JP2004129360A - モータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】制御演算量の増加を抑制しつつ、高調波電流を使用できるモータの回転速度領域を拡大する。
【解決手段】モータ１１に流れる基本波電流を制御するｄｑ電流制御演算器１００により演算された基本波電圧指令値と、高調波電流を制御するｄｈｑｈ電流制御演算器１０１により演算された高調波電圧指令値とに基づいて、電力変換部７にてＰＷＭ制御を行い、直流電圧を３相交流電圧に変換して、モータ１１を駆動制御するモータ制御装置において、制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とし、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２およびＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行う演算をＰＷＭ周期ごとに行う。
【選択図】図１
【解決手段】モータ１１に流れる基本波電流を制御するｄｑ電流制御演算器１００により演算された基本波電圧指令値と、高調波電流を制御するｄｈｑｈ電流制御演算器１０１により演算された高調波電圧指令値とに基づいて、電力変換部７にてＰＷＭ制御を行い、直流電圧を３相交流電圧に変換して、モータ１１を駆動制御するモータ制御装置において、制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とし、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２およびＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行う演算をＰＷＭ周期ごとに行う。
【選択図】図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを駆動制御する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石モータは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、小型・高効率であるので、電気自動車の駆動モータ等に幅広く用いられている。理想的な永久磁石モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束は位相に対して正弦波で変化するが、磁束が歪みを持つ場合には、モータに流れる電流を正弦波に制御しただけでは、モータの高調波電流に起因するトルクリプルの発生やモータ効率の悪化などの問題が生じる。
【０００３】
このような問題に対して、特開２００２−１０６８６号公報に開示されている制御装置では、モータに流れる電流の基本波成分と高調波成分とをそれぞれに同期して回転する座標系にて制御することにより、高調波電流の制御性を高めている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１０６８６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した高調波電流制御を行う場合に、ＰＷＭ変調を行うインバータを用いて実現する場合には、次のような問題がある。インバータのＰＷＭ波形を、電圧指令値と三角波との比較により生成する場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値がサンプルホールドされた状態で三角波と比較されて、ＰＷＭ波形が生成される。図７は、Ｕ相電圧のＰＷＭ波形を生成する例を示している。
【０００６】
このようにしてＰＷＭ波形を生成する場合には、インバータで生成可能な３相交流電圧の周波数の上限値は、モータ制御装置で行われるデジタル制御の制御周期により定まる。すなわち、３相交流電圧の交流１周期の中に制御周期が６周期以上なければ、位相が１２０°ずれた３相交流電圧を生成することができない。制御周波数をｆｃｎｔとすると、インバータで生成する３相交流電圧の限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘは、次式（１）にて表せる。
ｆｉｎｖ＿ｍａｘ＝ｆｃｎｔ／６ …（１）
【０００７】
モータの回転速度の上昇に伴って、高調波の周波数が基本波周波数よりも早く式（１）で表される限界周波数に到達するために、モータの基本波電流制御の回転速度領域に比べて高調波電流制御の使用回転速度領域は狭くなる。図８は、モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図である。図８に示すように、高調波電流制御が使用できる周波数範囲は、低回転速度領域に限られる。
【０００８】
高調波電流制御の使用回転速度領域を拡大するためには、式（１）により定まる限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘを高く、すなわち、制御周期を短くすれば良い。しかしながら、制御周期を短くすると、ＰＷＭ周期も短くなるので、インバータのキャリア周波数を高くしなければならない。この場合には、インバータのスイッチング損失が増加する問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を使用できるモータの回転速度領域を拡大するモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によるモータ制御装置は、交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系においてモータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸およびｑｈ軸から成る直交座標系においてモータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、基本波電圧指令値および高調波電圧指令値をそれぞれ３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１および第２の座標変換手段と、第１および第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備える。基本波電流制御手段、第１および第２の座標変換手段、高調波電流制御手段、制御電圧算出手段、および、電力変換手段の制御周期をＰＷＭ制御の周期の半分とし、基本波電流制御手段および高調波電流制御手段は、ＰＷＭ制御の周期ごとに電圧指令値をそれぞれ算出することにより、上記目的を達成する。
【００１１】
【発明の効果】
本発明によるモータ制御装置によれば、モータ制御装置を構成する各手段の制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とするとともに、基本波電流制御手段と高調波電流制御手段における電圧指令値演算をＰＷＭ制御周期ごとに行うので、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を行うためのモータの使用回転速度領域を拡大することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１と座標変換演算器１０２とを備えた第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。ｄｑ電流制御演算器１００は、３相同期モータＭに流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分を制御する。
【００１３】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、ｄｑ電流制御演算器１００のみでモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、ｄｈｑｈ座標系と呼ぶ）でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する。ｄｈｑｈ座標系は、換言すれば、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１４】
ｄｑ電流制御演算器１００は、減算器１ａ，１ｂ、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２、非干渉制御部３、加算器４ａ，４ｂ、および、３相／ｄｑ変換部６を備えている。減算器１ａ，１ｂは、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑと電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊との偏差（ｉｄ＊−ｉｄ），（ｉｑ＊−ｉｑ）をそれぞれ演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、減算器１ａ，１ｂで演算された基本波電流偏差（ｉｄ＊−ｉｄ），（ｉｑ＊−ｉｑ）をＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ，ｖｑを算出する。
【００１５】
非干渉制御部３は、ｄｑ座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとを算出する。加算器４ａ，４ｂは、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２の制御出力ｖｄ，ｖｑと、非干渉制御部３で演算されるｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を算出する。
【００１６】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、高調波抽出部１２、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３、減算器１４ａ，１４ｂ、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５を備えている。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄｈｑｈを有し、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑの高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ，ｉｑｈに変換する。
【００１７】
減算器１４ａ，１４ｂは、ｄｈ軸の実電流ｉｄｈ，ｑｈ軸の実電流ｉｑｈと、電流指令値ｉｄｈ＊，ｉｑｈ＊との差をそれぞれ算出する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、減算器１４ａ，１４ｂによって減算された結果に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を演算する。演算された高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、後述するｄｈｑｈ／３相変換部１６に入力される。
【００１８】
座標変換演算器１０２は、ｄｑ／３相変換部５、ｄｈｑｈ／３相変換部１６、および、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃを備える。ｄｑ／３相変換部５は、３相交流モータＭの基本波電流の位相θｅに基づいて、加算器４ａ，４ｂでそれぞれ演算されたｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。また、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ｄｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ＊およびｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｑｈ＊をそれぞれ３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する。ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊、および、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’は、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃにそれぞれ出力される。
【００１９】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’とをそれぞれ加算することにより、モータを駆動制御するための最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”を演算する。電力変換部７は、最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”に基づいてＰＷＭ制御を行い、バッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングして、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００２０】
３相交流モータ１１は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。エンコーダ１０は、３相交流モータ１１に連結され、モータ１１の回転位置θｍを検出する。位相速度演算部８は、エンコーダ１０からの回転位置信号θｍに基づいて、基本波電流の位相θｅを演算するとともに、基本波電流の位相θｅに基づいて、ｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換を行うための位相θｅｈを演算する。位相θｅｈは、ｄｑ軸での高調波の次数をｋとすると、次式（２）により求められる。
なお、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、位相速度演算部８にて演算される位相（θｅ＋θｅｈ）に基づいて、ｄｈｑｈ／３相座標変換を行う。
【００２１】
図２は、高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表である。例えば、３相交流座標にて５次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝−６（＝−５−１）より、−６次高調波電流となる。また、３相交流座標にて７次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝６（＝７−１）より、６次高調波電流となる。
【００２２】
電流センサ９ａ，９ｂは、３相交流モータ１１のＵ相とＶ相の実電流ｉｕ，ｉｖを検出する。ｄｑ電流制御演算器１００に含まれる３相／ｄｑ変換部６は、基本波電流位相θｅに基づいて、３相交流モータ１１の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−ｉｕ−ｉｖ）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑへ変換する。
【００２３】
このように、ｄｑ電流制御演算器１００に加えて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を用いることにより、モータ１１の高調波電流を応答性良く制御することができる。図１に示すモータ制御装置では、高調波電流を制御するためのｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を１つしか用いてないが、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、複数の次数ごとにｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を追加すればよい。
【００２４】
基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊と高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を演算する際には、式（１）により求められる限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘの影響はない。従って、第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊の演算をＰＷＭ制御周期にて行い、ｄｈｑｈ座標系における電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を３相交流座標系における電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する演算をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うことにより、高調波電流制御の使用回転速度範囲を拡大する。
【００２５】
図３（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図３（ｂ）は、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。第１の実施の形態におけるモータ制御装置の制御周期は、図３（ｂ）に示すように、ＰＷＭ周期の半分であり、各制御区間を便宜上、Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄとしている。
【００２６】
区間Ｘａでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０における基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を求める。ここで、（ｔ０）は時刻ｔ０の値であることを示す。以下で、詳細な動作について説明する。
【００２７】
３相／ｄｑ変換部６は、電流センサ９ａ，９ｂで検出した３相交流電流ｉｕ（ｔ０），ｉｖ（ｔ０）を、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）を求める。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）と電流指令値ｉｄ＊（ｔ０），ｉｑ＊（ｔ０）とに基づいて、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）を演算する。また、非干渉制御部３は、上述したように、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）とｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とを算出する。加算部４ａ，４ｂは、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）と、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を算出する。
【００２８】
基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）は、ｄｑ／３相座標変換部５により、位相θｅに基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）に変換される。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）を演算する。なお、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）は、後述するように、区間Ｘａより１つ前の区間にて演算される。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｂにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００２９】
次の区間Ｘｂでは、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１により、時刻ｔ０＋Ｔｃｎｔにおける高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。ここで、Ｔｃｎｔは、制御周期である。また、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持される。
【００３０】
高調波抽出部１２は、区間Ｘａで求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、区間Ｘａにおいて求められた位相θｅｈ（ｔ０）に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）の高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３１】
ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、高調波電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、高調波電流指令値ｉｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）との偏差に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。ｄｈｑｈ／ｄｑ変換部１６は、位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３２】
ｄｑ／３相座標変換部５は、区間Ｘａから保持されているｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｃにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００３３】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０＋２Ｔｃｎｔにおける基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を求める。また、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）が保持される。
【００３４】
以後、基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出するための処理と高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を算出するための処理が制御周期Ｔｃｎｔごとに交互に行われる。また、座標変換演算器１０２によるｄｑ／３相座標変換およびｄｈｑｈ／３相座標変換を制御周期ごとに、すなわち、ＰＷＭ周期の半周期ごとに行う。
【００３５】
以上、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、制御周期ＴｃｎｔをＰＷＭ周期の１／２として、制御周波数ｆｃｎｔ（＝１／Ｔｃｎｔ）をＰＷＭ周波数の２倍とすることにより、ＰＷＭ周波数を変化させずに限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘ（式（１））を２倍にすることができる。これにより、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００３６】
また、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理を制御周期ごとに交互に行うので、それぞれの演算処理はＰＷＭ周期ごとに行われることになり、制御周期ごとに演算処理を行う場合に比べて、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。すなわち、演算量の増加分は、制御周期Ｔｃｎｔごとに座標変換演算器１０２で行われる演算量となる。
【００３７】
なお、制御周期をＰＷＭ周期の例えば１／３とするような方法も考えられるが、この場合には、インバータのスイッチング回数が増加することにより、スイッチング損失が増加する。これに対し、制御周期をＰＷＭ周期の半分とする第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図４（ａ），図７に示すように、スイッチング回数が増加することはない。
【００３８】
なお、上述したように、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行われる演算処理は、制御周期ごとに交互に行われるので、図４に示すように、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１による演算処理を先に行ってもよい。
【００３９】
−第２の実施の形態−
第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、高調波抽出部１２は、区間Ｘａにおいて求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出した。第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘｂにおいても電流センサ９ａ，９ｂにより３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を検出する。なお、第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４０】
３相／ｄｑ変換部６は、検出された３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に対して、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）にフィルタ処理を施して、高調波成分を抽出する。
【００４１】
高調波抽出部１２で抽出されたｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）の高調波成分に対して、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３が行う座標変換処理、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行われる演算処理などは、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同じである。
【００４２】
第２の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータに流れる電流の高調波成分を制御するために、制御周期Ｔｃｎｔごとに実電流ｉｕ，ｉｖを検出するので、高調波電流制御における電流制御の応答性を向上させることができる。
【００４３】
−第３の実施の形態−
図５（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図５（ｂ）は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４４】
第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持された。第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘａにおいて求められたｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）を保持する。従って、区間Ｘｂでは、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００４５】
すなわち、座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、制御周期Ｔｃｎｔごとの座標変換処理は行わずに、ＰＷＭ周期（制御周期Ｔｃｎｔの２倍）ごとにｄｑ／３相座標変換処理を行う。これにより、第１の実施の形態におけるモータ制御装置の効果に加えて、ｄｑ座標系から３相交流座標系への座標変換の演算量を低減することができる。従って、ｄｑ電流制御演算器１００、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１、および、座標変換演算器１０２をマイクロプロセッサにより構成する場合には、演算速度の低いマイクロプロセッサを用いても、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００４６】
−第４の実施の形態−
第１〜第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、位相速度演算部８で演算される位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行った。第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、次式（３）に示すように、線形補間により演算される位相θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行う。なお、第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＝θｅｈ（ｔ０）＋θｅ（ｔ０）＋（ｋ＋１）ωＴｃｎｔ …（３）
ただし、ωはモータ１１の電気的角速度である。
【００４７】
従って、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、区間Ｘａにおいて位相θｅ（ｔ０）およびθｅｈ（ｔ０）を位相速度演算部８から読み込むと、次の区間Ｘｂでは位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）およびθｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を読み込む必要がなくなる。すなわち、第４の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ＰＷＭ周期ごとに位相θｅおよび位相θｅｈを読み込んで位相θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算するので、ＰＷＭ周期あたりの位相読み込みを低減することができる。
【００４８】
−第５の実施の形態−
図６（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図６（ｂ）は、第５の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第５の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４９】
第１〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、制御区間ごとにｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とに分けて制御演算を行った。第５の実施の形態におけるモータ制御装置では、ｄｑ電流制御演算器１００およびｄｈｑｈ電流制御演算器１０１で行われる制御を制御区間ごとに明確に区別せずに行う。
【００５０】
ｄｑ電流制御演算器１００は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５１】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、区間Ｘｂにおいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５２】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５３】
同様に、区間Ｘｃにおいて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相におけるそれぞれの電圧指令値を加算することにより、最終的な電圧指令値値ｖｕ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５４】
区間Ｘａ，Ｘｂと同様に、区間Ｘｃ，Ｘｄでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１によって、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。以後、上述した制御演算が繰り返し行われる。
【００５５】
第５の実施の形態におけるモータ制御装置においても、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理をＰＷＭ周期ごとに行うとともに、３相交流電圧指令値への座標変換処理、すなわち、モータ１１を駆動するための最終的な電圧指令値演算処理をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うので、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。この場合も、ｄｑ座標系における基本波電流制御およびｄｈｑｈ座標系における高調波電流制御をＰＷＭ周期ごとに行っているので、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。
【００５６】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。同様に、第４の実施の形態におけるモータ制御装置を第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２，第３の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とし、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を第２〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。
【００５７】
また、モータ１１の回転位置θｍを検出するためのセンサとして、エンコーダを用いたが、レゾルバを用いることもできる。さらに、駆動制御を行うモータとしてＩＰＭモータを用いて説明したが、本発明がモータ１１の種類に限定されることはない。
【００５８】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御手段を、ｄｑ／３相変換部５が第１の座標変換手段を、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５が高調波電流制御手段を、ｄｈｑｈ／３相変換部１６が第２の座標変換手段を、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃが制御電圧算出手段を、電力変換部７が電力変換手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す図
【図２】高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表
【図３】図３（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図３（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図４】ｄｑ電流制御演算器とｄｈｑｈ電流制御演算器で行われる制御手順を逆にした場合の図であり、図４（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図４（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図５】第３の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図５（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図５（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図６】第５の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図６（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図６（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図７】従来技術によるモータ制御装置の制御内容を説明するための図であって、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図
【図８】モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１４ａ，１４ｂ…減算器、２…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、３…非干渉制御部、４ａ，４ｂ，１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…加算器、５…ｄｑ／３相変換部、６…３相／ｄｑ変換部、７…電力変換部、８…位相速度演算部、９ａ，９ｂ…電流センサ、１０…エンコーダ、１１…３相交流モータ、１２…高調波抽出部、１３…ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部、１５…ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器、１６…ｄｈｑｈ／３相変換部
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを駆動制御する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石モータは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、小型・高効率であるので、電気自動車の駆動モータ等に幅広く用いられている。理想的な永久磁石モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束は位相に対して正弦波で変化するが、磁束が歪みを持つ場合には、モータに流れる電流を正弦波に制御しただけでは、モータの高調波電流に起因するトルクリプルの発生やモータ効率の悪化などの問題が生じる。
【０００３】
このような問題に対して、特開２００２−１０６８６号公報に開示されている制御装置では、モータに流れる電流の基本波成分と高調波成分とをそれぞれに同期して回転する座標系にて制御することにより、高調波電流の制御性を高めている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１０６８６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した高調波電流制御を行う場合に、ＰＷＭ変調を行うインバータを用いて実現する場合には、次のような問題がある。インバータのＰＷＭ波形を、電圧指令値と三角波との比較により生成する場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値がサンプルホールドされた状態で三角波と比較されて、ＰＷＭ波形が生成される。図７は、Ｕ相電圧のＰＷＭ波形を生成する例を示している。
【０００６】
このようにしてＰＷＭ波形を生成する場合には、インバータで生成可能な３相交流電圧の周波数の上限値は、モータ制御装置で行われるデジタル制御の制御周期により定まる。すなわち、３相交流電圧の交流１周期の中に制御周期が６周期以上なければ、位相が１２０°ずれた３相交流電圧を生成することができない。制御周波数をｆｃｎｔとすると、インバータで生成する３相交流電圧の限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘは、次式（１）にて表せる。
ｆｉｎｖ＿ｍａｘ＝ｆｃｎｔ／６ …（１）
【０００７】
モータの回転速度の上昇に伴って、高調波の周波数が基本波周波数よりも早く式（１）で表される限界周波数に到達するために、モータの基本波電流制御の回転速度領域に比べて高調波電流制御の使用回転速度領域は狭くなる。図８は、モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図である。図８に示すように、高調波電流制御が使用できる周波数範囲は、低回転速度領域に限られる。
【０００８】
高調波電流制御の使用回転速度領域を拡大するためには、式（１）により定まる限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘを高く、すなわち、制御周期を短くすれば良い。しかしながら、制御周期を短くすると、ＰＷＭ周期も短くなるので、インバータのキャリア周波数を高くしなければならない。この場合には、インバータのスイッチング損失が増加する問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を使用できるモータの回転速度領域を拡大するモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によるモータ制御装置は、交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系においてモータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸およびｑｈ軸から成る直交座標系においてモータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、基本波電圧指令値および高調波電圧指令値をそれぞれ３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１および第２の座標変換手段と、第１および第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備える。基本波電流制御手段、第１および第２の座標変換手段、高調波電流制御手段、制御電圧算出手段、および、電力変換手段の制御周期をＰＷＭ制御の周期の半分とし、基本波電流制御手段および高調波電流制御手段は、ＰＷＭ制御の周期ごとに電圧指令値をそれぞれ算出することにより、上記目的を達成する。
【００１１】
【発明の効果】
本発明によるモータ制御装置によれば、モータ制御装置を構成する各手段の制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とするとともに、基本波電流制御手段と高調波電流制御手段における電圧指令値演算をＰＷＭ制御周期ごとに行うので、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を行うためのモータの使用回転速度領域を拡大することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１と座標変換演算器１０２とを備えた第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。ｄｑ電流制御演算器１００は、３相同期モータＭに流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分を制御する。
【００１３】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、ｄｑ電流制御演算器１００のみでモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、ｄｈｑｈ座標系と呼ぶ）でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する。ｄｈｑｈ座標系は、換言すれば、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１４】
ｄｑ電流制御演算器１００は、減算器１ａ，１ｂ、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２、非干渉制御部３、加算器４ａ，４ｂ、および、３相／ｄｑ変換部６を備えている。減算器１ａ，１ｂは、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑと電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊との偏差（ｉｄ＊−ｉｄ），（ｉｑ＊−ｉｑ）をそれぞれ演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、減算器１ａ，１ｂで演算された基本波電流偏差（ｉｄ＊−ｉｄ），（ｉｑ＊−ｉｑ）をＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ，ｖｑを算出する。
【００１５】
非干渉制御部３は、ｄｑ座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとを算出する。加算器４ａ，４ｂは、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２の制御出力ｖｄ，ｖｑと、非干渉制御部３で演算されるｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を算出する。
【００１６】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、高調波抽出部１２、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３、減算器１４ａ，１４ｂ、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５を備えている。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄｈｑｈを有し、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑの高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ，ｉｑｈに変換する。
【００１７】
減算器１４ａ，１４ｂは、ｄｈ軸の実電流ｉｄｈ，ｑｈ軸の実電流ｉｑｈと、電流指令値ｉｄｈ＊，ｉｑｈ＊との差をそれぞれ算出する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、減算器１４ａ，１４ｂによって減算された結果に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を演算する。演算された高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、後述するｄｈｑｈ／３相変換部１６に入力される。
【００１８】
座標変換演算器１０２は、ｄｑ／３相変換部５、ｄｈｑｈ／３相変換部１６、および、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃを備える。ｄｑ／３相変換部５は、３相交流モータＭの基本波電流の位相θｅに基づいて、加算器４ａ，４ｂでそれぞれ演算されたｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。また、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ｄｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ＊およびｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｑｈ＊をそれぞれ３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する。ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊、および、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’は、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃにそれぞれ出力される。
【００１９】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’とをそれぞれ加算することにより、モータを駆動制御するための最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”を演算する。電力変換部７は、最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”に基づいてＰＷＭ制御を行い、バッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングして、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００２０】
３相交流モータ１１は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。エンコーダ１０は、３相交流モータ１１に連結され、モータ１１の回転位置θｍを検出する。位相速度演算部８は、エンコーダ１０からの回転位置信号θｍに基づいて、基本波電流の位相θｅを演算するとともに、基本波電流の位相θｅに基づいて、ｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換を行うための位相θｅｈを演算する。位相θｅｈは、ｄｑ軸での高調波の次数をｋとすると、次式（２）により求められる。
【００２１】
図２は、高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表である。例えば、３相交流座標にて５次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝−６（＝−５−１）より、−６次高調波電流となる。また、３相交流座標にて７次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝６（＝７−１）より、６次高調波電流となる。
【００２２】
電流センサ９ａ，９ｂは、３相交流モータ１１のＵ相とＶ相の実電流ｉｕ，ｉｖを検出する。ｄｑ電流制御演算器１００に含まれる３相／ｄｑ変換部６は、基本波電流位相θｅに基づいて、３相交流モータ１１の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−ｉｕ−ｉｖ）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑへ変換する。
【００２３】
このように、ｄｑ電流制御演算器１００に加えて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を用いることにより、モータ１１の高調波電流を応答性良く制御することができる。図１に示すモータ制御装置では、高調波電流を制御するためのｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を１つしか用いてないが、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、複数の次数ごとにｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を追加すればよい。
【００２４】
基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊と高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を演算する際には、式（１）により求められる限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘの影響はない。従って、第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊の演算をＰＷＭ制御周期にて行い、ｄｈｑｈ座標系における電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を３相交流座標系における電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する演算をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うことにより、高調波電流制御の使用回転速度範囲を拡大する。
【００２５】
図３（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図３（ｂ）は、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。第１の実施の形態におけるモータ制御装置の制御周期は、図３（ｂ）に示すように、ＰＷＭ周期の半分であり、各制御区間を便宜上、Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄとしている。
【００２６】
区間Ｘａでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０における基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を求める。ここで、（ｔ０）は時刻ｔ０の値であることを示す。以下で、詳細な動作について説明する。
【００２７】
３相／ｄｑ変換部６は、電流センサ９ａ，９ｂで検出した３相交流電流ｉｕ（ｔ０），ｉｖ（ｔ０）を、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）を求める。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）と電流指令値ｉｄ＊（ｔ０），ｉｑ＊（ｔ０）とに基づいて、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）を演算する。また、非干渉制御部３は、上述したように、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）とｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とを算出する。加算部４ａ，４ｂは、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）と、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を算出する。
【００２８】
基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）は、ｄｑ／３相座標変換部５により、位相θｅに基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）に変換される。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）を演算する。なお、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）は、後述するように、区間Ｘａより１つ前の区間にて演算される。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｂにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００２９】
次の区間Ｘｂでは、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１により、時刻ｔ０＋Ｔｃｎｔにおける高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。ここで、Ｔｃｎｔは、制御周期である。また、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持される。
【００３０】
高調波抽出部１２は、区間Ｘａで求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、区間Ｘａにおいて求められた位相θｅｈ（ｔ０）に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）の高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３１】
ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、高調波電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、高調波電流指令値ｉｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）との偏差に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。ｄｈｑｈ／ｄｑ変換部１６は、位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３２】
ｄｑ／３相座標変換部５は、区間Ｘａから保持されているｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｃにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００３３】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０＋２Ｔｃｎｔにおける基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を求める。また、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）が保持される。
【００３４】
以後、基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出するための処理と高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊を算出するための処理が制御周期Ｔｃｎｔごとに交互に行われる。また、座標変換演算器１０２によるｄｑ／３相座標変換およびｄｈｑｈ／３相座標変換を制御周期ごとに、すなわち、ＰＷＭ周期の半周期ごとに行う。
【００３５】
以上、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、制御周期ＴｃｎｔをＰＷＭ周期の１／２として、制御周波数ｆｃｎｔ（＝１／Ｔｃｎｔ）をＰＷＭ周波数の２倍とすることにより、ＰＷＭ周波数を変化させずに限界周波数ｆｉｎｖ＿ｍａｘ（式（１））を２倍にすることができる。これにより、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００３６】
また、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理を制御周期ごとに交互に行うので、それぞれの演算処理はＰＷＭ周期ごとに行われることになり、制御周期ごとに演算処理を行う場合に比べて、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。すなわち、演算量の増加分は、制御周期Ｔｃｎｔごとに座標変換演算器１０２で行われる演算量となる。
【００３７】
なお、制御周期をＰＷＭ周期の例えば１／３とするような方法も考えられるが、この場合には、インバータのスイッチング回数が増加することにより、スイッチング損失が増加する。これに対し、制御周期をＰＷＭ周期の半分とする第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図４（ａ），図７に示すように、スイッチング回数が増加することはない。
【００３８】
なお、上述したように、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行われる演算処理は、制御周期ごとに交互に行われるので、図４に示すように、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１による演算処理を先に行ってもよい。
【００３９】
−第２の実施の形態−
第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、高調波抽出部１２は、区間Ｘａにおいて求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出した。第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘｂにおいても電流センサ９ａ，９ｂにより３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を検出する。なお、第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４０】
３相／ｄｑ変換部６は、検出された３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に対して、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）にフィルタ処理を施して、高調波成分を抽出する。
【００４１】
高調波抽出部１２で抽出されたｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）の高調波成分に対して、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３が行う座標変換処理、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行われる演算処理などは、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同じである。
【００４２】
第２の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータに流れる電流の高調波成分を制御するために、制御周期Ｔｃｎｔごとに実電流ｉｕ，ｉｖを検出するので、高調波電流制御における電流制御の応答性を向上させることができる。
【００４３】
−第３の実施の形態−
図５（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図５（ｂ）は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４４】
第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持された。第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘａにおいて求められたｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）を保持する。従って、区間Ｘｂでは、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０），ｖｖ＊（ｔ０），ｖｗ＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００４５】
すなわち、座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、制御周期Ｔｃｎｔごとの座標変換処理は行わずに、ＰＷＭ周期（制御周期Ｔｃｎｔの２倍）ごとにｄｑ／３相座標変換処理を行う。これにより、第１の実施の形態におけるモータ制御装置の効果に加えて、ｄｑ座標系から３相交流座標系への座標変換の演算量を低減することができる。従って、ｄｑ電流制御演算器１００、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１、および、座標変換演算器１０２をマイクロプロセッサにより構成する場合には、演算速度の低いマイクロプロセッサを用いても、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００４６】
−第４の実施の形態−
第１〜第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、位相速度演算部８で演算される位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行った。第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、次式（３）に示すように、線形補間により演算される位相θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行う。なお、第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＝θｅｈ（ｔ０）＋θｅ（ｔ０）＋（ｋ＋１）ωＴｃｎｔ …（３）
ただし、ωはモータ１１の電気的角速度である。
【００４７】
従って、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、区間Ｘａにおいて位相θｅ（ｔ０）およびθｅｈ（ｔ０）を位相速度演算部８から読み込むと、次の区間Ｘｂでは位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）およびθｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を読み込む必要がなくなる。すなわち、第４の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ＰＷＭ周期ごとに位相θｅおよび位相θｅｈを読み込んで位相θｅｈ’ （ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算するので、ＰＷＭ周期あたりの位相読み込みを低減することができる。
【００４８】
−第５の実施の形態−
図６（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図６（ｂ）は、第５の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第５の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４９】
第１〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、制御区間ごとにｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とに分けて制御演算を行った。第５の実施の形態におけるモータ制御装置では、ｄｑ電流制御演算器１００およびｄｈｑｈ電流制御演算器１０１で行われる制御を制御区間ごとに明確に区別せずに行う。
【００５０】
ｄｑ電流制御演算器１００は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５１】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、区間Ｘｂにおいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５２】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０），ｖｑ＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５３】
同様に、区間Ｘｃにおいて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０），ｖｑｈ＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相におけるそれぞれの電圧指令値を加算することにより、最終的な電圧指令値値ｖｕ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５４】
区間Ｘａ，Ｘｂと同様に、区間Ｘｃ，Ｘｄでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、基本波電圧指令値ｖｄ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１によって、高調波電圧指令値ｖｄｈ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。以後、上述した制御演算が繰り返し行われる。
【００５５】
第５の実施の形態におけるモータ制御装置においても、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理をＰＷＭ周期ごとに行うとともに、３相交流電圧指令値への座標変換処理、すなわち、モータ１１を駆動するための最終的な電圧指令値演算処理をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うので、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。この場合も、ｄｑ座標系における基本波電流制御およびｄｈｑｈ座標系における高調波電流制御をＰＷＭ周期ごとに行っているので、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。
【００５６】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。同様に、第４の実施の形態におけるモータ制御装置を第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２，第３の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とし、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を第２〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。
【００５７】
また、モータ１１の回転位置θｍを検出するためのセンサとして、エンコーダを用いたが、レゾルバを用いることもできる。さらに、駆動制御を行うモータとしてＩＰＭモータを用いて説明したが、本発明がモータ１１の種類に限定されることはない。
【００５８】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御手段を、ｄｑ／３相変換部５が第１の座標変換手段を、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５が高調波電流制御手段を、ｄｈｑｈ／３相変換部１６が第２の座標変換手段を、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃが制御電圧算出手段を、電力変換部７が電力変換手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す図
【図２】高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表
【図３】図３（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図３（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図４】ｄｑ電流制御演算器とｄｈｑｈ電流制御演算器で行われる制御手順を逆にした場合の図であり、図４（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図４（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図５】第３の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図５（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図５（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図６】第５の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図６（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図６（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図７】従来技術によるモータ制御装置の制御内容を説明するための図であって、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図
【図８】モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１４ａ，１４ｂ…減算器、２…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、３…非干渉制御部、４ａ，４ｂ，１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…加算器、５…ｄｑ／３相変換部、６…３相／ｄｑ変換部、７…電力変換部、８…位相速度演算部、９ａ，９ｂ…電流センサ、１０…エンコーダ、１１…３相交流モータ、１２…高調波抽出部、１３…ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部、１５…ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器、１６…ｄｈｑｈ／３相変換部
Claims (5)
- 交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系において前記モータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、
前記基本波電流制御手段により算出された前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１の座標変換手段と、
前記モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸およびｑｈ軸から成る直交座標系において前記モータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、
前記高調波電流制御手段により算出された前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する第２の座標変換手段と、
前記第１の座標変換手段および前記第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、前記モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、
前記制御電圧算出手段により算出された制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備え、
前記基本波電流制御手段、前記第１の座標変換手段、前記高調波電流制御手段、前記第２の座標変換手段、前記制御電圧算出手段、および、前記電力変換手段の制御周期を前記ＰＷＭ制御の周期の半分とし、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、前記ＰＷＭ制御の周期ごとに前記電圧指令値をそれぞれ算出することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、それぞれ前記制御周期ごとに交互に前記電圧指令値を算出し、前記電圧指令値を算出すると次の制御区間まで前記算出した電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
前記基本波電流および前記高調波電流を検出するために、前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記電流検出手段は、前記制御周期ごとに前記モータに流れる電流を検出することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記第１の座標変換手段は、前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換すると、次の制御区間まで前記３相交流座標系における電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置において、
前記第２の座標変換手段は、前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する際に用いられる位相を１つ前の前記制御区間で求められた位相に基づいて算出することを特徴とするモータ制御装置。
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