JP2004318727A - アナログモニター回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ASIC化に適した外付け部品が少なく安価なアナログモニター回路を提供する。
【解決手段】レジスタ31と、レジスタ31に設けられたアキュムレータ33と、レジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算する演算加算器32とを備え、アキュムレータ33が演算加算器32の出力をクロックCKで保持するようにしたアナログモニター回路において、レジスタ31のLSBが0の場合は、そのまま演算加算器32のオーバーフローと前記クロックCKとのORを取り、レジスタ31のMSBが1の場合は、演算加算器32のオーバーフローが無い時と前記クロックCKとのANDで前記クロックCKをLにするように合成し、このオーバーフローとクロックCKを合成した信号を積分する事で、アナログ電圧を得る。
【選択図】 図1
【解決手段】レジスタ31と、レジスタ31に設けられたアキュムレータ33と、レジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算する演算加算器32とを備え、アキュムレータ33が演算加算器32の出力をクロックCKで保持するようにしたアナログモニター回路において、レジスタ31のLSBが0の場合は、そのまま演算加算器32のオーバーフローと前記クロックCKとのORを取り、レジスタ31のMSBが1の場合は、演算加算器32のオーバーフローが無い時と前記クロックCKとのANDで前記クロックCKをLにするように合成し、このオーバーフローとクロックCKを合成した信号を積分する事で、アナログ電圧を得る。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばFA装置に用いられる簡易のアナログモニター回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3は、従来のアナログモニター回路の例を示すブロック図であり、その回路の一部は本出願人により出願されたデジタルパルス幅変換回路を用いたものである(例えば、特許文献1を参照)。
以下、図3に基づいて従来技術を説明する。
図3において、1はデジタルパルス幅変換回路、2はオープンコレクタバッファ、3および4は演算増幅器、5、6、7、8、9および10は抵抗、11および12はコンデンサーである。
デジタルパルス幅変換回路1は、最大値と最小値の間でクロック信号のカウントアップおよびカウントダウンを繰り返す図示しないアップダウンカウンタと、前記アップダウンカウンタのカウント値が図示しない上位CPUからのデータ値に応じた閾値を通る毎に、出力の論理レベルを変える図示しないパルス形成回路を備える。
図4は従来のアナログモニター回路に用いたデジタルパルス幅変換回路1の動作説明図である。図4に示すように、デジタルパルス幅変換回路1の出力Qは前記データ値の大きさに応じたパルス幅を持つ一定周期のパルスであり、前記データ値が0の時はデューティ50%であるが、正のデータ値が大きくなるに従いHighの幅が広がり、逆に負のデータ値が大きくなるに従いLowの幅が広がる。
図3において、破線で囲まれた回路20は、前記デジタルパルス幅変換回路1の出力QのHigh、Lowを一定の大きさの正極性電圧と負極性電圧に変換するレベル変換回路である。前記デジタルパルス幅変換回路1の出力Qはオープンコレクタバッファ2に接続されており、前記オープンコレクタバッファ2がオンしている期間では、演算増幅器3の+端子は0Vである。したがって、抵抗7と抵抗8を同じ抵抗値にすることで、演算増幅器3は入出力1対1の反転アンプとなり、演算増幅器3の出力は −Vrefとなる。一方、前記オープンコレクタバッファ2の出力がオープンの期間では、演算増幅器3の+端子は+Vrefとなり、演算増幅器3の出力も +Vrefとなる。同じく、図3において、破線で囲まれた回路21は、+Vrefおよび−Vrefに変換された前記デジタルパルス幅変換回路1の出力Qを、両極性のアナログ電圧に変換するための2次のバタワースフィルター回路であり、抵抗9、10、コンデンサー11、12 および演算増幅器4を備える。
以上述べてきたこれらの回路のうち、デジタルパルス幅変換回路1はASIC(Application Specific Integrated Circuit)化されているが、他の部品は外付けである。
【0003】
【特許文献1】
特公平8−8775号公報 (明細書 第2頁〜3頁、図1〜図3を参照)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来技術では、変調されたパルス幅を電圧に変換するには演算増幅器を用い、バタワースフィルターなどを使用するので回路が煩雑になるという問題があった。単にサーボドライバのモニター程度に使用する物であればさほどの精度は必要とせず、むしろコストの低いものが要求される。
そこで、ASIC化に適した外付け部品の少なく安価なアナログモニター回路を提供することを目的とするものである。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項1の本発明は、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタと、前記レジスタに設けられたアキュムレータと、前記レジスタの値と前記アキュムレータの値を加算する演算加算器とを備え、前記アキュムレータが前記演算加算器の出力をクロックで保持するようにしたアナログモニター回路において、前記演算加算器から出力される前記レジスタの値に比例したオーバーフローを前記クロックと合成し、このオーバーフローを合成した信号を積分する事で、アナログ電圧とするようにしたものである。
また、請求項2の本発明は請求項1に記載のアナログモニター回路において、前記オーバーフローの合成時に、前記レジスタのMSBが0の場合は、そのまま前記演算加算器のオーバーフローと前記クロックとのORを取り、前記レジスタのMSBが1の場合は、前記演算加算器のオーバーフローが無い時と前記クロックとのANDで前記クロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたものである。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
図1は本発明の実施例を示すアナログモニター回路のブロック図である。31はレジスタ、32は演算加算器、33はアキュムレータ、34および35はインバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート、36および37はNANDゲート、38、40、および41は抵抗、39はコンデンサーである。
図示しない上位CPUからのD/A変換用のデータ値はレジスタ31に書き込まれる。レジスタ31の出力は純2進データであり、この中の最上位ビット(MSB)は正負を判別するための信号で、0が正、1が負であり、この最上位ビットを除き演算加算器32に入力される。
本発明の特徴は以下のとおりである。
すなわち、レジスタ31の出力は純2進データであるので、負数は2の補数となる点である。オーバーフロー以外の演算加算器32の出力はアキュムレータ33へ入力され一時保持される。さらに、アキュムレータ33の出力はレジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算するように前記演算加算器32に入力される。アキュムレータ33はクロックCKで演算加算器32の出力をサンプリングするので、前記クロックCKが入力される度にアキュムレータ33の内容にレジスタ31のデータ値が加算される。
例えば、MSBが0(前記データ値が正)で、MSBを除くデータ値が仮に4ビットのデータ 0010の場合、前記クロックCKが入力される度に演算加算器32の演算結果は、
0010
0100
0110
1000
1010
1100
1110
0000 オーバーフローof=1
0010
以下繰り返しとなり、8クロック毎に1回オーバーフローofが演算加算器32から出力される。すなわち、レジスタ31の値に比例したオーバーフローofが演算加算器32から出力されることになる。
前記MSBが0の時、すなわち、前記データ値が正の時は、インバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート34の出力は常にHighであり、NANDゲート36の出力は前記クロックCKの反転信号となり、NANDゲート37に入力される。前記オーバーフローofはインバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート35と上記NANDゲート37により、デューティ50%である前記クロックCKと「OR」で合成され、すなわち、図2に示すように前記クロックCKの谷Bを埋めることになり、NANDゲート37の出力Pを抵抗38およびコンデンサー39で積分したD/A出力の電圧レベルは上昇する。
同様に、前記MSBが1の時、すなわち、前記データ値が負の時は、前述のようにレジスタ31の出力は純2進データであるので、負数は2の補数となる。従って、前記オーバーフローofも逆の論理を取り、反転入力を1入力備えるNANDゲート34を介して前記クロックCKと「ANDでLに」合成され、すなわち、図2に示すように前記クロックCKの山Aを落とすことになり、NANDゲート37の出力Pを抵抗38およびコンデンサー39で積分したD/A出力の電圧レベルは低下する。
前記D/A出力を擬似的に±出力にするため、抵抗40および抵抗41で電源電圧を分圧し、電源電圧の半分を0Vとする。
したがって、本発明は、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタ31と、レジスタ31に設けられたアキュムレータ33と、レジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算する演算加算器32とを備え、アキュムレータ33が演算加算器32の出力をクロックCKで保持するようにしたアナログモニター回路において、演算加算器32から出力されるレジスタ31の値に比例したオーバーフローをクロックCKと合成し、この信号を積分する事で、アナログ電圧とした構成、すなわち、オーバーフローの合成時に、レジスタのMSBが0の場合は、そのまま演算加算器のオーバーフローとクロックとのORを取り、レジスタのMSBが1の場合は、演算加算器のオーバーフローが無い時とクロックとのANDでクロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたので、ASIC化に適した外付け部品が少なく安価なアナログモニター回路を提供することができる。
【0007】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明のアナログモニター回路によれば、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタと、レジスタに設けられたアキュムレータと、レジスタの値とアキュムレータの値を加算する演算加算器とを備え、アキュムレータが演算加算器の出力をクロックで保持するようにしたアナログモニター回路において、演算加算器から出力されるレジスタの値に比例したオーバーフローをクロックと合成し、この信号を積分する事で、アナログ電圧とした構成、すなわち、オーバーフローの合成時に、レジスタのMSBが0の場合は、そのまま演算加算器のオーバーフローとクロックとのORを取り、レジスタのMSBが1の場合は、演算加算器のオーバーフローが無い時とクロックとのANDでクロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたため、ASIC化に適した外付け部品が少なく安価なアナログモニター回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示すアナログモニター回路のブロック図である。
【図2】本発明の実施例のアナログモニター回路について各部の信号を示す説明図である。
【図3】従来のアナログモニター回路の例を示すブロック図である。
【図4】従来のアナログモニター回路に用いたデジタルパルス幅変換回路の動作説明図である。
【符号の説明】
1 デジタルパルス幅変換回路
2 オープンコレクタバッファ
3、4 演算増幅器
5、6、7、8、9、10、38、40、41 抵抗
11、12、39 コンデンサー
20 レベル変換回路
21 バタワースフィルター回路
31 レジスタ
32 演算加算器
33 アキュムレータ
34、35 インバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート
36、37 NANDゲート
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばFA装置に用いられる簡易のアナログモニター回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3は、従来のアナログモニター回路の例を示すブロック図であり、その回路の一部は本出願人により出願されたデジタルパルス幅変換回路を用いたものである(例えば、特許文献1を参照)。
以下、図3に基づいて従来技術を説明する。
図3において、1はデジタルパルス幅変換回路、2はオープンコレクタバッファ、3および4は演算増幅器、5、6、7、8、9および10は抵抗、11および12はコンデンサーである。
デジタルパルス幅変換回路1は、最大値と最小値の間でクロック信号のカウントアップおよびカウントダウンを繰り返す図示しないアップダウンカウンタと、前記アップダウンカウンタのカウント値が図示しない上位CPUからのデータ値に応じた閾値を通る毎に、出力の論理レベルを変える図示しないパルス形成回路を備える。
図4は従来のアナログモニター回路に用いたデジタルパルス幅変換回路1の動作説明図である。図4に示すように、デジタルパルス幅変換回路1の出力Qは前記データ値の大きさに応じたパルス幅を持つ一定周期のパルスであり、前記データ値が0の時はデューティ50%であるが、正のデータ値が大きくなるに従いHighの幅が広がり、逆に負のデータ値が大きくなるに従いLowの幅が広がる。
図3において、破線で囲まれた回路20は、前記デジタルパルス幅変換回路1の出力QのHigh、Lowを一定の大きさの正極性電圧と負極性電圧に変換するレベル変換回路である。前記デジタルパルス幅変換回路1の出力Qはオープンコレクタバッファ2に接続されており、前記オープンコレクタバッファ2がオンしている期間では、演算増幅器3の+端子は0Vである。したがって、抵抗7と抵抗8を同じ抵抗値にすることで、演算増幅器3は入出力1対1の反転アンプとなり、演算増幅器3の出力は −Vrefとなる。一方、前記オープンコレクタバッファ2の出力がオープンの期間では、演算増幅器3の+端子は+Vrefとなり、演算増幅器3の出力も +Vrefとなる。同じく、図3において、破線で囲まれた回路21は、+Vrefおよび−Vrefに変換された前記デジタルパルス幅変換回路1の出力Qを、両極性のアナログ電圧に変換するための2次のバタワースフィルター回路であり、抵抗9、10、コンデンサー11、12 および演算増幅器4を備える。
以上述べてきたこれらの回路のうち、デジタルパルス幅変換回路1はASIC(Application Specific Integrated Circuit)化されているが、他の部品は外付けである。
【0003】
【特許文献1】
特公平8−8775号公報 (明細書 第2頁〜3頁、図1〜図3を参照)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来技術では、変調されたパルス幅を電圧に変換するには演算増幅器を用い、バタワースフィルターなどを使用するので回路が煩雑になるという問題があった。単にサーボドライバのモニター程度に使用する物であればさほどの精度は必要とせず、むしろコストの低いものが要求される。
そこで、ASIC化に適した外付け部品の少なく安価なアナログモニター回路を提供することを目的とするものである。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項1の本発明は、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタと、前記レジスタに設けられたアキュムレータと、前記レジスタの値と前記アキュムレータの値を加算する演算加算器とを備え、前記アキュムレータが前記演算加算器の出力をクロックで保持するようにしたアナログモニター回路において、前記演算加算器から出力される前記レジスタの値に比例したオーバーフローを前記クロックと合成し、このオーバーフローを合成した信号を積分する事で、アナログ電圧とするようにしたものである。
また、請求項2の本発明は請求項1に記載のアナログモニター回路において、前記オーバーフローの合成時に、前記レジスタのMSBが0の場合は、そのまま前記演算加算器のオーバーフローと前記クロックとのORを取り、前記レジスタのMSBが1の場合は、前記演算加算器のオーバーフローが無い時と前記クロックとのANDで前記クロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたものである。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
図1は本発明の実施例を示すアナログモニター回路のブロック図である。31はレジスタ、32は演算加算器、33はアキュムレータ、34および35はインバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート、36および37はNANDゲート、38、40、および41は抵抗、39はコンデンサーである。
図示しない上位CPUからのD/A変換用のデータ値はレジスタ31に書き込まれる。レジスタ31の出力は純2進データであり、この中の最上位ビット(MSB)は正負を判別するための信号で、0が正、1が負であり、この最上位ビットを除き演算加算器32に入力される。
本発明の特徴は以下のとおりである。
すなわち、レジスタ31の出力は純2進データであるので、負数は2の補数となる点である。オーバーフロー以外の演算加算器32の出力はアキュムレータ33へ入力され一時保持される。さらに、アキュムレータ33の出力はレジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算するように前記演算加算器32に入力される。アキュムレータ33はクロックCKで演算加算器32の出力をサンプリングするので、前記クロックCKが入力される度にアキュムレータ33の内容にレジスタ31のデータ値が加算される。
例えば、MSBが0(前記データ値が正)で、MSBを除くデータ値が仮に4ビットのデータ 0010の場合、前記クロックCKが入力される度に演算加算器32の演算結果は、
0010
0100
0110
1000
1010
1100
1110
0000 オーバーフローof=1
0010
以下繰り返しとなり、8クロック毎に1回オーバーフローofが演算加算器32から出力される。すなわち、レジスタ31の値に比例したオーバーフローofが演算加算器32から出力されることになる。
前記MSBが0の時、すなわち、前記データ値が正の時は、インバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート34の出力は常にHighであり、NANDゲート36の出力は前記クロックCKの反転信号となり、NANDゲート37に入力される。前記オーバーフローofはインバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート35と上記NANDゲート37により、デューティ50%である前記クロックCKと「OR」で合成され、すなわち、図2に示すように前記クロックCKの谷Bを埋めることになり、NANDゲート37の出力Pを抵抗38およびコンデンサー39で積分したD/A出力の電圧レベルは上昇する。
同様に、前記MSBが1の時、すなわち、前記データ値が負の時は、前述のようにレジスタ31の出力は純2進データであるので、負数は2の補数となる。従って、前記オーバーフローofも逆の論理を取り、反転入力を1入力備えるNANDゲート34を介して前記クロックCKと「ANDでLに」合成され、すなわち、図2に示すように前記クロックCKの山Aを落とすことになり、NANDゲート37の出力Pを抵抗38およびコンデンサー39で積分したD/A出力の電圧レベルは低下する。
前記D/A出力を擬似的に±出力にするため、抵抗40および抵抗41で電源電圧を分圧し、電源電圧の半分を0Vとする。
したがって、本発明は、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタ31と、レジスタ31に設けられたアキュムレータ33と、レジスタ31の値とアキュムレータ33の値を加算する演算加算器32とを備え、アキュムレータ33が演算加算器32の出力をクロックCKで保持するようにしたアナログモニター回路において、演算加算器32から出力されるレジスタ31の値に比例したオーバーフローをクロックCKと合成し、この信号を積分する事で、アナログ電圧とした構成、すなわち、オーバーフローの合成時に、レジスタのMSBが0の場合は、そのまま演算加算器のオーバーフローとクロックとのORを取り、レジスタのMSBが1の場合は、演算加算器のオーバーフローが無い時とクロックとのANDでクロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたので、ASIC化に適した外付け部品が少なく安価なアナログモニター回路を提供することができる。
【0007】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明のアナログモニター回路によれば、上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタと、レジスタに設けられたアキュムレータと、レジスタの値とアキュムレータの値を加算する演算加算器とを備え、アキュムレータが演算加算器の出力をクロックで保持するようにしたアナログモニター回路において、演算加算器から出力されるレジスタの値に比例したオーバーフローをクロックと合成し、この信号を積分する事で、アナログ電圧とした構成、すなわち、オーバーフローの合成時に、レジスタのMSBが0の場合は、そのまま演算加算器のオーバーフローとクロックとのORを取り、レジスタのMSBが1の場合は、演算加算器のオーバーフローが無い時とクロックとのANDでクロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたため、ASIC化に適した外付け部品が少なく安価なアナログモニター回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示すアナログモニター回路のブロック図である。
【図2】本発明の実施例のアナログモニター回路について各部の信号を示す説明図である。
【図3】従来のアナログモニター回路の例を示すブロック図である。
【図4】従来のアナログモニター回路に用いたデジタルパルス幅変換回路の動作説明図である。
【符号の説明】
1 デジタルパルス幅変換回路
2 オープンコレクタバッファ
3、4 演算増幅器
5、6、7、8、9、10、38、40、41 抵抗
11、12、39 コンデンサー
20 レベル変換回路
21 バタワースフィルター回路
31 レジスタ
32 演算加算器
33 アキュムレータ
34、35 インバータとNANDゲートとを組み合わせたゲート
36、37 NANDゲート
Claims (2)
- 上位CPUからのD/A変換用のデータが書き込まれるレジスタと、前記レジスタに設けられたアキュムレータと、前記レジスタの値と前記アキュムレータの値を加算する演算加算器とを備え、前記アキュムレータが前記演算加算器の出力をクロックで保持するようにしたアナログモニター回路において、
前記演算加算器から出力される前記レジスタの値に比例したオーバーフローを前記クロックと合成し、このオーバーフローを合成した信号を積分する事で、アナログ電圧とすることを特徴とするアナログモニター回路。 - 前記オーバーフローの合成時に、前記レジスタのMSBが0の場合は、そのまま前記演算加算器のオーバーフローと前記クロックとのORを取り、前記レジスタのMSBが1の場合は、前記演算加算器のオーバーフローが無い時と前記クロックとのANDで前記クロックをLにするようにしたインバータとNANDゲートを組合わせたゲートを設けたことを特徴とする請求項1に記載のアナログモニター回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003114808A JP2004318727A (ja) | 2003-04-18 | 2003-04-18 | アナログモニター回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003114808A JP2004318727A (ja) | 2003-04-18 | 2003-04-18 | アナログモニター回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004318727A true JP2004318727A (ja) | 2004-11-11 |
Family
ID=33474269
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003114808A Pending JP2004318727A (ja) | 2003-04-18 | 2003-04-18 | アナログモニター回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2004318727A (ja) |
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2003
- 2003-04-18 JP JP2003114808A patent/JP2004318727A/ja active Pending
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Legal Events
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