JP2004222290A - 同調および切換可能なバンドパスフィルタおよび変調高周波信号用受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】２つの周波数範囲にわたって均一なレベルプロフィルを有し、回路コストの低い同調および切換可能なパスフィルタを提供すること。
【解決手段】入力側と、第１主共振回路と、第１副共振回路と、出力側とを有する、第１および第２周波数範囲に対する同調および切換可能なバンドパスフィルタにおいて、第１主共振回路および第１副共振回路を含む第１周波数範囲に対するバンドパスフィルタ装置の第１主共振回路に、第２周波数範囲に対する第２副共振回路が切り換えによって入れられて第２主共振回路が作用することを特徴とする同調および切換可能なバンドパスフィルタを構成する。
【選択図】図５

Description

本発明は、入力側と、第１主共振回路と、第１副共振回路と、出力側とを有する、第１および第２周波数範囲に対する同調および切換可能なバンドパスフィルタおよび変調高周波信号用受信器に関する。

例えばラジオまたはテレビジョンチューナにおける高周波受信器などのように広い周波数範囲にわたって同調しなければならない受信器では、受信範囲は複数の部分範囲に分割される。

今日慣用のテレビジョン受信器は、４８ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚの範囲の信号を受信できなければならない。受信器に一般的に使用されるコンポーネントの特性により、達成可能な同調範囲は制限される。このためテレビジョン受信器によって達成され得る全周波数範囲は、例えば３つの範囲に分割される。この場合に第１の範囲は４８〜１５０ＭＨｚであり、第２の範囲の１５０〜４３０ＭＨｚであり、また第３の範囲は４３０〜８６０ＭＨｚである。これらの３つの範囲にわたる同調は今日の受信器において３帯域または切換形２帯域方式で行われる。

図１に示した３帯域方式の場合、アンテナによって受信される信号は、並列な３つの分岐路Ｂ１，Ｂ２およびＢ３に案内される。各分岐路は、周波数範囲毎に設計されており、また入力フィルタＥＦ１，ＥＦ２およびＥＦ３と、入力増幅器Ａ１，Ａ２およびＡ３と、バンドパスフィルタＢＦ１，ＢＦ２およびＢＦ３とを有する。これらの分岐路の各出力信号は、それぞれの混合器ＭＩ１，ＭＩ２およびＭＩ３に渡される。ここでこれらの混合器は、それぞれの発振器Ｏ１，Ｏ２およびＯ３に割り当てられている。中間周波数はそれぞれ混合器の出力側で取り出すことが可能である。

回路コストを低減するため、混合器および発振器を２つだけしか有しない３帯域方式も使用される。図２に示したこの方式の場合、１周波数範囲、例えばＢ３が上記の３帯域方式と同様に混合器ＭＩ３および発振器Ｏ３に供給される。残りの２つの周波数範囲Ｂ１およびＢ２は、まず上記の３帯域方式と同様に案内される。すなわち入力フィルタＥＦ１およびＥＦ２と、入力増幅器Ａ１およびＡ２と、バンドパスフィルタＢＦ１およびＢＦ２を有するそれぞれの個別の分岐路を介して案内されるのである。ここでこれらのバンドパスフィルタの出力側においてスイッチＳにより、これらの２つの分岐路の１つが共通の混合器ＭＩ１および発振器Ｏ１に接続されるのである。

回路コストのさらなる低減は、図３に概略的に示した切換形２帯域方式を使用することによって達成可能である。上に示した２つの方式と同様にこの切換形２帯域方式は、１周波数範囲に対して、例えばＢ３に対して入力フィルタＥＦ３と、入力増幅器Ａ３と、バンドパスフィルタＢＦ３とからなる個別の分岐路を有し、この周波数範囲は専用の混合器ＭＩ３および発振器Ｏ３に渡される。残りの２つの周波数範囲Ｂ１およびＢ２は、入力フィルタＥＦ１／２と、入力増幅器Ａ１と、バンドパスフィルタＢＦ１／２とからなる共通の分岐路を介して渡され、専用の混合器ＭＩ１および発振器Ｏ１に供給される。入力フィルタＥＦ１／２およびバンドパスフィルタＢＦ１／２の特性は、この切換形２帯域方式の場合に切換可能である。これによってこれらのフィルタを、それぞれ選択される周波数範囲に適合させることができるのである。

切換可能帯域フィルタは、誘導的に基準点が結合された２回路帯域フィルタとして実施され、図４の簡略された実施形態に示されている。信号Ｓは、（図４に示していない）アンテナおよび（同様に図示していない）入力フィルタから入力増幅器Ａ１を介して第１主共振回路に到達する。この第１主共振回路は、可変キャパシタンスＣ１と、インダクタンスＬ１およびＬ２から構成される直列回路とを含む。スイッチＳ１およびＳ２はここでは開いている。インダクタンスＬ２の一方の接続点は、インダクタンスＬ３の第１接続点に接続されており、これによって第１主共振回路が完成する。インダクタンスＬ３の第２接続点は、固定の電位に接続されている。インダクタンスＬ４およびＬ６から構成される直列回路と、可変キャパシタンスＣ２とを含む第１副共振回路も同様にインダクタンスＬ３の第１接続点に接続されており、これにより、全体としてＴ字形の配置構成が形成されている。結合素子ＲＫおよびＣＫは、このバンドパスフィルタ出力側の端部に接続されており、これらの結合素子によってバンドパスフィルタＢＦ１／２が混合器ＭＩ１に接続される。バンドパスフィルタＢＦ１／２の周波数範囲を切り換えるため、２つのスイッチＳ１およびＳ２を閉じることができる。これによってインダクタンスＬ２およびＬ４が短絡され、この回路は新たな共通の基準点インダクタンスＬ５を有する。この場合にインダクタンスＬ５は、有利にはインダクタンスＬ２およびＬ４よりも小さく選択される。このため、これらの素子に接続されるコンポーネントを以降、無視することができる。例示的な１実施形態では、これらのインダクタンスの値の違いは３倍である。このようにして形成される第２主共振回路はこの場合、可変キャパシタンスＣ１と、インダクタンスＬ１およびＬ５によって構成される直列回路とを含む。第２副共振回路は、インダクタンスＬ６およびＬ５によって構成される直列回路と、ここでも可変キャパシタンスＣ２とを含む。このようにして周波数が切り換えられるバンドパスフィルタにはさらに結合素子ＲＫおよびＣＫに接続されたままになっており、結果的に上記の混合器に接続される。最初の２つの方式と比較して最もコストが低いという利点に相反してつぎのような欠点がある。すなわち結合素子ＣＫおよびＲＫを、１つの範囲に対してだけしか最適に設定できないという欠点があるのである。このため、比較的大きなレベル差が２つの周波数範囲にわたって生じ、チューナの特性が損なわれてしまい得るのである。

このような作用を回避するため、上記の結合素子を切換式に構成することも可能ではあるが、このようにすることによって元のように回路コストが増大してしまうのである。

これらの理由から、２つの周波数範囲にわたって均一なレベルプロフィルを有し、回路コストの低い同調および切換可能なバンドパスフィルタが必要である。

本発明の課題は、２つの周波数範囲にわたって均一なレベルプロフィルを有し、回路コストの低い同調および切換可能なバンドパスフィルタを提供することである。

本発明の別の課題は広い周波数範囲において均一なチューナー特性を有しかつコスト的に有利な変調高周波用受信器を提供することである。

上記の課題は、本発明により、入力側と、第１主共振回路と、第１副共振回路と、出力側とを有する、第１および第２周波数範囲に対する同調および切換可能なバンドパスフィルタにおいて、第１主共振回路および第１副共振回路を含む第１周波数範囲に対するバンドパスフィルタ装置の第１主共振回路に、第２周波数範囲に対する第２副共振回路が切り換えによって入れられて第２主共振回路が作用することを特徴とする同調および切換可能なバンドパスフィルタを構成することによって解決される。

上記の変調高周波信号用受信器についての課題は、本発明によるバンドパスフィルタを有することを特徴とする変調高周波信号用受信器によって解決される。

本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。

本発明による同調および切換可能なバンドパスフィルタを有するチューナを構成する場合、このバンドパスフィルタは、１つの主共振回路と、２つの副共振回路とを有する。アンテナからの入力信号は、入力増幅器に到達し、この増幅器の出力側から上記の主共振回路に案内される。この主共振回路は切換式に実施し、これによって第１または第２副共振回路を場合に応じて選択できるようにする。このスイッチの第１スイッチ位置において、第１主共振回路は、第１の可変キャパシタンスと、第１および第２インダクタンスによって構成される直列回路とを含む。第２インダクタンスは、第１基準点インダクタンスに接続される。第１副共振回路は、この共通の第１基準点インダクタンスに同様に接続されている第３インダクタンスと、第２の可変キャパシタンスとを含む。第１副共振回路の出力側は、第１の結合素子によって混合器に接続されている。第１主回路における第１および第２インダクタンスによって構成される直列回路は有利には、第１副回路における第３インダクタンスと同じインダクタンスを有する。これによって有利にも、所望のＴ字形フィルタ構成が得られる。

第２スイッチ位置において、第２主共振回路は、第１可変キャパシタンスと、上記の第１主共振回路の第１インダクタンスとを含む。ここで閉じられているスイッチにより、第１インダクタンスは第２の共通基準点インダクタンスに接続される。第４インダクタンスおよび第３可変キャパシタンスを含む第２副共振回路は、この第２の共通基準点インダクタンスに接続される。第２副共振回路の出力側は、第２の結合素子によって公知のように混合器に接続される。スイッチが閉じられた場合に作用する第２の共通基準点インダクタンスは値が、第１スイッチ位置における第１主共振回路の残りの第２インダクタンスよりも小さいため、この残りの第２インダクタンスを介してこの回路に接続される素子は無視することができる。これらのインダクタンスの値の違いは例えば３倍であるが、別の有利な比も可能である。これによってこの回路の不要な部分を切り離す第２のスイッチが不要になる。

本発明により有利にも全体的なコストを大きく増すことなく、切換可能な２つの周波数範囲にわたって均一な利得応答を得ることができる。

本発明は、ラジオおよびテレビジョンチューナにおける応用に限定されない。むしろ受信すべき周波数範囲が広く、受信器の実現に対してこれが複数の帯域に分割される場合にはいつでも使用可能である。これにはとりわけ衛星受信器または無線データネットワークに対する受信器も含むことが可能である。

本発明を以下、実施例の概略回路図に基づいてさらに詳しく説明する。

図において同じ参照符号は、同じまたは類似の素子を示す。

図１〜４については従来技術の説明において上で述べた。

図５には本発明による同調および切換可能なバンドパスフィルタの簡略化された実践的な実施形態が概略的に示されている。入力信号Ｓは、（図示されていない）アンテナから（同様に図示されていない）入力フィルタを介して入力増幅器Ａ１に到達する。スイッチＳ１の第１スイッチ位置においてスイッチＳ１は開いている。この信号は、入力増幅器Ａ１の出力側から第１主共振回路に到達する。この第１主共振回路は、可変キャパシタンスＣ１と、２つのインダクタンスＬ１，Ｌ２ならびにＬ３から構成される直列回路とから形成される。この場合、インダクタンスＬ３は、第１主共振回路と第１副共振回路とに対する共通の基準点インダクタンスである。スイッチＳ１のこのスイッチ位置では、第１副共振回路が、インダクタンスＬ４と可変キャパシタンスＣ２とから形成される。バンドパスフィルタの所望の特性を得るために有利には、第１主回路のインダクタンスＬ１およびＬ２によって構成される直列回路から形成されるインダクタンスと、第１副共振回路のインダクタンスＬ４とは精確に同じ値を有する。インダクタンスＬ３は、２つの第１共振回路に対するいわゆる誘導式基準点結合（inductive reference point coupling）を形成する。これらの第１共振回路は、キャパシタンスＣ１およびＣ２を変化させることによって同調させることができる。第１副共振回路の出力側は、結合素子ＲＫ１およびＣＫ１を介して混合器ＭＩに接続され、この混合器に信号が供給されてさらに処理が行われる。

スイッチＳ１の第２スイッチ位置においてこのスイッチは閉じられる。これによって形成される第２主共振回路は、可変キャパシタンスＣ１とインダクタンスＬ１とによって構成され、これらは新たな共通の基準点インダクタンスＬ５に接続される。この場合、インダクタンスＬ１は、スイッチＳ１が開いている場合に存在する第１主共振回路の部分インダクタンスである。第２副共振回路は、インダクタンスＬ６と可変キャパシタンスＣ３とによって形成され、これらは共通の基準点インダクタンスＬ５に接続される。第２副共振回路の出力側は、結合素子ＲＫ２およびＣＫ２を介して混合器ＭＩの入力側に接続される。このスイッチ位置においてもバンドパスフィルタの所望の特性を得るため、インダクタンスＬ１は有利にはインダクタンスＬ６と精確に同じ値を有する。本発明によるバンドパスフィルタのこの実施形態では、スイッチＳ１が閉じられる場合に不要な回路部分は切り離されない。これが可能であるのは、基準点インダクタンスＬ５がインダクタンスＬ２よりも格段に小さいからである。したがってインダクタンスＬ２にさらに接続されかつ第１主共振回路および副共振回路に所属するコンポーネントは実質的に無視することができる。第２共振回路は、キャパシタンスＣ１およびＣ３を変化させることによって同調可能である。この場合に殊に有利であるのは、結合素子ＲＫ１，ＲＫ２，ＣＫ１およびＣＫ２をそれぞれの周波数範囲に対して最適化できることであり、結果的に２つの周波数範囲にわたって一定の振幅応答を達成できることである。

図６に示した本発明による切換可能バンドパスフィルタの例示的な回路において、信号Ｓは、（図示されていない）アンテナから（同様に図示されていない）入力フィルタを介し、また結合キャパシタ５を介して入力増幅器Ａ１に到達する。入力増幅器Ａ１は実質的に１つのトランジスタによって構成される。増幅器Ａ１の出力側では図５の可変キャパシタンスＣ１が、同調ダイオード１と、キャパシタ２とによって形成され、これらは増幅器の出力側からアースに直列に接続される。同調電圧Ｕ１は、抵抗３を介して同調ダイオード１のカソードに加えられる。信号は引き続きインダクタンスＬ１の一方の接続点に到達する。ここでこのインダクタンスの他方の接続点にはスイッチングダイオード４およびインダクタンスＬ２が接続されている。スイッチングダイオード４と抵抗６とキャパシタ７とが一緒になって図５のスイッチＳ１を構成する。スイッチＳ１を開閉するため、抵抗６を介してスイッチングダイオード４のカソードにスイッチング電圧Ｕ２を加える。このスイッチは、スイッチングダイオード４のｐ−ｎ接合が順バイアスまたは逆バイアスされているかに依存して閉じるかまたは開く。この場合、キャパシタ７はこの回路の残りの部分をスイッチング電圧からデカップリングするために使用される。

スイッチング電圧Ｕ２が，少なくともこのダイオードの順方向電圧分だけ動作電圧ＵＢよりも低い場合、このスイッチは閉じられて第２副共振回路はスイッチオンされる。ここで上記の動作電圧ＵＢは、インダクタンスＬ３を介してインダクタンスＬ２に到達し、したがってスイッチングダイオード４に到達する。この場合、キャパシタ８は、動作電圧ＵＢとアースとの間の短絡を回避するために使用され、また同時に基準点インダクタンスＬ３とアースとを高周波的に接続する。図５の説明で述べたようにインダクタンスＬ２は、インダクタンスＬ５よりも格段に大きい。したがってＬ２およびこのインダクタンスＬ２に接続される第１副共振回路の別のコンポーネントを以降の機能に対して無視することができる。キャパシタンスＣ１およびインダクタンスＬ１は、図５の第２主共振回路の一部を構成する。閉じられたスイッチＳ１を介して信号は基準点インダクタンスＬ５および第２副共振回路のＬ６に到達する。インダクタンスＬ６から、信号はさらに可変キャパシタンスＣ３に到達する。ここでこれはキャパシタンスＣ１と同様に、同調ダイオード１１とキャパシタンス１２とによって構成される直列回路から形成される。別の同調電圧Ｕ３が抵抗１３を介して同調ダイオード１１のカソードに加えられる。つぎにインダクタンスＬ６から信号が結合素子ＲＫ２およびＣＫ２を介して混合器ＭＩの入力側に到達する。

スイッチＳ１のスイッチング電圧Ｕ２が、動作電圧ＵＢよりも大きいかまたは等しい場合、スイッチングダイオード４はターンオフし、このスイッチは開く。この場合、信号は入力増幅器Ａ１から、インダクタンスＬ１およびＬ２によって構成される直列回路を介して基準点インダクタンスＬ３の第１接続点に到達する。キャパシタＣ１と、インダクタンスＬ１およびＬ２とはここで図５の第１主共振回路の一部を構成する。基準点インダクタンスＬ３の第２接続点は、動作電圧電位にあり、キャパシタ８によって高周波的にアースに接続される。基準点インダクタンスＬ３の第１接続点から信号はインダクタンスＬ４を介して可変キャパシタンスＣ２に到達する。上述の可変キャパシタンスＣ１およびＣ３と同様に可変キャパシタンスＣ２は、同調ダイオード１６およびキャパシタ１７から構成される直列回路によって形成される。同調電圧Ｕ４は抵抗１８を介して同調ダイオード１６のカソードに加えられる。インダクタンスＬ４から信号は結合素子ＲＫ１およびＣＫ１を介して混合器ＭＩの入力側に到達する。

同調電圧Ｕ１，Ｕ３およびＵ４は有利にはまとめられて単一の同調電圧を形成することができるが、このことはこの回路の機能にとって必須ではない。

従来技術から公知の３帯域方式の基本図である 従来技術から公知の２帯域混合器／発振器を有する３帯域方式の基本図である 従来技術から公知の切換形２帯域方式の基本図である 図３の切換形２帯域方式によるバンドパスフィルタの実践的な実施例の略図である 本発明による切換形バンドパスフィルタの実施例の略図である 図５に示した本発明による切換可能バンドパスフィルタの例示的な回路図である。

符号の説明

Ｓ 入力信号
Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３ 分岐路
ＥＦ１，ＥＦ２，ＥＦ３ 入力フィルタ
ＢＦ１，ＢＦ２，ＢＦ３ バンドパスフィルタ
ＭＩ１，ＭＩ２，ＭＩ３，ＭＩ 混合器
Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３ 発振器
Ａ１，Ａ２，Ａ３ 入力増幅器
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ 可変キャパシタンス
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６ インダクタンス
ＲＫ，ＣＫ，ＲＫ１，ＣＫ１，ＲＫ２，ＣＫ２ 結合素子
Ｕ１，Ｕ３，Ｕ３ 同調電圧
Ｕ２ スイッチング電圧
ＵＢ 動作電圧
１，１１，１６ 同調ダイオード
２，７，８，１７ キャパシタ
３，６，１３，１８ 抵抗
４ スイッチングダイオード
５ 結合キャパシタ
Ｓ１ スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ 可変キャパシタンス

Claims (10)

1. 入力側と、第１主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）と、第１副共振回路（Ｃ２，Ｌ３，Ｌ４）と、出力側とを有する、第１および第２周波数範囲に対する同調および切換可能なバンドパスフィルタにおいて、
   前記の第１主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）および第１副共振回路（Ｃ２，Ｌ３，Ｌ４）を含む第１周波数範囲に対するバンドパスフィルタ装置の第１主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）に、第２周波数範囲に対する第２副共振回路（Ｃ３，Ｌ５，Ｌ６）が切り換えによって入れられて第２主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ５）が作用することを特徴とする同調および切換可能なバンドパスフィルタ。
2. 前記共振回路は、インダクタンス（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６）およびキャパシタンス（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を含んでおり、
   該キャパシタンスは制御信号（Ｕ１，Ｕ３，Ｕ４）によって変更可能である、
   請求項１に記載のバンドパスフィルタ。
3. 前記の第１および第２の主および副共振回路はそれぞれ第１および第２基準点インダクタンス（Ｌ３，Ｌ５）を介して結合されている、
   請求項１または２に記載のバンドパスフィルタ。
4. 前記第１主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）は、第１基準点インダクタンス（Ｌ３）に加えて少なくとも２つの直列接続された部分インダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）を有しており、
   前記第２副共振回路（Ｃ３，Ｌ５，Ｌ６）を、当該部分インダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）の間で切り換え可能であるようにした、
   請求項１から３までのいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
5. 前記の第１主共振回路の部分インダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）および第２基準点インダクタンス（Ｌ５）の大きさを定めて、第１主共振管路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）の部分インダクタンス（Ｌ２）を介して前記第１副共振回路（Ｃ２，Ｌ３，Ｌ４）が、誘導的にデカップリングされるようにし、ここで当該部分インダクタンス（Ｌ２）は第２主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ５）に所属しない、
   請求項１から４までのいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
6. 前記第１主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）の部分インダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）の和と、前記第１副共振回路（Ｃ２，Ｌ３，Ｌ４）の相応するインダクタンス（Ｌ４）とは実質的に精確に同じ値を有し、
   第２主共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｌ５）の有効な部分インダクタンス（Ｌ１）と、前記第２副共振回路（Ｃ３，Ｃ５，Ｌ６）の相応するインダクタンス（Ｌ６）とは実質的に精確に同じ値を有する、
   請求項４または５に記載のバンドパスフィルタ。
7. 前記副共振回路（Ｃ２，Ｌ３，Ｌ４；Ｃ３，Ｌ５，Ｌ６）は出力側が、結合素子（ＲＫ１，ＣＫ１，ＲＫ２，ＣＫ２）を介して互いに接続されている、
   請求項１から６までのいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
8. 前記結合素子は、キャパシタ（ＣＫ１，ＣＫ２）および／または抵抗（ＲＫ１，ＲＫ２）を含む、
   請求項７に記載のバンドパスフィルタ。
9. 前記結合素子（ＲＫ１，ＣＫ１，ＲＫ２，ＣＫ２）はそれぞれの周波数範囲に対して適合化されている、
   請求項７または８に記載のバンドパスフィルタ。
10. 変調高周波信号用受信器において、
    請求項１から９までのいずれか１項に記載のバンドパスフィルタを有することを特徴とする
    変調高周波信号用受信器。

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