JP2003514478A

JP2003514478A - 増幅器

Info

Publication number: JP2003514478A
Application number: JP2001537865A
Authority: JP
Inventors: ウィリアム、レッドマン‐ホワイト
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1999-11-13
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2003-04-15
Also published as: KR20010089826A; WO2001037422A1; EP1145425A1; US6384684B1; GB9926956D0

Abstract

(57)【要約】相補形共通ソーストランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）を含む出力段を有するＡＢ級増幅器は、静止電流を設定するための手段を有する。この手段は、バイアス電流が流れ、そのトランジスタ（Ｔ１とＴ２）のゲート間でそのゲート電圧を設定するように接続されているバイアス抵抗器を含む。バイアス抵抗器（Ｒ１）を流れる電流は、２つの基準トランジスタ（Ｔ３とＴ４）から得られ、その各々の基準トランジスタには電流源（３、５）によって所望の静止電流が流されている。基準トランジスタ（Ｔ３、Ｔ４）のゲート電圧は、基準抵抗器（Ｒ２）の両端に加えられ、その基準抵抗器（Ｒ２）を流れる電流はバイアス抵抗器（Ｒ１）にミラーされる（Ｔ５からＴ９に）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は増幅器に関し、特に、低電源電圧で使用するのに適した増幅器に関す
るが、これに限定されるものではない。

【０００２】移動電話またはオーディオプレーヤまたはビデオプレーヤのような携帯型装置
は、バッテリ寿命を最大にするために平均電力消費が最小限であるが、大信号の
適正な処理を可能にする集積回路を必要とする。しばしば必要とされる構成要素
の１つは増幅器であり、上の要求を満たすためにＡＢ級ＣＭＯＳ演算増幅器およ
びバッファが一般に使用される。そのような増幅器に関する特有の問題は、特に
低電源電圧の時に、出力段の持続電流をどのように設定するかである。２つの重
要な要件は、信号が存在しない時の浪費電流を最小限にすること、および、Ｎチ
ャネルおよびＰチャネルの両駆動トランジスタが両方とも同時にオフすると、「
クロスオーバ歪み」をもたらすので、このことが確実にないようにすることであ
る。後者の要件は、小信号振幅で特に厄介である。

【０００３】一般の低電圧ＡＢ級ＣＭＯＳ増幅器の出力段は、共通ソースの出力ドライバを
含む。そのような構成では信号が電源線電圧の近くまで振れることができるので
、そのような構成が低電圧用途で選ばれる。２つの出力が存在し、共通モード帰
還がある完全に差動用のものでは、ＮチャネルおよびＰチャネル出力トランジス
タの両方のゲートが初段増幅器の高インピーダンスで駆動される。両方のゲート
が信号と一緒に立ち上がり、また立ち下がって、適正なプッシュプル動作を行う
。しかし、初段の出力レベルは、高インピーダンスのノードで生成されるので、
絶対的には明確になっておらず、全体的な外部帰還が適用される時に、やっと明
確になる。信号のない条件の下で最小出力電流を設定するために、出力トランジ
スタのゲート電圧の間の差を知ることが必要である。１つの方法は、簡単な公差
出しを使用することであるが、ドライバノードの高インピーダンス性のために、
これは信頼性のある選択肢ではない。

【０００４】従来のＡＢ級増幅器では、多くの場合、基準回路が使用されている。その基準
回路は、所望の最小バイアス電流が流れるＮおよびＰデバイスの直列接続チェー
ンを含み、その直列接続されたＮチャネルデバイスとＰチャネルデバイスの両方
のゲート・ソース電圧の和に関係した電圧降下を生成する。ソースフォロワ型の
出力では、これによりバイアスを設定する容易な方法が可能になり、多くの古典
的なオーディオ電力増幅器およびバイポーラ演算増幅器で、この方法が使用され
ている。しかし、低電源電圧の用途では、相補形ソースフォロワの使用は、クリ
ッピング歪み余裕の考慮によって選択肢でなくなるので、他の解決策を見出さな
ければならない。しばしば使用される１つの解決策は、浮動「電圧源」であるが
、これには、デバイスのＶｔおよび飽和電圧に関する問題がある。

【０００５】米国特許第５，４７５，３４３号には、最小限の電力消費で最大出力電圧振幅
および大負荷電流を可能にするＡＢ級相補形出力段が開示されている。その出力
段は、抵抗器制御バイアス電流で一対の電圧ノードを生成する第１のバイアス回
路を含む。第２のバイアス回路は４つの電流源を含み、その電流源の出力は２つ
ずつ抵抗器の両端に結合されて、その抵抗器の端子に一対の高インピーダンスノ
ードを形成する。第１のバイアス回路の電圧ノードが、差動入力段および第２の
バイアス回路の一対の電流源のバイアス電流を確定する。差動入力段の出力は、
第２のバイアス回路の第２の電流源の対の入力を駆動する。その第２のバイアス
回路は高インピーダンスノードに駆動電流を供給する。出力回路は、一対の相補
形共通ソーストランジスタを含み、そのトランジスタのゲート（ベース）は第２
のバイアス回路の高インピーダンスノードで駆動される。

【０００６】本発明の目的は、低電力消費で低電源電圧で動作可能な増幅器の提供を可能に
することである。

【０００７】本発明で提供されるＡＢ級増幅器は、電源線間に接続された相補形共通ソース
（またはエミッタ）トランジスタを含む出力段と、バイアス電流が流されかつそ
れらのトランジスタのゲート（ベース）電極の間に接続されたバイアス抵抗器を
含み、ゼロ信号条件の下で出力段の最小（または静止）電流を設定するための第
１の手段と、基準電流生成手段、第１および第２のダイオード接続された相補形
基準電界効果トランジスタを通してその基準電流を流すための手段、第１および
第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位を監視するための手段、
および基準抵抗器の両端にそのゲート（またはベース）電位を加えるための手段
を含み、バイアス抵抗器を流れるバイアス電流を決定するための第２の手段と、
基準抵抗器を流れる電流を感知しそれに依存した電流をバイアス抵抗器に加える
ための第３の手段とを有する。

【０００８】基準トランジスタを流れる電流を決定する基準電流源を設けることで、電流は
実質的に電源電圧に無関係になる。したがって、基準トランジスタのゲート・ソ
ース（またはベース・エミッタ）電位は、実質的に一定であり、電源電圧に無関
係になる。

【０００９】静止電流生成手段は、第１の電流生成器および第２の電流生成器を含んでもよ
く、前記第１の電流生成器の出力電流が第１の基準トランジスタを通り抜け、第
２の電流生成器の出力電流が第２のトランジスタを通り抜ける。第１および第２
の電流生成器で生成される電流は、実質的に等しい。

【００１０】２つの別個の電流源を設けることで、２つの基準トランジスタの間に接続され
た単一電流源が使用される場合よりも、２つのゲート（またはベース）電圧が互
いにいっそう近くなるようにすることができる。

【００１１】第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位を監視し、基準抵抗器
の一端に加えるための手段は、演算増幅器を含んでもよい。

【００１２】第１の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位を監視し、基準抵抗器
の他端に加えるための手段は、バッファ増幅器を含んでもよい。

【００１３】もしくは、第１の基準トランジスタのゲート（またはベース）電極は、基準抵
抗器手段の他端に直接接続され、基準電流よりも僅かに少くない値の電流をさら
に生成し、前記電流を基準抵抗器の他端に加えることができる。

【００１４】バイアス抵抗器内の電流の流れの方向を逆にするための手段が設けられてもよ
い。

【００１５】これによって、２つの出力トランジスタのゲート（またはベース）の間の電圧
差が符号を変えることができるときに、非常に低い電源電圧での動作が可能にな
る。使用によってバッテリの充電状態が変化するときに広い範囲の電圧での動作
が要求され得る移動電話のようなバッテリ電力供給装置で、そのような配列は特
に有用である。

【００１６】反転手段は、第１および第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電
圧を比較するための比較器、および比較器の出力に依存して基準抵抗器およびバ
イアス抵抗器を通過する電流の流れの方向を逆にするための切換え手段を含んで
もよい。

【００１７】本発明の上記および他の特徴および利点は、添付の図面を参照する、例として
の本発明の実施形態についての次の説明から明らかになるであろう。

【００１８】図１は本発明によるＡＢ級増幅器の出力段を示し、入力信号を受け取るための
入力端子１を含み、その入力端子はＰチャネル電界効果トランジスタＴ１のゲー
ト電極に接続され、さらに、抵抗器Ｒ１を介してＮチャネル電界効果トランジス
タＴ２のゲート電極に接続されている。トランジスタＴ１およびＴ２のドレイン
電極は、出力端子２に接続され、その出力端子から増幅された出力信号が利用可
能になる。トランジスタＴ１およびＴ２のソース電極は、それぞれ電源線Ｖ_ＤＤおよびＶ_ＳＳに接続されている。Ｐチャネル電界効果トランジスタＴ３はダイオ
ード接続され、そのソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続され、そのゲートおよびド
レイン電極は電流シンク３および演算増幅器４の非反転入力に接続されている。
電流源５はＮチャネル電界効果トランジスタＴ４のゲートおよびドレインの電極
に接続され、そのＮチャネル電界効果トランジスタＴ４のソース電極は電源線Ｖ _ＳＳに接続されている。トランジスタＴ４のゲート電極は演算増幅器６の非反転
入力に接続されている。増幅器４の反転入力は、それの出力と抵抗器Ｒ２の一端
とに接続されている。抵抗器Ｒ２の他端は、増幅器６の反転入力とＮチャネル電
界効果トランジスタＴ５のドレイン電極とに接続されている。増幅器６の出力は
、トランジスタ５のゲート電極と２つの他のＮチャネル電界効果トランジスタＴ
６およびＴ７のゲート電極とに接続されている。トランジスタＴ５、Ｔ６、およ
びＴ７のソース電極は、それぞれ電源線Ｖ_ＳＳに接続されている。トランジスタ
Ｔ６のドレイン電極はＰチャネル電界効果トランジスタＴ８のドレイン電極に接
続され、そのＰチャネル電界効果トランジスタＴ８のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続されている。トランジスタＴ８のドレイン電極は、それのゲート電極とＰ
チャネル電界効果トランジスタＴ９のゲート電極とに接続され、そのＰチャネル
電界効果トランジスタＴ９のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続されている。トラ
ンジスタＴ９のドレイン電極はトランジスタＴ１のゲート電極に接続され、一方
で、トランジスタＴ７のドレイン電極はトランジスタＴ２のゲート電極に接続さ
れている。補償コンデンサＣ１およびＣ２は、それぞれトランジスタＴ１および
Ｔ２のゲート電極とドレイン電極の間に接続されてもよい。一方で、コンデンサ
Ｃ３は抵抗器Ｒ１と並列に接続されている。

【００１９】ＮチャネルとＰチャネルの出力トランジスタ（Ｔ１およびＴ２）の間の所望の
オフセットが非常に小さくなる時に、すなわち数ミリボルトになる時に、安定な
オセット電圧を維持する最も信頼性のある方法は、抵抗器（Ｒ１）を通して電流
を流すことによる。また、これによって、信号経路内での全体の非直線挙動が回
避される。また、抵抗器の両端間の交流インピーダンスは、両方のトランジスタ
が相補形のやり方で駆動されるように小さくしなければならない。これは、例え
ば、抵抗器と並列に大きなコンデンサ（Ｃ３）を接続することで達成することが
できる。２つのゲート（トランジスタＴ１とＴ２の）は、高インピーダンスノー
ドから駆動されるので、各々のゲートノードで対称的にオフセット電流が加えら
れ、また引かれる。

【００２０】示した実施形態は、抵抗、ＶｔおよびＶ_ＤＤの変動に拘わらず適正な電流が設
定される増幅器を提供する。

【００２１】図１に示す増幅器では、出力段に指定された要求静止電流のときに２つの基準
トランジスタＴ３およびＴ４（必要な大きさである）で必要とされる絶対的なゲ
ート・ソース電圧の推定値を、最初に見出して、抵抗器Ｒ１を流れるバイアス電
流が生成される。実際の用途では、２つのゲート電圧の値は非常に近くなる可能
性があるので、バイアス電流が引き出される基準電圧を得るために、必ずしも共
通電流経路を使用する必要はない。結果として、出力トランジスタＴ１およびＴ
２を流れる静止電流に等しいトランジスタＴ３およびＴ４を流れる電流を限定す
るように、別個の電流シンク３および電流源５が設けられる。電流シンク３およ
び電流源５は、基準電流生成器の出力を適切にミラーすることで得られる。その
基準電流生成器は、例えば、バンドギャップ型基準源で制御され得る。増幅器４
は、電圧フォロワとして作用して、トランジスタＴ３のゲート電極に生成された
基準電圧を緩衝する。トランジスタＴ４のゲート電極に生成された基準電圧は、
演算増幅器６の高インピーダンス非反転入力に供給される。基準抵抗器Ｒ２は、
演算増幅器６の反転入力と増幅器５の出力の間に接続されている。その結果、増
幅器６の反転入力はトランジスタＴ４のゲート電極に接続されている非反転入力
の電位に追随するので、基準抵抗器Ｒ２はトランジスタＴ３およびＴ４のゲート
電圧をその両端に加えられている。増幅器６の反転段によって帰還された電流が
抵抗器Ｒ２を流れる基準電流を供給し、その基準電流が抵抗器Ｒ１を流れるバイ
アス電流を限定するために使用される。抵抗器Ｒ２を流れるこの電流は、トラン
ジスタＴ５およびＴ６を含む電流ミラーを使用して、実証される電流源トランジ
スタＴ９および電流シンクトランジスタＴ７の両方に複製することができる。こ
のようにして、限定されたバイアス電流が出力トランジスタＴ１とＴ２のゲート
電極の間に接続された抵抗器Ｒ１を流れる。基準電流生成ループ内の演算増幅器
は、非常に簡単なものでよく、数μＡで動作する単一段で構成され、したがって
殆ど電力を使わない。

【００２２】抵抗器Ｒ１とＲ２は等しいのが好ましく、そうすると等しい電流がそれらの抵
抗器を流れる。これは、トランジスタＴ５、Ｔ６およびＴ７を互いに同じにし、
さらにトランジスタＴ８とＴ９互いに同じにすることで達成することができる。
明らかに、基準抵抗器Ｒ２の電流がバイアス抵抗器Ｒ１の電流に等しいことは不
可欠なことではなく、重要な考慮すべきことは、抵抗器Ｒ１の両端間の電位が抵
抗器Ｒ２の両端間の電位に等しくなければならないことであるが、そのようにす
るのが好都合である。トランジスタＴ６からＴ９を適切な寸法に作ることで、異
なるが関係のある電流が生成可能であるが、抵抗器Ｒ１およびＲ２を適当に調整
して電位が等しく保たれる。明らかになることであるが、抵抗器Ｒ１およびＲ２
流れる電流は、トランジスタＴ１およびＴ２を流れる静止電流またはトランジス
タＴ３およびＴ４を流れる電流に直接には関係していない。

【００２３】図２は、他の実施形態を示す。この実施形態では、同じ参照記号は、図１の構
成要素と同等な図２の構成要素を示すために使用する。次の説明では、図１と２
の実施形態の間の差だけを説明する。図２に示すように、増幅器４は省かれ、抵
抗器Ｒ２の一端が直接トランジスタＴ３のゲートおよびドレインの電極に接続さ
れる。他の対策が何も無い場合は、これによって、トランジスタ３を通して余分
な電流が引き出される結果になり、必要とされるゲート電圧の推定値を無効にし
、抵抗器Ｒ１にかかるバイアス電圧の精度を低下させる。この精度の低下を小さ
くするために、他のＰチャネル電界効果トランジスタＴ１０が設けられる。トラ
ンジスタＴ１０のソース電極は、電源線Ｖ_ＤＤに接続され、ドレイン電極は抵抗
器Ｒ２の一端に接続され、さらにゲート電極はトランジスタＴ８のゲート電極に
接続される。このトランジスタは、抵抗器Ｒ２を流れる基準電流よりも僅かに小
さい電流を生成するような寸法に作られ、その結果、基準電流よりも僅かに小さ
な電流がループ内に再注入される。これによって、全補償電流が注入された場合
に起こる安定性の問題なしに、誤差が減少される。

【００２４】本発明が基づいている原理は、より低い電源電圧も考慮に入れるように拡張す
ることができる。理解されるであろうが、バッテリ電力供給システムに関して、
バッテリの寿命を最大にするために、またはバッテリの繰返し充電の間の時間を
最大限にするために、電源電圧値の広い範囲を包含する必要がある。電源電圧が
減少するときに、出力トランジスタのゲート電極間の電圧差が符号を変えること
が起り得る。したがって、トランジスタＴ１およびＴ２のゲートノードで注入さ
れる電流もまた符号を変えなければならない。これは、基準電流生成ループ内で
使用される増幅器がシンク電流または供給源電流に対する能力があるようにする
ことで達成することができる。１つの可能性は、増幅器６の出力にインバータに
似ている構造を設けることである。Ｖ_ｔｎ＋Ｖ_ｔｐより下の非常に低い電源電圧
では、ＮおよびＰのソース両方が活動化される状況が起こらないので、簡単なイ
ンバータは適切でない。より広い範囲の電源電圧の要求に応えなければならない
場合は、Ｖｂｉａｓ＝０である時に供給源とシンクが互いに不利に動作しないこ
とを保証する必要である。このことが可能な場合、トランジスタＴ１およびＴ２
のゲートに対してミラーされる時に、低インピーダンスノードが増幅器の初段に
対して現れるので、低周波利得が下がる。

【００２５】電源電圧がクリティカルなレベルまで減少した時に、抵抗器Ｒ１のバイアス電
流の方向を反対にすることが可能な実施形態を、図３に示す。再び、図１に関連
して既に説明した構成要素に対応する図３のそれらの構成要素は、図１と同じ参
照記号を付ける。図１と図３の実施形態の差だけを下で詳細に述べる。

【００２６】図３に示すように、増幅器４の出力はさらに比較器７の第１の入力に接続され
、一方で、トランジスタＴ４のゲート電極はさらに比較器７の第２の入力に接続
される。比較器７の出力は、第１および第２の切換え用配列８および９の入力を
制御するように接続される。トランジスタＴ５のドレイン電極はさらにＰチャネ
ル電界効果トランジスタＴ１１のドレイン電極に接続され、一方で、演算増幅器
６の出力は、切換え用配列８および９を介して、それぞれトランジスタＴ５およ
びＴ１１のゲート電極に接続される。トランジスタＴ１１のゲート電極は、２つ
の他のＰチャネル電界効果トランジスタＴ１２およびＴ１３のゲート電極に接続
される。トランジスタＴ１１、Ｔ１２およびＴ１３のソース電極はそれぞれ電源
線Ｖ_ＤＤに接続される。トランジスタＴ１１のドレイン電極は、Ｎチャネル電界
効果トランジスタＴ１４のドレインおよびゲートの電極とＮチャネル電界効果ト
ランジスタＴ１５のゲート電極とに接続される。トランジスタＴ１４およびＴ１
５のソース電極は電源線Ｖ_ＳＳに接続される。トランジスタＴ１３のドレイン電
極はトランジスタＴ２のゲート電極に接続され、一方で、トランジスタＴ１５の
ドレイン電極はトランジスタＴ１のゲート電極に接続される。

【００２７】図３の考察から理解されるように、双方向の電流シンク兼電流源が増幅器６の
帰還経路に使用され、さらに比較器７が追加されて、必要なＶｂｉａｓが０Ｖに
近かづいたときに、帰還を供給するために電流源を使用するかまたは電流シンク
を使用するかが選択され、他方のデバイスのＶｇｓが０Ｖに減らされる。このよ
うにして、増幅器６の帰還経路内の電流源は、比較器７の出力に依存して、トラ
ンジスタＴ１１を含む電流源かトランジスタＴ５を含む電流シンクかいずれかで
形成される。比較器７の出力で、切換え用配列８および９の状態を制御して、ト
ランジスタＴ５かＴ１１かいずれかを増幅器６の帰還経路に接続する。

【００２８】当業者には明らかであろうが、トランジスタＴ５が増幅器６の帰還経路内に接
続される時に、トランジスタＴ１１は、そのソースとゲートの電極が一緒に接続
されるので、電流を出力しない。したがって、トランジスタＴ１２〜Ｔ１５もま
た電流を出力しない。

【００２９】図１に関連して前に説明したように、トランジスタ５は基準抵抗器Ｒ２を通し
て電流を運ぶ。トランジスタＴ６およびＴ７各々はトランジスタＴ５と電流ミラ
ーを形成し、トランジスタＴ６を流れる電流は、さらに、トランジスタＴ７およ
びＴ９で形成される電流ミラーの入力枝路に流される。これによって、バイアス
抵抗器Ｒ１を通して電流が流れる結果になり、その電流の大きさはトランジスタ
Ｔ７およびＴ９で流される電流によって決定され、したがって、基準抵抗器Ｒ２
を通して流れる電流に関係している。トランジスタＴ５〜Ｔ７が同じ大きさであ
り、さらにトランジスタＴ８とＴ９が同じ大きさである場合、その２つの電流は
等しくなる。

【００３０】しかし、トランジスタＴ１１が増幅器６の帰還経路内に接続されている場合、
トランジスタＴ１１は抵抗器Ｒ２を通して基準電流を流す。明らかに、この電流
は抵抗器Ｒ２を通して反対方向に流れる。同時に、トランジスタＴ５のゲート電
極はＶ_ＳＳに接続されて、トランジスタＴ５〜Ｔ９が非導通になるようにする。
トランジスタＴ１２およびＴ１３はトランジスタＴ１１とそれぞれの電流ミラー
を形成し、トランジスタＴ１２はまたトランジスタＴ１４およびＴ１５で形成さ
れる電流ミラーの入力枝路に電流を流す。これによって、基準抵抗器Ｒ２を通っ
て流れる電流に等しい（または関係した）電流がバイアス抵抗器Ｒ１を通って流
れる結果になる。この電流はトランジスタＴ１３およびＴ１５を介して伝導され
る。

【００３１】図４は、トランジスタＴ３およびＴ４に加えられるべき電流を生成するための
基準電流生成器の例示的な実施形態を示す。バンドギャップ型、または他の電圧
生成器１０を含み、その電圧生成器１０は演算増幅器１１の非反転入力に接続さ
れ、その演算増幅器の出力はＮチャネル電界効果トランジスタＴ２０のゲート電
極に接続されている。トランジスタＴ２０のソース電極は増幅器１１の反転入力
に接続され、また抵抗器Ｒ１０を介して電源線Ｖ_ＳＳに接続されている。トラン
ジスタＴ２０のドレイン電極は、Ｐチャネル電界効果トランジスタＴ２１のドレ
インおよびゲート電極に接続され、そのＰチャネル電界効果トランジスタＴ２１
のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続されている。トランジスタＴ２１のゲート電
極はさらにＰチャネル電界効果トランジスタＴ２２のゲート電極に接続され、そ
のＰチャネル電界効果トランジスタＴ２２のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続さ
れている。トランジスタＴ２２のドレイン電極は、基準電流出力を供給し、その
基準電流出力はバンドギャップ電圧、抵抗器Ｒ１０の値、およびトランジスタＴ
２０〜Ｔ２２の相対的な寸法に依存している。

【００３２】基準トランジスタＴ３およびＴ４に加える静止電流を生成するために、トラン
ジスタＴ２２のドレイン電極からの出力電流がＮチャネル電界効果トランジスタ
Ｔ２３のゲートおよびドレイン電極に供給され、そのＮチャネル電界効果トラン
ジスタＴ２３のソース電極は電源線Ｖ_ＳＳに接続されている。トランジスタＴ２
３は、Ｎチャネル電界効果トランジスタＴ２４およびＴ２５で形成される２つの
出力枝路を有する電流ミラーの入力枝路を形成し、そのＮチャネル電界効果トラ
ンジスタＴ２４およびＴ２５のゲート電極はトランジスタＴ２３のゲート電極に
接続され、さらに、トランジスタＴ２４およびＴ２５のソース電極は電源線Ｖ_Ｓ _Ｓに接続されている。トランジスタＴ２４のドレイン電極は、Ｐチャネル電界効
果トランジスタＴ２６のドレインおよびゲート電極に接続され、さらにそのＰチ
ャネル電界効果トランジスタＴ２６のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続されてい
る。トランジスタＴ２６は、電流ミラー回路の入力枝路を形成し、その電流ミラ
ー回路の出力枝路はＮチャネル電界効果トランジスタＴ２７で形成され、そのＮ
チャネル電界効果トランジスタＴ２７のゲート電極はトランジスタＴ２６のゲー
ト電極に接続され、またトランジスタＴ２７のソース電極は電源線Ｖ_ＤＤに接続
されている。トランジスタＴ２７は図１〜３の電流源３を形成し、トランジスタ
２７のドレイン電極はトランジスタＴ４のドレインおよびゲート電極に接続され
ている。同様に、トランジスタＴ２５は図１〜３の電流シンク５を形成し、トラ
ンジスタ２５のドレイン電極はトランジスタＴ３のゲートおよびドレイン電極に
接続されている。

【００３３】明らかになることであるが、増幅器の出力段の最小電流または静止電流は、バ
ンドギャップ電圧および抵抗器Ｒ１０の抵抗で決定される値に設定され、したが
って、電源電圧変動に実質的に無関係である。トランジスタＴ３およびＴ４を流
れる電流は、トランジスタＴ１およびＴ２を流れる電流に等しいが、バイアス抵
抗器Ｒ１または基準抵抗器Ｒ２を流れる電流とどのような関係も直接的にない。
バイアス電流は、トランジスタＴ１とＴ２（またはＴ３とＴ４）のゲート電圧の
間の差の因数であるが、抵抗器の値でバイアス電流の実際の値が決定される。

【００３４】図１〜４に関連して説明したＡＢ級増幅器の実施形態は電界効果トランジスタ
を使用するが、本発明はバイポーラトランジスタを使用するＡＢ級増幅器に同様
に適用することができ、回路配列または動作のモードに対する実質的な変更は必
要でない。

【００３５】本開示を読むことで、当業者には他の修正形態が明らかになるであろう。その
ような修正形態は、増幅器の設計および使用で既に公知であり、かつ本明細書で
既に説明された特徴の代わりに、またはそれに追加して使用され得る他の特徴を
含んでもよい。この出願で特許請求項は特徴の特定の組合せに組み上げられた。
しかし、本出願の開示の範囲は、明示的にか暗黙にかいずれかで開示された新規
な特徴、または特徴の新規な組合せ、または当業者に明らかである１つまたは複
数のそれらの特徴の概念を含み、それがいずれかの請求項で現在請求されている
ものと同じ発明に関係するものであるかどうか、さらに本発明と同じ技術問題の
いずれかまたは全てを軽減するものであるかどうかによらないことは理解すべき
である。本出願者は、ここで、本出願またはそれから派生する他の出願の遂行時
に、新しい請求項がそのような特徴および／またはそのような特徴の組合せに具
現化され得ることを通知する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による増幅器の第１の実施形態の回路図である。

【図２】本発明による増幅器の第２の実施形態の回路図である。

【図３】本発明による増幅器の第３の実施形態の回路図である。

【図４】第１および第２の基準トランジスタを流れる電流を生成するための構成の一実
施形態の回路図である。

【符号の説明】

Ｔ１、Ｔ２出力トランジスタＴ３、Ｔ４基準トランジスタＴ５〜Ｔ９トランジスタ３電流シンク４増幅器５電流源６、１１演算増幅器Ｒ１バイアス抵抗器Ｒ２基準抵抗器７比較器８、９切換え用配列１０電圧生成器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J090 AA01 AA18 AA41 AA63 CA05 CA24 FA05 HA10 HA17 HA25 HA29 KA01 KA05 KA09 MA05 MA22 5J091 AA01 AA18 AA41 AA63 CA05 CA24 FA05 HA10 HA17 HA25 HA29 KA01 KA05 KA09 MA05 MA22 UW09 5J500 AA01 AA18 AA41 AA63 AC05 AC24 AF05 AH10 AH17 AH25 AH29 AK01 AK05 AK09 AM05 AM22 WU09

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源線の間に接続された相補形共通ソース（またはエミッタ）トランジスタを
含む出力段と、バイアス電流が流されかつ前記トランジスタのゲート（またはベ
ース）電極の間に接続されたバイアス抵抗器を含み、ゼロ信号条件の下で前記出
力段の最小（または静止）電流を設定するための第１の手段と、基準電流生成手
段、第１および第２の相補形基準トランジスタを通して前記基準電流を流すため
の手段、前記第１および第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位
を監視するための手段、および前記ゲート（またはベース）電位を基準抵抗器の
両端に加えるための手段を含み、前記バイアス抵抗器を流れる前記バイアス電流
を決定するための第２の手段と、前記基準抵抗器を流れる前記電流を感知し、そ
れに依存した電流を前記バイアス抵抗器に加えるための第３の手段とを有するＡ
Ｂ級増幅器。
【請求項２】前記静止電流生成手段が、第１の電流生成器と、第２の電流生成器とを含み、
前記第１の電流生成器の出力電流が前記第１の基準トランジスタを流れ、前記第
２の電流生成器の出力電流が前記第２の基準トランジスタを流れ、前記第１およ
び第２の電流生成器で生成される電流が実質的に等しい、請求項１に記載のＡＢ
級増幅器。
【請求項３】前記第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位を監視し、それを
前記基準抵抗器の一端に加えるための前記手段が、演算増幅器を含む、請求項１
または２に記載のＡＢ級増幅器。
【請求項４】前記第１の基準トランジスタのゲート（またはベース）電位を監視し、かつそ
れを前記基準抵抗器の他端に加えるための前記手段が、バッファ増幅器を含む、
請求項１乃至３のいずれかに記載のＡＢ級増幅器。
【請求項５】前記第１の基準トランジスタのゲート（またはベース）電極が、前記基準抵抗
器の前記他端に直接接続され、また前記基準電流よりも僅かに小さい値の電流を
さらに生成し、かつ前記電流を前記基準抵抗器の前記他端に加えるための手段が
設けられる、請求項１乃至３のいずれかに記載のＡＢ級増幅器。
【請求項６】前記バイアス抵抗器内の電流の流れの方向を反対にするための手段を含む、請
求項１乃至５のいずれかに記載のＡＢ級増幅器。
【請求項７】前記第１および第２の基準トランジスタのゲート（またはベース）電圧を比較
するための比較器と、前記比較器の出力に依存して、前記基準抵抗器および前記
バイアス抵抗器を流れる電流の流れの方向を反対にするための切換え手段とを含
む、請求項６に記載のＡＢ級増幅器。