＩ−Ｌ 特性の変化を補償することが可能となる。
【００５１】
制御工学によれば、本例の構成は２次系の制御であり、その伝達関数Ｇ（ｓ）は
Ｇ（ｓ） ＝（１／Ｋ）＊ωｎ ２ ／（ｓ ２ ＋２ωｎｓ＋ ωｎ ２ ） …（１）
で与えられる。ここで、ｓ はラプラス演算子、ξは制動係数、ωｎ ２ は角振動周波数、１／Ｋ はゲインを示している。全ての構成の伝達関数が既知とは限らないので、Ｇ（ｓ）は実験にて求めることとなる。
【００５２】
ここで、一般的にξが発振しない値に設定された時、１／Ｋ が１になれば、ある一定の時間後に目的の制御が得られる。１にならない場合は、後段に増幅器などを設けて１にすることができる。
【００５３】
しかし、１／Ｋ を１にした場合においても、高温動作時の変調電流値は、Ｉ−Ｌ 特性の飽和により増加するので、先に述べたように過剰に変調電流を制御するおそれがある。このおそれを防止するために、本例では、Ｇ２ ２とＧ３ ３の間に制御回路（Ｇ７） １２を挿入している。
【００５４】
図３は、図１中の制御回路（Ｇ７） １２の一例を示す回路図である。
【００５５】
この制御回路（Ｇ７） １２において、ＶＧ２ は図１中のＧ２ ２から入力される信号電圧、ＯＰ１ はバッファ（Ｂｕｆｆｅｒ）増幅用の演算増幅器、Ｒ３は抵抗器、ＶｏｕｔはＧ７ １２から出力する制御信号電圧、２０は制御信号電圧Ｖｏｕｔを制限し、後段の図１中のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加を抑制するための電圧制限回路（リミッタ回路）を示している。
【００５６】
前記電圧制限回路２０は、電源電圧に依存しない基準電圧Ｖ ＋ を抵抗器Ｒ１， Ｒ２で分割し、この分割電圧を演算増幅器ＯＰ２ の非反転入力入力端子（＋） に入力し、この演算増幅器ＯＰ２ の出力端子と反転入力入力端子（−） との間にダイオードＤ１と抵抗器Ｒ４を直列に接続し、このダイオードＤ１と抵抗器Ｒ４の直列接続ノードを制御信号電圧Ｖｏｕｔの出力ノードに接続してなる。
【００５７】
図３の回路において、入力信号電圧ＶＧ２ は演算増幅器ＯＰ１ によりバッファ増幅され、制御信号電圧Ｖｏｕｔとして後段のＧ３に供給される。このＶｏｕｔは、通常はＶＧ２と同じ値が出力されるが、電圧制限回路２０により大きさが制限される。本例の回路構成の時のリミット電圧Ｖ ｌｉｍｉｔ は
Ｖ ｌｉｍｉｔ ＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＊ Ｖ＋ …（２）
となる。Ｒ１， Ｒ２を調整し、ＶｏｕｔをＶ ｌｉｍｉｔ に制限することにより、Ｉ−Ｌ 特性の飽和により発生する過剰な変調電流が流れることが制限できる。
【００５８】
図１に示した光送信モジュールは、光出力安定化回路の大部分（少なくとも、トーン信号発生器、レーザ駆動回路を含む）を内蔵したＬＳＩ と、この半導体装置の外部に配設され、レーザ駆動回路により駆動される光通信用ＬＤ ９およびモニタ用ＰＤ １０が組み込まれた半導体レーザモジュールと、前記ＬＳＩ に必要に応じて外付け接続される抵抗器などの複数個の部品が光ファイバ伝送装置内に組み込まれてなる。
【００５９】
上記したように第１の実施形態に係る光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールは、変調駆動される光通信用ＬＤ ９の環境温度や経年劣化などによる特性の変化を、変調電流の増減により制御することで消光比特性を一定に保つことを目的とした制御回路方式を採用している。そして、ＬＤ ９の消光比が大きく、緩和振動を許容できる範囲内のある値以下（熱暴走の発生を防止する値以下）に変調電流の増加を制限するように制御することによって、消光比が過剰に大きくなることを抑制し、Ｉ−Ｌ 特性の飽和（過剰な制御）による緩和振動の増加を抑制し、熱暴走の発生を防止することができる。
【００６０】
また、図３中の電圧制限回路２０の抵抗器Ｒ１， Ｒ２の前述したような調整を容易にするために、トリミング可能な抵抗器で構成することが望ましい。これにより、ＬＤ ９の個々の特性のバラツキに対応した設定が可能となるので、より広い範囲の特性のバラツキを吸収することができ、コストを低減できる。また、回路規模が小さく実装面積が限られている場合に特に有効である。
【００６１】
なお、図３中の電圧制限回路２０の抵抗器Ｒ１， Ｒ２の調整を容易にするため、図４に示すように、調整可能な抵抗器ＶＲを用い、抵抗器Ｒ１， Ｒ２とともに電圧制限回路２０ａ に外付け接続するようにしてもよい。ここで、電圧制限回路２０ａ は、前記電圧制限回路２０から抵抗器Ｒ１， Ｒ２を外部に分離したものである。
【００６２】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る光送信モジュールを示している。
【００６３】
図５に示す構成は、図９に示した従来例の構成と比べて、Ｇ４ ４とＧ１ １との間に制御部（Ｇ８） ５０が追加挿入され、Ｇ４ ４の出力電圧Ｖｉｎ が制御部（Ｇ８） ５０により制限されることによって、後段のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加が抑制される点が異なり、その他は同じであるので図９中と同一符号を付している。
【００６４】
図６は、図５中の制御部（Ｇ８） ５０の一例を示す回路図である。
【００６５】
図６に示す制御部（Ｇ８） ５０において、５１は制御回路、５２はＡ／Ｄ 変換器（Ａ／Ｄ） 、５３はマイクロコントローラ（ＭＰＵ） である。Ｖｉｎ は図５中の（Ｇ４） ４から制御回路５１に入力される電圧であり、抵抗器Ｒ１を介してバッファ（Ｂｕｆｆｅｒ）増幅用の演算増幅器ＯＰ１ の反転入力入力端子（−） に入力する。Ｖｏｕｔは演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧であり、その非反転入力入力端子（＋） は接地されており、その出力端子と反転入力入力端子（−） との間に抵抗器Ｒ２， Ｒ３が直列に接続されており、その直列接続ノードと接地ノードとの間に電子制御式ポテンシオメータＶＲが接続されている。
【００６６】
前記Ｖｉｎ はＡ／Ｄ ５２にも入力され、ここで電圧検出およびＡ／Ｄ 変換が行われてＭＰＵ ５３に取り込まれる。このＭＰＵ ５３は、書込み可能なＲＯＭ を内蔵しており、前記Ａ／Ｄ ５２から取り込んだデータをプログラムに基づいて処理し、演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧Ｖｏｕｔを制限するように前記電子制御式ポテンシオメータＶＲの抵抗値をデジタル的に制御する。これにより、制御回路５１は、制御電圧Ｖｏｕｔを制限し、後段の図５中のＧ３ ３によるＬＤ変調電流の増加を抑制するための電圧制限回路（リミッタ回路）を形成している。
【００６７】
次に、図５および図６の回路の動作を説明する。
【００６８】
演算増幅器ＯＰ１ から出力する制御電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
【００６９】
Ｖｏｕｔ＝−［｛（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１｝＋Ｒ２＊Ｒ３／Ｒ１＊ＶＲ］＊Ｖｉｎ …（３）
ここで、ＭＰＵ ５３のＲＯＭ に、上記式（３）中のＶｉｎ が所望の制限値に近くなった時にポテンシオメータＶＲの抵抗値が小さくなるようなプログラムを書き込んでおくと、Ｖｉｎ が所望の制限値に近くなった時に演算増幅器ＯＰ１ の利得が小さくなるので、Ｖｏｕｔが過剰に大きくなることを制限できる。この際、Ｖｉｎ の値により段階的にポテンシオメータＶＲの抵抗値を下げるように設定することもプログラムによって可能であり、演算増幅器ＯＰ１ の利得も段階的に小さくできるので、スムーズな制御が可能となり、安定的な動作が可能となる。
【００７０】
また、Ｖｏｕｔの大きさが制限されることにより、図５中のＧ３ ３に入力される電圧が過剰に大きくなることが制限されるので、ＬＤ変調電流が過剰に増加することを防ぐことができる。
【００７１】
上記したように第２の実施形態に係る光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールは、前述した第１の実施形態と基本的に同様の効果が得られる。しかも、プログラムによりＬＤ駆動電流を段階的に調整することも可能となるので、駆動電流制限により発生する消光比特性の変化を抑制することができる。
【００７２】
【発明の効果】
上述したように本発明の光通信用半導体レーザの光出力安定化回路およびそれを用いた光送信モジュールによれば、半導体レーザの温度安定化を行わない場合に、レーザダイオードの高温動作時に過剰なパルス駆動電流が流れてレーザ出力光の消光比が必要以上に増大することや、緩和振動の増加による通信の品質劣化を抑制し、制御回路の暴走を防止し、信頼性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【図２】図１中のレーザ駆動回路（Ｇ３）の一例を示す回路図。
【図３】図１中の制御回路（Ｇ７）の一例を示す回路図。
【図４】図３中の電圧制限回路の変形例を示す回路図。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【図６】図５中の制御部（Ｇ８）の一例を示す回路図。
【図７】半導体レーザダイオードＬＤの駆動電流対発光出力特性の一般的な温度依存性を示す特性図。
【図８】半導体レーザダイオードＬＤの変調電流を一定に保ちながらＡＰＣ 制御した場合の消光特性を概念的に示す特性図。
【図９】従来の光出力安定化回路を用いた光送信モジュールを示す構成説明図。
【符号の説明】
１ …第１の誤差増幅部（Ｇ１）、２ …第１の信号変換部（Ｇ２）、３ …レーザ駆動部（Ｇ３）、４ …トーン信号検出部（Ｇ４）、５ …変調電流検出部（Ｇ５）、６ …第２の信号変換部（Ｇ６）、７ …トーン信号発生器（低周波信号発生器）、８ …乗算器、９ …半導体レーザダイオード（ＬＤ）、１０…モニタ用フォトダイオード（ＰＤ）、１２…制御回路（Ｇ７）。
Claims (6)
- 光通信のための入力信号の周波数より低い低周波のトーン信号を発生するトーン信号発生器と、
前記トーン信号発生器で発生されたトーン信号の振幅を制御可能なトーン振幅制御回路と、
前記トーン振幅制御回路の出力信号により前記光通信のための入力信号に対応した駆動パルス電流が変調制御され、変調された駆動パルス電流を出力するレーザ駆動回路と、
前記レーザ駆動回路により駆動される光通信用の半導体レーザダイオードおよび前記半導体レーザダイオードの出力光を受光するモニタ用の光検出素子が組み込まれた光通信用半導体レーザモジュールと、
前記モニタ用の光検出素子による検出電流から前記トーン信号の振幅を検出するトーン信号検出回路と、
前記トーン信号検出回路により検出された第１の検出電圧を第１の基準電圧と比較して第１の差信号を生成し、前記トーン信号検出回路により検出されるトーン信号の振幅が一定となるように前記トーン振幅制御回路を前記第１の差信号に基づいて制御する第１の誤差増幅器と、
前記光検出素子による検出電流から前記半導体レーザダイオードの出力光パワーを検出する出力光パワー検出回路と、
前記出力光パワー検出回路により検出された第２の検出電圧を第２の基準電圧と比較して第２の差信号を生成し、前記出力光パワー検出回路により検出される出力光パワーが一定となるように前記第２の差信号に基づいて前記レーザ駆動回路を制御することにより、前記半導体レーザダイオードの直流バイアス電流を制御する第２の誤差増幅器と、
前記レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限することにより前記半導体レーザダイオードの駆動パルス電流の増加を制限するレーザ駆動電流制限手段
とを具備することを特徴とする光送信モジュール。 - 前記レーザ駆動電流制限手段は、
前記トーン振幅制御回路から入力される信号電圧をバッファ増幅する第１の演算増幅器と、
前記第１の演算増幅器から出力される制御信号電圧の大きさを制限して前記レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限する電圧制限回路とを有し、
前記電圧制限回路は、
電源電圧に依存しない基準電圧を分割する分圧用抵抗器と、
前記分圧抵抗器による分圧電圧が非反転入力入力端子に入力する第２の演算増幅器と、
前記第２の演算増幅器の出力端子と反転入力入力端子との間に直列に接続されたダイオードおよび抵抗器とを有し、
前記ダイオードおよび抵抗器の中間ノードが電圧制限回路出力ノードに接続されていることを特徴とする請求項１記載の光送信モジュール。 - 前記分圧用抵抗器は、抵抗値のトリミング調整が可能であることを特徴とする請求項２記載の光送信モジュール。
- 少なくとも前記レーザ駆動回路は半導体集積回路装置に内蔵されており、
前記電圧制限回路の分圧用抵抗器は前記半導体集積回路装置の外付け接続されていることを特徴とする請求項２記載の光送信モジュール。 - 前記レーザ駆動電流制限手段は、
前記トーン信号検出回路より検出された第１の検出電圧が第１の抵抗器を介して反転入力入力端子に入力され、これをバッファ増幅して前記第１の誤差増幅器に入力する演算増幅器と、
前記演算増幅器から出力される制御電圧の大きさを制限して前記レーザ駆動回路に与える変調電流制御信号の大きさを制限する電圧制限手段とを有し、
前記電圧制限手段は、
前記演算増幅器の出力端子と反転入力入力端子との間に直列に接続された少なくとも２個の抵抗器と、
前記２個の抵抗器の直列接続ノードと接地ノードとの間に接続された電子制御式可変抵抗器と、
前記第１の検出電圧に基づいて前記演算増幅器から出力する制御電圧を所望の値に制限する電圧制御手段
とを有することを特徴とする請求項２記載の光送信モジュール。 - 前記電圧制御手段は、
前記トーン信号検出回路より検出された第１の検出電圧が入力され、これを電圧検出してＡ／Ｄ 変換を行うＡ／Ｄ 変換器と、
書込み可能なＲＯＭ を内蔵し、前記Ａ／Ｄ 変換器から取り込んだデータをプログラムに基づいて処理し、前記演算増幅器から出力する制御電圧を所望の値に制限するように前記電子制御式可変抵抗器の抵抗値をデジタル的に制御するマイクロコントローラ
とを具備することを特徴とする請求項５記載の光送信モジュール。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2003109412A JP2004320245A (ja) | 2003-04-14 | 2003-04-14 | 光送信モジュール |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2003109412A JP2004320245A (ja) | 2003-04-14 | 2003-04-14 | 光送信モジュール |
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|---|---|
| JP2004320245A true JP2004320245A (ja) | 2004-11-11 |
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|---|---|---|---|
| JP2003109412A Pending JP2004320245A (ja) | 2003-04-14 | 2003-04-14 | 光送信モジュール |
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| JP (1) | JP2004320245A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2003
- 2003-04-14 JP JP2003109412A patent/JP2004320245A/ja active Pending
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