JP2003507982A

JP2003507982A - パラメトリック・スピーカ・システムのための変調器処理

Info

Publication number: JP2003507982A
Application number: JP2001519082A
Authority: JP
Inventors: スペンサー，マイケル・イー; クロフト，ジェイムス・ジェイ・ザ・サード; ノリス，ジョセフ・オー; レッディ，シーヌ
Original assignee: アメリカン・テクノロジー・コーポレーション
Priority date: 1999-08-26
Filing date: 2000-08-25
Publication date: 2003-02-25
Also published as: CA2382986A1; US6584205B1; AU7333000A; US20080063214A1; US7729498B2; US7162042B2; WO2001015491A9; CN1378764A; WO2001015491A1; EP1210845A1; US20030185405A1; HK1047214A1

Abstract

(57)【要約】飽和レベルでそして飽和レベルより下で空気を駆動する時に空気中に（ＮＬＤ）におけるパラメトリックプロセスの非線形を補償するために改良変調器を使用するパラメトリック・ラウドスピーカ・システム。パラメトリック・ラウドスピーカ・システムは前処理（Ｎ次歪み補償器）された信号側波帯（ＳＳＢ）変調器を使用し、該変調器は平方根事前処理両側波帯変調器により特徴付けられるが下側波帯を持ちそして広帯域要求無しに理想線形性を提供する。下側波帯の幾つかまたは全てを削除することにより、搬送波周波数は可聴範囲における側波帯周波数を生成すること無しに減少され得る。より低い動作周波数は、空気の飽和制限に達する前により大きい変換効率とより大きい出力能力を有する。前置プロセッサは両側波帯、切頭側波帯または単側波帯処理のための飽和制限効果を最小化し優れた出力を達成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の背景発明の分野本発明は、可聴範囲の周波数を再生するため高周波又は超音波により励起され
たときの空気の非線形を利用するパラメトリック・スピーカに関する。特に、本
発明は、パラメトリック・スピーカのための信号処理及び変調器に関する。従来技術空気中のパラメトリック・アレイは、十分に強い音声被変調超音波信号を空気
柱に導入することから生じる。自己復調又はダウン変換は、空気柱に沿って生じ
、その結果可聴音響信号をもたらす。このプロセスは、異なる周波数を持つ２つ
の音波が同時に同じ媒体の中に放射されるとき、２つの周波数の和及び差を含む
波形を有する音波がその２つの音波の非線形相互作用（パラメトリック相互作用
）により生成される既知の物理的原理のため発生する。そこで、２つの元の音波
が超音波であり、且つそれらの間の差が可聴周波数であるように選択されるなら
ば、可聴音がパラメトリック相互作用により発生される。しかしながら、空気柱
のダウン変換プロセスでの非線形性のため、歪みが音響出力に導入される。その
歪みは極めて厳しい場合があり、３０％又はそれより大きい歪みが中程度の変調
レベルに対して存在する場合がある。

【０００２】変調レベルを下げれば歪みも下がるが、しかし出力ボリューム及び電力効率の
両方が低下するという犠牲を伴う。１９６５年に、バークテイ（Ｂｅｒｋｔａｙ）は、パラメトリック・スピーカ
からの結果として生じた２次出力（可聴音）が変調エンベロープの自乗の２次時
間微分に比例すると定式化した。バークテイにより、遠距離音場での復調された
信号ｐ（ｔ）が自乗した変調エンベロープの２次時間微分に比例することが示さ
れた。

【０００３】

【数１】

【０００４】これは、パラメトリック音響アレイに対する「バークテイの遠距離音場解」と呼
ばれる。バークテイは、超音波信号がもはや遠距離音場には（定義により）存在
しないので遠距離音場を考えた。近距離音場の復調は、同じオーディオ信号を生
成するが、しかし一般解に含まれなければならない超音波も存在する。近距離音
場の超音波が可聴音ではないので、それを無視することができ、この仮定により
、バークテイの解は近距離音場にも有効である。

【０００５】空気中におけるパラメトリック・スピーカのこの関係の最も早い使用は、１９
８５年のパラメトリック・スピーカに対する変調器設計であった。この発展には
、変調エンベロープへの平方根機能の適用が含まれていた。平方根機能の使用に
より、空気中に放出された被変調側波帯信号のエンベロープを歪ませる自然の二
乗機能が補償される。当業者はまた、平方根両側波帯信号が理論的に低い歪み系
を生じることができるが、しかし無限の系及びトランスデューサ帯域幅を要する
犠牲を伴うことを示した。無限の帯域幅容量を有する装置を作るのは実際的でな
い。更に、かなり大きい帯域幅の実現は、不可聴超音波の１次周波数が下側波帯
上で可聴範囲にまで下方に延び、そして無限の帯域幅の平方根事前処理システム
により排除された歪みと少なくとも同程度に悪い新たな歪みを引き起こすことを
意味する。

【０００６】典型的な応用においては、所望の信号は、３０ＫＨｚから５０ＫＨｚの超音波
搬送波上に振幅変調（ＡＭ）され、次いで増幅され、そして超音波トランスデュ
ーサに印加される。超音波強度が十分な大きさ（振幅）であるならば、空気柱が
、ある長さにわたり（その長さは一部搬送波周波数及び柱の形状に依存する。）
復調又はダウン変換を実行する。タナカ他への米国特許Ｎｏ．４，８２３，９０
８のような従来技術は、超音波放出からのパラメトリック音声出力を得るための
変調スキームが搬送波周波数及び搬送波周波数の両側で関心の可聴周波数に対応
する差周波数だけ離間した側波帯周波数を有する両側波帯信号を用いることを教
示する。

【０００７】例えば、図１に示されるように６ｋＨｚのトーンを４０ＫＨｚの搬送波上に振
幅変調するとき、側波帯周波数が発生される。図２は、搬送波周波数（４０ＫＨ
ｚ）がここで３４ＫＨｚの下側波帯及び４６ＫＨｚの上側波帯を伴うことを示す
。３つの成分がここで存在し、即ち３４ＫＨｚ、４０ＫＨｚ及び４６ＫＨｚであ
り、それは純粋な６ｋＨｚエンベロープを与える。前述のように、６ｋＨｚ信号
は、図３に示される変調信号として用いられる前に平方根化が行われるであろう
。４０ＫＨｚ搬送波の変調信号に対する平方根機能により生成されたスペクトル
を用いることにより、図４に示されるスペクトル成分が発生される。平方根機能
を６ｋＨｚ信号に適用することにより無限の高調波が生成され、そしてＡＭスペ
クトルは、搬送波から無限に離れている上側波帯及び下側波帯の周波数を有する
。トランスデューサの帯域幅制限及び類似の問題のためこの種のシステムを実現
することは可能でない。

【０００８】実際には、理想的な平方根化された波の良好な近似を与えるためには最初の５
個又は６個の高調波で十分である。しかしながら、高調波の数が制限されるとき
でさえ、下側波帯周波数は依然下方の可聴範囲にまで達し、歪みを生成する。図
１から図４における前述の例におけるように、放出される必要があろう下側波帯
周波数は、３４、２８、２２、１６、１０及び４ｋＨｚである。このことは、可
聴周波数（１６、１０及び４ｋＨｚ）が、所望の変調エンベロープを作るため超
音波周波数と共に放出される必要があるという問題を生じる。

【０００９】平方根機能を元の信号に適用することにより、復調された音声内の歪みが低減
又は排除されるが、しかしそれは、放出される望ましくない可聴周波数を生成す
る。従来技術の現状では、高い歪み（平方根機能を回避する）か又は低歪みでの
広帯域幅要件（平方根機能を用いる）かのいずれかが唯一の選択である。更に、
任意の所与の超音波周波数に対する平方根化された信号だけが、低レベル信号に
対して有効である。超音波電力レベルがかなり大きな音声出力を与えるため増大
されるにつれ、理想的エンベロープは、信号の平方根からオーディオ信号自身（
又は１倍の信号）へ移動（シフト）する。

【００１０】パラメトリック・スピーカ・システムにより提示された別の問題は、下側波帯
に対して余地があるよう且つ可聴範囲での妥当な変換レベルを得るよう超音波の
周波数及び／又は強度が増大されるとき、空気が飽和状態にまで駆動される場合
があることである。これは、エネルギが基本超音波周波数から奪われて高調波を
供給するので基本超音波周波数が制限されることを意味する。飽和問題が現れる
レベルは、１次周波数が増大されるオクターブ毎に６ｄＢ低減される。換言する
と、飽和が現れる電力スレッショルドは、周波数が増大するにつれ低減する。パ
ラメトリック・アレイと共に用いられた両側波帯信号系は、いずれの可聴周波数
（２０ｋＨｚ帯域幅を仮定して）より上の信号の少なくとも帯域幅で常になけれ
ばならなく、そして無限の帯域幅を要求する歪み低減平方根機能を用いる場合そ
の帯域幅より更に大きい帯域幅でなければならない。

【００１１】従来技術のパラメトリック・スピーカの更に別の問題は、それらが内蔵の高域
通過フィルタ特性を持つことにより、２次信号（音声出力）の振幅が降下する周
波数に対してオクターブ当たり１２ｄＢで低下することである。両側波帯系の下
側波帯が可聴範囲で出力を生成させないようにしなければならないので、搬送波
周波数が両側波帯（ＤＳＢ）に対する上側可聴限界より上の少なくとも２０ｋＨ
ｚを保ち、且つ平方根化されたＤＳＢを有するその量の少なくとも２倍の量に保
たれなければならない。この範囲により、搬送波周波数が極めて高い方へ押しや
られる。その結果、飽和限界にたやすく達し、システムの全体効率が傷つく。

【００１２】これらの過度で望ましくない種類の歪みが高忠実度の応用における補償されて
ないパラメトリック・アレイ又は更に平方根化された補償スキームの実際的又は
商業的使用を排除する。従って、超音波パラメトリック・アレイ出力に対して低
減された帯域幅を有するより低い歪みをもたらすであろう、オーディオ信号を事
前処理する新しい方法及びシステムをを提供することは現状技術を越えた改善で
あろう。可聴範囲を相変わらず越えているより低い１次周波数を用いて飽和及び
減衰をより少なくすることも望ましいであろう。

【００１３】発明の目的及び概要本発明の一目的は、パラメトリック・スピーカ・システムの１次周波数を低減
することにより空気飽和を最小にし且つ変換効率を増大する方法及び装置を提供
することにある。

【００１４】本発明の別の目的は、歪みを低減するため必要な帯域幅を増大することなしに
歪みを直すパラメトリック・スピーカ・システムを提供することにある。本発明の別の目的は、パラメトリック・アレイ出力に対して音響的オーディオ
信号のより低い歪み及びより良い再生をもたらす、オーディオ信号を事前処理す
る方法及び装置を提供することにある。

【００１５】本発明の別の目的は、切頭低側波帯を持つ両側波帯変調信号を使用するパラメ
トリック・ラウドスピーカ・システムを提供することである。低減された帯域幅を必要とする前処理信号側波帯変調を使用するパラメトリッ
ク・ラウドスピーカ・システムを提供することも本発明の別の目的である。

【００１６】さらに本発明の別の目的は、パラメトリック・ラウドスピーカと共に使用され
る両側波帯変調スキームの拡張した低側波帯を除去するパラメトリック・ラウド
スピーカ・システムを提供することである。

【００１７】現在の本発明の好適な実施の形態は、空気中で使用されるパラメトリック・ラ
ウドスピーカ・システムのための信号プロセッサである。信号プロセッサは、オ
ーディオ信号入力および搬送波周波数を発生させる搬送波周波数発生器を有して
いる。オーディオ信号および搬送波周波数は変調器により共に組み合わされ、オ
ーディオ信号の周波数の値分だけ搬送波周波数から発散した側波帯周波数を持つ
変調信号を生成する。誤差補償回路は、実質的に変調信号帯域幅内の変調信号を
ほぼ理想的なエンベロープ信号に修正することにより固有平方関数の歪みを補償
するために含まれる。誤差補償回路は変調信号エンベロープを計算された理想的
な平方根オーディオ信号と比較し、パラメトリック・ラウドスピーカの歪みを補
償するために変調信号のもとへ付加される反転誤差差を生成する。一つの実施の
形態においては、誤差補償ステップは、僅かな非常に低減されたレベルの新たな
誤差を付加する。この比較および元の信号への誤差差の付加は繰り返し実行され
所望レベルまで誤差を低減する。各レベルの繰り返し誤差補償は誤差を２分の１
以上低減させ、十分なレベルの反復補償は、更なる歪みが付加されるような非常
に多くのレベルを付加することなく歪み補償に使用されるべきである。本発明の
代替的な実施の形態においては、変調信号は両側波帯信号、切頭両側波帯信号又
は単側波帯信号を含むがそれに限定されない形状を使用することが出来る。

【００１８】本発明のこれらおよび他の目的、特徴、利点および代替的な側面は、添付され
た図面と結合した以下の詳細な説明を考慮することで当業者に明らかになるであ
ろう。

【００１９】好適な実施の形態に関する記述本発明の様々な要素が数字の指示を与え、当業者が本発明を作成および使用で
きるように本発明が記述される図面に関し参照がなされるであろう。以下の記述
は本発明の特定の実施形態の単なる例示であり、特許請求の範囲を狭めるように
考察されるべきではない。

【００２０】本発明はデジタル的又はアナログで実践される、空気中のパラメトリックアレ
ーの可聴歪みを非常に低減させる信号処理装置および方法である。本発明の範囲
内において、複数の信号処理ステップが実行される。プロセッサの入力側はＣＤ
プレーヤなどのオーディオ源からのラインレベルの信号を受信する。デジタル実
現においては、アナログオーディオ信号はまずデジタル化されるか、又は直接デ
ジタル入力が受信可能である。本発明の第１のステップは変調信号を作成するた
めに高超音波搬送波周波数により入力オーディオ信号が多重される。換言すると
、搬送波周波数は入力オーディオ信号により変調され、従来の単側波帯（ＳＳＢ
）又は両側波帯（ＤＳＢ）信号を生成する。搬送波信号は所定周波数に設定され
た局部発信器により生成される。マルチチャンネルシステム（例えばステレオ）
において、単に一つの発信器が好適に使用可能されるので、全てのチャンネルは
正確に同じ搬送波周波数を有することに注意すべきである。この変調は搬送波信
号で多重化された単側波帯（上側波帯のみ）（ＳＳＢ）、又は搬送波信号で多重
化された両側波帯（ＤＳＢ）を生成可能である。切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）信号
は本発明で生成可能であり、通過されたほぼ全ての周波数が搬送波上にあるよう
に両側波（ＤＳＢ）信号の低側波帯はフィルタにより鋭利に切られる。

【００２１】次に、計算された変調信号のエンベロープは、平方根が適用される計算された
「理想」オーディオ信号と比較される。この比較は、平方根が適用される理想オー
ディオ信号に対する比較を行うために変調搬送波エンベロープを使用する。理想
信号は、負の最大ピーク値と大きさが等しいが反対側にある正のＤＣ（直流）電
圧によりオフセットされ、平方根を取られた後の非変調オーディオ信号である。
上述したように、これはパラメトリック・ラウドスピーカにおいて復調するオー
ディオ信号は変調エンベロープの平方に比例しているからである。従って、入力
音声の平方根に比例したエンベロープは、媒体における復調で元のオーディオ信
号に変換されるであろう。

【００２２】使用される超音波変換器の周波数応答が比較においてさらに考慮される。換言
すると、超音波信号を放出する場合にトランスデューサ（即ちスピーカ）により
作られた歪みを考慮した補償がさらに加えられる。エンベロープが比較される前
に、変調信号の帯域幅又はスペクトルはトランスデューサ／増幅器の組み合わせ
の実際の周波数応答曲線により多重される。このことは、理想エンベロープと変
調信号のエンベロープの間の比較が有効となることを確かなものとする、なぜな
ら変調信号のエンベロープはそれが放出された時にトランスデューサ／増幅器に
より変更されるであろうからである。切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）を使用した実施
の形態は、変換器のハイパス周波数応答により部分的に切頭され、又は変調スキ
ームはそれ自体トランスデューサに到達する前にＴＤＳＢを切頭するであろう。
これは単純なＤＳＢ乗算器装置を使用して従来のＤＳＢ信号を生成し、フィルタ
ーおよびトランスデューサを使用してＤＳＢ信号をＴＤＳＢ信号に変換すること
を可能とする。

【００２３】変調信号のエンベロープは、それから比較され又は理想平方根信号から減算さ
れる。これは誤差を表す新たな信号を与える。この新たな信号は、反転され（位
相又は信号で）、変調ステップにちょうど先だって、原入力オーディオ信号と加
算される。これは結果として生じるエンベロープを変化させることに役立つので
、理想エンベロープにより整合したものとなる。本発明の重要な特徴は、計算さ
れそれからオーディオ信号にもとに付加される誤差の項が常に原オーディオ信号
の音声帯域幅の範囲にあり、なんら余分の帯域幅を必要としないことにある。本
発明の別の実施形態においては、一次歪み補償はオーディオ信号の範囲内で起き
るが、いくつかの歪み補償の項は、付加された項が重大な歪みを生じさせない場
合にはオーディオ信号の外側にあり得る。

【００２４】計算された誤差補償を加えることは、一ステップではエンベロープを補償しな
い、というのはエンベロープの周波数スペクトルは入力オーディオ周波数のみに
比例しているわけではないからである。エンベロープは変調スペクトルの平方と
９０度シフトされた変調スペクトルの加算の平方根に比例している。換言すると
、各導入された補償周波数はさらに補償されなくてはならない他のより小さな誤
差周波数を生成する。従って誤差補償は、理想信号に対するＳＳＢ、ＤＳＢ又は
ＴＤＳＢのエンベロープが誤差が、所望された小さな値の範囲になるまで好適に
反復し多くの回数なされなくてはならない。循環ステップの数は、所望される歪
みの低減量およびプロセッサにおける実際の限界に依存するであろう。それから
変調信号は増幅器および最後にはに出力され、超音波変換器に出力されそこで空
気又はその他の媒体へ放出される。次いで、超音波は、バークテイ解法に基づい
て、元のオーディオ信号に復調される。

【００２５】本発明の一実施形態においては、各循環ステップが、全高調波歪み（ＴＨＤ）
誤差の割合を少なくとも１／２に低減することができ、到来するスペクトル及び
選択された変調方法に基づいている実際の誤差訂正の割合を得ることができる。
リカーシブ・ステップのステップ数は、利用可能な処理能力と所望の訂正レベル
とに基づいている。一般に、６回又はそれ以下の反復により、所望の誤差訂正が
可能である。リアルタイムでの誤差訂正において必要な処理能力は低く、該処理
能力は、安価なＤＳＰチップ又は同様のハードウエアによって実現可能である。
先に述べたように、オーディオ信号の平方根によって変調された搬送波は、無限
の帯域幅を有し、任意の既知の手段によっては、搬送波を正確に放出することが
不可能である。本発明の方法を用いることにより、理想的なエンベロープに近似
させることができ、この際、他の方法において必要な帯域幅の増大を必要としな
い。誤差訂正は、必要ならば、誤差訂正の一レベルにおいてのみ、実行可能であ
る。本発明においては、デジタル又はソフトウエア手段の代わりに、アナログ回
路を使用することもできる。

【００２６】本発明のデジタル的な実施形態においては、超音波周波数信号である変調され
た信号は、通常、増幅の前にアナログ形態に再変換される。出力段において正確
なデジタル／アナログ変換を行うためには、サンプリングを高速で行う必要があ
る。例えば、ＳＳＢ搬送波周波数が３５ｋＨｚであって、入力オーディオの帯域
幅は２０ｋＨｚ（通常の値）である場合、出力信号は、３５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚ
のスペクトルを有する。サンプリング・レイトを９６ｋＨｚ又はそれ以上に設定
することが好適である。標準の４４．１ｋＨｚは、広帯域のオーディオ信号に対
しては不十分となる傾向にある。それに対して、スピーチに関するある種のアプ
リケーションにおいては、より低いサンプリング・レートを使用する。さらに、
デジタル的装置に関する出力信号は、ライン・レベルにある。この信号は、トラ
ンスデューサを駆動するための超音波増幅器へ入力される。再度、復調された信
号が変調エンベロープの２乗に比例していることに留意すべきである。飽和状態
が再生（プレイ）に生じる高い超音波振幅においては、復調されたオーディオ信
号は、エンベロープの２乗ではなくエンベロープそのものに比例し始める。これ
は、最終的な駆動レベルが既知の場合、誤差訂正のための較正器において考慮さ
れる。例えば、増幅器及び信号プロセッサが統合されている場合、誤差訂正スキ
ームは、増幅器の設定に関連して電力出力で変動する。電力出力によって誤差訂
正を変化させることについては、以降でより詳細に説明する。単純なシステムに
関しては、エンベロープの２乗は、良好な結果が得られる復調モデルとして使用
することができる。

【００２７】ＳＳＢ又はＴＤＳＢシステムを用いることにより、搬送波及び変調された信号
の周波数を低下させることができ、その際、本発明を用いない場合には放出され
る可聴範囲の下側波帯（例えば、可聴歪み）について、何ら考慮する必要がない
。搬送波及び変調された信号の周波数を低下させることができるので、これら周
波数を可聴範囲の上限に近似させることができる。本発明においては、「近似さ
せる」とは、実質的な歪みを生じることなく、かつ搬送波及び側波帯が非可聴と
なるように、可聴範囲の上限にできるだけ近づけることを意味する。

【００２８】低い搬送波周波数は、３つの方法で良好な変換効率を提供することができる。
その第１として、超音波の減衰率が低く、それにより、有効な超音波ビーム長が
長く、利用可能なエネルギが即座に媒体に吸収されないことである。第２は、シ
ョック・フォーメイション（飽和）の長さが、所定の音響抑圧レベル（ＳＰＬ）
に関して増大することであり、これにより、高いＳＰＬを採用することができる
。ＳＰＬのレベルが高いほど、変換効率（超音波とオーディオとの間）が高くな
る。実際のところ、発生されたオーディオ信号の振幅は、超音波ＳＰＬの２乗に
比例する。言い換えると、システムのゲインは、駆動レベルが飽和限界値に到達
するまで、該駆動レベルの増大とともに増加する。飽和限界値は、搬送波周波数
を低下させることによって増大される。第３は、低い搬送波周波数は、システム
に利用可能な質量速度を増大させ、これにより、可聴範囲における出力を増大さ
せる。

【００２９】例えば、単側波帯（ＳＳＢ）の方法は、できるだけ搬送波周波数を低くするよ
うにするために用いられ、これにより、超音波／オーディオ変換の効率が最大化
される。低い周波数の飽和搬送波により、高い飽和レベルが実現され、これは、
音響の波長が長くなるほど、音響波の飽和限界値が高くなるからである。理想的
なエンベロープは、オーディオ信号によって変調された搬送波の上側波帯のみを
用いることにより、生成される。

【００３０】単側波帯（ＳＳＢ）の振幅変調を用いることにより、幾つかの付加的な作用効
果を奏することができる。これらの作用効果には、オーディオ信号に平方根関数
を適用するために必要とする事項を排除することができること、トランスデュー
サの帯域幅要求を低減させることができること、及び、低い搬送波周波数を利用
したことにより超音波変換効率を大きくすることができることを含んでいる。理
想的なエンベロープを生成して単一オーディオ・トーンを生成するために、平方
根の手法が適用されていないＳＳＢは、オフセット手法、平方根適用の手法、再
オフセット手法、及び、両側波帯（ＤＳＢ）のＡＭ（振幅変調）を用いる手法と
実際に同一のエンベロープを提供する。ＳＳＢが用いられたときに６ｋＨｚトー
ンを生成するために、図５に示すように、以下のスペクトルが必要となる。これ
は、図４又は図２に示した両側波帯（ＤＳＢ）の場合よりも単純である。エンベ
ロープと、図５に示されたスペクトルから得られる復調されたオーディオとは、
図４の無限スペクトルを生成するためにハードウエアを構成することが可能であ
ると仮定した場合に、図４の無限スペクトルによって実際に生成されたものであ
る。このように、ＳＳＢの方法によれば、平方根の手法及び関連するオフセット
の手法を適用する必要がなくなる。これにより、必要な歪み及びロジックを低減
することができるため、極めて有効な手法となる。

【００３１】オーディオ信号の複雑性が増大するに連れ、ＳＳＢの方法が完全な平方根の方
法の代用として完璧でなくなることは、言うまでもない。しかしながら、信号帯
域幅内に別の上側波帯成分を人為的に追加することによって、ＳＳＢは、理想的
なエンベロープに近似するエンベロープを生成することができる。図６は、５ｋ
Ｈｚトーン及び６ｋＨｚトーンの同時再生を示している。このＳＳＢスペクトル
は、一般に、図６に示したように表される。平方根が適用された理想的なエンベ
ロープの形状を、図６に示したＳＳＢスペクトルから得られた波形として、図７
に示している。ＳＳＢ信号の振幅が、常に所望のエンベロープ形状に一致するも
のではない。しかしながら、他の上側波帯成分が人為的に挿入された場合、より
良好な一致が実現可能である。図８は、この例に関して、新しい成分を挿入し、
これにより、ＳＳＢ信号が図７に示した理想的波形を近似的に表している場合を
示している。このケースにおける新しい周波数成分は、４１ｋＨｚである。別の
周波数成分を追加することは、上記した誤差訂正の極めて単純化したバージョン
である。別の周波数を追加する各ケースにおいて、該新しい周波数は、２つの上
側波帯の間の差を搬送波周波数に加算した周波数に等しい。この例において、搬
送波は４０ｋＨｚであり、支配的な側波帯周波数は５ｋＨｚ及び６ｋＨｚである
。したがって、人為的な側波帯は４１ｋＨｚで、該新しい成分の挿入時にさらに
別の帯域幅を全く必要としない。基本的に、支配的な振幅の２つの周波数は、新
しい側波帯の位置を決定するために、常に利用される。

【００３２】ＳＳＢ又はＴＤＳＢスキームは、超音波トランスデューサの共振周波数以上及
び以下の振幅出力を理想的なものに一致させるため、該スキームを利用すること
が有効である。例えば、ＳＳＢ又はＴＤＳＢ構成における搬送波は、スピーカの
最大出力レベルに対するトランスデューサの基本共振周波数を有し、上側波帯の
周波数は、トランスデューサが効果的に動作する共振ピークの上側波帯上にある
。多数のトランスデューサが共振周波数以上の周波数で良好に動作し、かつ、こ
のピーク周波数以下の周波数では適切に動作しない。

【００３３】上記したように、現実のパラメトリック・ラウドスピーカ・システムは、入力
信号に平方根関数を適用することによって生成される完全な訂正タームを再生す
るためには、十分な帯域幅を有している訳ではない。本発明の信号処理システム
に関して、重要な別の採用可能な構成は、オフセット・オーディオ信号に平方根
を適用し、そして次に、信号がトランスデューサに供給される前に、信号を所定
の帯域幅すなわち周波数範囲に切頭する。オフセット入力信号に平方根関数を適
用することにより、信号の空中へのデカップリングの後に、超音波音響システム
から正確な出力を提供することができる。

【００３４】信号処理の間、平方根関数がオフセット・オーディオ信号に適用され、そして
、変調された信号の帯域幅が、元のプログラム信号の帯域幅に対応する帯域幅に
納められる。例えば、通常のオーディオ信号に関しては、各側波帯に関して、２
５ｋHz又はそれ以下に切頭することが有効である。元の発生源のプログラム材料
によって必要とされる帯域幅に応じて、より大きな帯域幅を採用することが可能
である。いずれの場合でも、信号が切頭される帯域幅は、特定のプログラム材料
又はアプリケーションについての歪みを被る程度に狭くすべきではない。この帯
域幅の低減は、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、又はロウパスフィルタ
(デジタル又はアナログ)を用いて、所望の高域、低域遮断周波数を切頭すること
によって、実行可能である。無限帯域幅を用いたことによる完全な理論上の作用
効果は、この方法によっては実現できないが、平方根とされた信号により、実際
のプログラム材料について最も重要な周波数タームを提供する。平方根が提供さ
れて切頭された信号を用いることにより、トランスデューサに搬送されるべき平
方根とされた信号の効果的な近似が、無限帯域幅を用いることなく可能となる。
平方根を適用して切頭された帯域幅である作用効果は、無限帯域幅で平方根関数
を用いることにより、可聴範囲に高調波を生成することである。平方根を適用し
た後に切頭を行うことにより、これらの可聴高調波を排除する。

【００３５】従来技術においては、平方根関数を提供して歪みの補償を行うとき、無限の帯
域幅が必要である、と以前考えられていた。その要求は、オーディオ・スペクト
ル全体に渡っての各々の周波数帯域に対し等しい量のエネルギが使用される、と
いうことを前提としている。本願発明の発明者は、殆どのプログラム材料のスペ
クトル・バランスに因り、電力（またはピーク・エネルギ）は、低い周波数に集
中していることを発見した。約２ｋＨｚまでの低い範囲においては、ピーク・エ
ネルギが高く、そしてそれよりも上の周波数では、高調波が周波数が上昇するに
つれ減少し始める。その結果、パラメトリック変換プロセスにおいては、最も高
い周波数は、それほど多くの歪みを有していない。したがって、歪み補償は、高
い周波数まで広範に適用する必要がなく、このため、信号を平方根関数で丸める
ことは効果的である。歪み補償のこの帯域制限は、電力消費の低減並びに高調波
が低い範囲に出現することの阻止のような利点をもたらす。２〜４ｋＨｚ範囲ま
での周波数に対し最大の補償を提供することが最も重要である。４ｋＨｚより上
のオーディオ周波数は、振幅がより低く、したがってそれほど大きな歪み補償は
必要としない。また、これの代替例として、平方根処理また誤差補償のような本
発明において説明した歪み補償法のうちのどれでも、より制限した帯域幅に対し
適用することもできる。例えば、それら方法は、それより低い周波数、すなわち
２〜４ｋＨｚ範囲より下の周波数、あるいは標準の２０ｋＨｚ周波数範囲より下
の別の制限した帯域幅に適用することができる。１つのタイプの歪み補償は、そ
の帯域幅のうちの第１のセクションに適用し、そして第２のタイプの歪み補償を
その帯域幅の第２のセクションに適用するようにすることができる。

【００３６】本デバイスの代替の実施形態は、トランスデューサおよび他のチャンネル特性
を備えずにエンベロープ歪みのみに対する補償を行うことである。エンベロープ
歪みに対する補償は、計算が単純となるという利点を有する。トランスデューサ
非線形性の誤差は、復調エンベロープ補償に対しては当てはまらない等化によっ
て補償することができる。バークテイの式１から、その非線形性は、主として復
調によって発生される二乗化関数ｅｎｖ²（ｔ）に起因する、と導き出すことが
できる。この二乗化された項は、最終出力に、望ましくない二次高調波歪みを導
入する。これは、元の信号に対し平方根を適用することによって克服することが
できる。平方根を使用することは、無限帯域幅の問題を生じる。これの理由は、
平方根数列を次にように計算するからである。すなわち、Ｓｑｒｔ（１＋ｘ）＝
１＋ｘ／２＋ｘ²／８−ｘ³／１６＋…である。

【００３７】この問題を回避するため、入力波形ｘを変形することにより、ｅｎｖ²（ｔ）
をｘの累乗ではなくｘの関数として計算できるようにすることができる。１例と
して、両側波帯（ＤＳＢ）法に対するエンベロープは、（１＋ｘ）である。項（
１＋ｘ）は、バークテイ解法におけるＤＳＢ変調エンベロープ（“ｅｎｖ”）を
表している。もし、入来するオーディオ信号が“ｘ”（ここで０≦ｘ≦１）の場
合、ＤＳＢエンベロープは、常に（１＋ｘ）となる。例えば搬送波が４０ｋＨｚ
であり、“ｘ”が１ｋＨｚの正弦波であったとした場合、そのエンベロープは、
５００ｋＨｚの搬送波で“ｘ”に対する１ｋＨｚの正弦波で得られるのと同じと
なる。異なっているのは、そのスペクトルである。この場合、スペクトルは、３
９ｋＨｚの側波帯、４０ｋＨｚの搬送波、そして４１ｋＨｚの側波帯から成るも
のとなる。後者の場合、スペクトルは、４９９ｋＨｚの側波帯、５００ｋＨｚの
搬送波、そして５０１ｋＨｚの側波帯とから成るものとなる。

【００３８】ここで注意すべきは、ｘが波形の形状を表しているのであって、単純な数を表
しているのではないことである。歪みの結果として、我々は、１＋２ｘ＋ｘ²を
得る。これを除くためには、我々は、ｙ、すなわち変調器への入力信号を以下の
ように選ぶ。

【００３９】

【数２】１＋２ｙ＋ｙ²＝１＋ｘ（式２）すなわち、本質的には、

【００４０】

【数３】１＋ｙ＝ｓｑｒｔ（１＋ｘ）である。これは、式２を満足する線形の式ｙを見つけたと言うことである。ｙと
して使用するこの関数は、歪みを除去するために原信号と合体させるべきスペク
トルまたは関数を計算する。このＤＳＢ解法は、多項式を解くのに１ステップし
か必要としないため簡単なものであるが、その必要な帯域幅は２倍となり、また
ＤＳＢを使用することは、搬送波周波数を低減させることができるようにはしな
い。

【００４１】二乗処理は帯域幅を２倍にするため、３乗処理等の予防手段をとることによっ
て、エリアシングが生じないようにする。６ｋＨｚ信号に対しては、そのサンプ
リングを４８ｋＨｚに選ぶと、４次の累乗までエリアシングの問題は何ら生じな
い。これと同じアプローチは、単側波帯（ＳＳＢ）システム並びに切頭両側波帯
（truncated double side band）システムに対しとることができる。ＳＳＢシス
テムでは、式２は、以下のようになる。

【００４２】

【数４】１＋２ｙ＋ｙ２＋ｙ_H ²＝１＋ｘ（式３）ここで、ｙ_Hはｙのヒルベルト変換である。ヒルベルト変換を一旦計算した後、
式３をｙについて繰り返し解くことができる。これにより、計算が大変なこのヒ
ルベルト変換の簡単な計算が可能となる。次に、２次式をそれよりはるかに短い
時間で繰り返し解くことができる。ヒルベルト変換は、有限インパルス応答（Ｆ
ＩＲ）フィルタを使って計算すると、デジタル信号処理の分野の当業者に周知の
高速フーリエ変換技法によって利益を得ることができる。ヒルベルト変換は、本
質的には波形を９０度シフトさせるものである。これは、多数の誤差トーンを注
入するためにヒルベルト変換を繰り返し計算しなければならない以下で述べる繰
り返し誤差補償実施形態とは対照的である。この繰り返しプロセスの間において
は、ｙの新たな評価値とそのヒルベルト変換を計算するとき、ｙの過去の値は固
定でありそしてその現在の値が変数であるため、区分計算によって経済的なもの
とすることができる。

【００４３】次に、繰り返しの誤差補償技法を使用する本発明のより詳細な実施形態につい
て説明し、またこの本発明のブロック図を説明する。但し、好ましいＴＤＳＢ方
法を説明するが、ＳＳＢまたはＤＳＢも十分に説明する。本発明においては、歪
み補償器を、変調器の後に配置し、これによって、１次歪み生成物をキャンセル
する。１次ベース帯域補償器を使用し、これはまた、Ｎ次歪み補償器まで反復的
に拡張することができる。ベース帯域補償器は、オーディオ信号をその変調前に
予め歪ませる。この１次歪み補償を適用するとき、これは、より小さな歪み項を
生成し、そしてこれを次のレベルの反復において補償する。相当な歪み改善は、
種々の変調技法に関してＮ次補償器を使用して示している。

【００４４】本発明の最初の成分は、パラメトリック・スピーカの空気コラム内で生起する
非線形復調をモデル化している。この関係は、正しい音響音波を発生するのに必
要な歪みの適切な近似を提供するため、モデル化しなければならない。バークテ
イ解法（式１）における第２の導関数は、線形歪みを表しており、これは、オー
ディオ信号を後続の処理および変調の前に二重積分器に通すことによって補償す
ることができる。ここでの焦点は、非線形歪み成分を制御することであるため、
単純な等化技術によって扱うことのできる導関数は、この説明からは省略する。
図９Ａは、その第２導関数をモデル化していない非線形復調器のブロック図表現
を示している。超音波音響波３０は、空気中に放出され、そしてこれは、ＡＭ復
調器３２でモデル化した復調関数を実行する。オーディオ信号はＤＣ項を含み得
ないため、ハイパスフィルタ３６をこのモデルに追加することによって、二乗ブ
ロック３２の出力からのＤＣ成分を辞去している。利得定数ａは、スケーリング
目的のために３８に含めてあり、そして音響オーディオ出力は次に４０で生成す
る。この図の空気コラム復調器は、非線形復調器またはＮＬＤと呼ぶ。

【００４５】本発明の代替の実施形態においては、非線形復調器における二乗関数は、べき
指数を使用し、この指数は、超音波信号の強度が大きくなるにつれ減少する。本
発明のこの復調器指数は、１／２から１まで滑らかにカーブする様式で増加させ
たり、あるいは、１／２から１まで線形に補間するようにすることもできる。こ
の指数を増加させることは、超音波信号電力が増加するときに生じる空気飽和を
モデル化する。図９Ｂは、超音波信号の強度（デシベル）に関する復調指数のダ
ンピング関数を示している。この開示に基づき理解されるべきであるが、ダンピ
ング関数を適用することは、低い信号電力において平方根を適用し、そして次に
平方根関数を信号の電力および飽和が増加するときに１に増加させることによる
信号の事前処理に類似している。この関数は、１までの平方根を補間するが、こ
れは、線形関数、二次（ｎ²）関数、三次（ｎ³）関数のいずれかとしてモデル化
できる。

【００４６】図１０は、図９ＡのＡＭ復調器ブロックを、ヒルベルト変換に基づく理想的瞬
時ＡＭ復調器で拡張する。超音波信号は、入力４２で受け、そしてヒルベルト変
換器４６に通す。ヒルベルト変換器４６は、線形フィルタであって、その振幅に
影響を与えずに、単に任意の入力トーンを９０度シフトさせる。例えば、ｂｃｏ
ｓ（ωｔ）の入力は、ｂｓｉｎ（ωｔ）の出力に変換する。大きさブロック４８
は、実部および虚部入力の平方の和の平方根を計算し、これによって、その信号
の瞬時振幅を抽出し、そしてこれが復調した出力５０を提供する。

【００４７】次に、ＳＳＢチャンネル・モデル６０について説明するが、これは、ＳＳＢ変
調器７０を使用する非圧縮パラメトリック・アレイ・システムをモデル化してい
る。ここで、図１１を参照すると、単側波帯（ＳＳＢ）チャンネル・モデル６０
は、非線形空気コラム復調器（ＮＬＤ）６６の前に、ＳＳＢ変調器７０と超音波
トランスデューサ応答６４を追加することによって構成される。オーディオ入力
６２は、ＳＳＢチャンネル・モデルに入り、そして音響オーディオ出力６９モデ
ルが発生される。超音波トランスデューサ６４（すなわちスピーカ）は、線形フ
ィルタすなわちｈ（ｔ）によってモデル化し、そしてこれは代表的にはバンドパ
スの性質のものである。ＮＬＤの詳細は、図９Ａの説明で示している。

【００４８】ＳＳＢ変調器７０は、図１２において拡張しており、これは、上波帯変調を搬
送波フィードスルーによって特に実行する。ここで、変調器入力７２にはＤＣ項
は全く存在しないと仮定している。変調器入力７２を受け、そしてヒルベルト変
換器７４を使用して加算ノード７６の前に複雑な分析的信号）を導出し、この信
号は、実部ＲＥと虚部ＩＭとを有する。その負周波数成分がｓの正周波数成分の
共役に等しい実部信号と異なり、この分析的信号が負の周波数成分を有していな
いことを示すことができる。変調器７８は、この分析的信号をｅ^jω^0tで変調し
て、そのスペクトルをω₀だけ右にシフトさせる。定数１は、加算ノード７６内
の信号経路に追加することにより、いくらかの搬送波信号を通過させるようにす
る。その実部８０を取ることは、当該信号の負周波数成分を復元させる。事実上
、単側波帯変調器は、オーディオ・スペクトルをω₀だけ右にシフトさせ、そし
て搬送波トーンをω₀に追加する。

【００４９】ＳＳＢ法を概括すると、離散的なトーン入力信号によるＳＳＢ変調器の歪みは
、本発明によって縮小させることができる。歪み積は、基本入力信号の差に等し
い周波数を有している。更に、変調インデクスが１未満である場合には、歪みト
ーンは、基本入力トーンよりも小さな振幅を有する（搬送波信号の振幅は、ピー
ク変調された信号の振幅よりも大きい）。したがって、追加的な入力トーンは、
歪み周波数で注入されると、これらの「１次」の歪み積を完全にキャンセルする
。その結果、「２次」の歪み積が、追加的なトーン差周波数で導入される。しか
し、２次歪み積の振幅は、当初の歪み振幅よりも著しく小さいので、結果的に、
歪みの数値は全体的に改善される。追加的なキャンセル用トーンを再帰的に適用
することによって、出力歪みが更に改善される。

【００５０】歪み周波数で弱いトーンを注入することにより、全体的な歪みが改善される。
歪みトーン注入は、歪みの振幅を観察し、振幅が同一で位相が逆であるトーンを
注入することによって、機能する。ＳＳＢチャネル・モデルは振幅又は位相をそ
れほど修正することなく入力トーンを通過させるために、これでうまくいくので
あって、重合せ（加算）がオーディオ出力に適用され、キャンセルが容易になる
。これは、単位利得トランスデューサ・モデルを仮定している。

【００５１】本発明の好適実施例では、トーンだけでなく広帯域信号の歪みも補償すること
が望ましく、一般的な広帯域入力信号の歪み成分が評価されなければならない。
広帯域変調された信号における歪み評価について、次に説明する。

【００５２】本発明では、変調側歪み補償器が用いられ、この図１３に示されている補償器
は、ＳＳＢ変調器の後で、１次歪み成分をキャンセルする。ＳＳＢチャネル・モ
デルをリアルタイムで解析することによって、図１３に示されているように、歪
み成分を評価することができる。まず、ｈ（ｔ）が単位すなわち１であると仮定
する。オーディオ入力９２は、ＳＳＢ変調７０され、次に、ＮＬＤ６６とトラン
スデューサ・モデル６４とを用いて復調されて、補償されていないパラメータ・
アレイ９６の出力すなわちｏｕｔｄ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｄ（ｔ）の評価が導かれ
る。ここで、ｘ（ｔ）は所望の入力信号であり、ｄ（ｔ）は歪みである。加算ノ
ード９９においてｏｕｔｄ（ｔ）から入力信号を減算すると、歪み積ｄ（ｔ）が
残ることになる１００。次に、歪み積を、ＳＳＢ（抑制された搬送波）変調器９
０と共に上方向に周波数シフトさせて、変調誤差信号ｅ（ｔ）を得る１０２。誤
差信号は、搬送波信号を有していない。というのは、搬送波信号は、ＳＳＢ抑制
搬送波変調器９０において、取り除かれているからである。この誤差信号１０２
は、加算器１０４において主な変調器出力１０６から減算されることにより、最
終的な音響出力における１次歪み積を軽減している。

【００５３】この補償器は、ｈ（ｔ）がほぼ１であるような場合にも機能する。このシステ
ムは、トランスデューサ反転モデルを含むことによって、任意のトランスデュー
サ応答を処理するように、修正することができる。この点については、ここで詳
細を述べることはしない。というのは、後述するベースバンド歪み補償器が、最
も好適な実施例であるからである。

【００５４】ここで、ベースバンド歪み補償器について述べることにする。歪みを減少させ
る別の方法として、図１４に詳細が示されているように、歪み積を主な変調器入
力から減算することがある。これは、本発明では、１次歪み補償器と称されてい
る。ここで、トランスデューサ応答ｈ（ｔ）は、ＳＳＢチャネル・モデル１１０
において無視される。というのは、その反転が実際のトランスデューサに先行し
て適用されるからである。ｈ^-1（ｔ）とｈ（ｔ）との縦続（カスケード）接続は
ほぼ１である（少なくとも、関心対象である周波数範囲では）から、ｔｏｕｔ（
ｔ）はｍｏｄ（ｔ）にほぼ等しい。オーディオ歪みは、ＳＳＢチャネル・モデル
を用いて評価される。評価された歪み信号の一部は、オーディオ信号から減算さ
れ、したがって、音響出力における歪みを減少させる。

【００５５】本発明によるシステムのこの実施例では、ＳＳＢチャネル・モデル１１０は、
１次歪み積ｄｉｓｔ（ｔ）の評価を導くのに用いられる。歪みは、ＳＳＢチャネ
ル・モデル１１０を用いて歪み１１４を評価することによって評価され、次に、
原オーディオ入力１１２が評価された歪みを含む信号１１４から減算され、歪み
ｄｉｓｔ（ｔ）１１８が残る。この歪みは、パラメータｃ（０＜ｃ≦１）によっ
てスケーリングされ（１２０）、原オーディオ入力１１２から減算され（１２２
）、結果的に、１次の歪み前オーディオ信号ｘ₁（ｔ）が１２４において得られ
る。キャンセル・パラメータｃは、キャンセルされる１次歪みのパーセンテージ
を制御する。

【００５６】ＳＳＢチャネル・モデルは入力の差に等しい周波数を有する歪み積を生じるの
で、このシステムのどのモードにおいても周波数の拡張は生じない。したがって
、入力帯域幅が２０ｋＨｚに制限されている場合には、歪みの帯域幅ｄｉｓｔ（
ｔ）と予め歪みを有する信号ｘ₁（ｔ）とは、やはり、２０ｋＨｚに制限される
。単側波帯変調器は、ｘ₁（ｔ）のスペクトルを単に右シフト（トランスレート
）させ、搬送波を加える。したがって、ｍｏｄ（ｔ）の帯域幅もまた、２０ｋＨ
ｚに制限される（ただし、中心周波数は高い）。これから導かれる主な事柄は、
実際のトランスデューサの帯域幅は２０ｋＨｚで十分であり、反転フィルタｈ^-1 （ｔ）は関心対象である２０ｋＨｚで反転を実行するだけでよいということであ
る。このシステムの長所の１つとして、困難なトランスデューサ応答の処理をよ
り容易に行うことができる点がある。

【００５７】図１４の１次補償器は、追加的な段を再帰的に適用することによって、より高
次の補償器に容易に拡張できる。Ｎ次歪み補償器が図１５に示されている。ここ
では、予め歪みを有する信号ｘ₁（ｔ）が、所望の次数に到達するまで、別の歪
み補償器への入力として用いられる。図１５は、オーディオ歪みがＳＳＢチャネ
ル・モデルを用いて再帰的に評価される様子を示している。評価された歪み信号
の一部は、再帰の各レベルによって予め歪みを有する入力から減算され、したが
って、音響出力における歪みを減少させる。特に高い変調インデクスに対して、
補償器の再帰レベルが増加すると、それ以上の改善が得られなくなる収益逓減点
が存在する。

【００５８】Ｎ次歪み補償器は、図１６に示されたオーディオ入力から減算された歪みモデ
ルの縦続接続と見ることができる。図１６のＮ次歪み補償器の別の構成を用いれ
ば、図１５のブロック図が簡略化され、補償器の動作に関する追加的な洞察が得
られることを示すことができる。図１５のブロック図から、予め歪みを有する入
力信号は次に示す数式４で与えられることが分かる。

【００５９】

【数５】

【００６０】ただし、ここで、Ｍ（・）はチャネル・モデルであり、ｘ₀（ｔ）は入力として
定義される。すなわち、ｘ₀（ｔ）＝ｘ（ｔ）である。次に、歪み発生器システ
ムであるＤ（・）をチャネル・モデル出力とその入力との差として、次の数式５
のように定義する。

【００６１】

【数６】

【００６２】解除パラメータは１とする。すなわち、すべてのｉに対して、ｃ_i＝１である。
Ｄ（ｘ_i（ｔ））は非線形なプラントによって発生する歪みすなわち誤差信号で
あることに注意してほしい。これがゼロであるのは、プラントが歪みを有してい
ないときだけである。数式４と数式５とを組み合わせると、次の数式６のように
、予め歪みを有する信号に対する別の表現が得られる。

【００６３】

【数７】

【００６４】数式６は図１６に示されており、Ｎ次歪み補償器は当初のオーディオ入力から
減算された歪みモデルの縦続接続と見なせることが示されている。ＳＳＢチャネル・モデルは、歪み補償器のためのより効率的な実現例となるよ
うに簡略化することができる。図１７は、ヒルベルト変換器ベースのＡＭ復調器
がω₀＝０を含む任意の搬送波周波数に対してうまく機能することを示している
。このような代入（substitution）を行うことによって、ＳＳＢチャネル・モデ
ルをヒルベルト変換された入力の２乗の大きさとして実現することが可能になる
。

【００６５】ＳＳＢチャネル・モデルは歪みコントローラの一部として用いられるので、効
率的に実現することが望ましい。ＳＳＢチャネル・モデル（トランスデューサ応
答は除く）は、図１７の上部１５０において拡張される。ヒルベルト変換を用い
るＡＭ復調器の特徴の１つとして、変調器の搬送波周波数とは独立に動作すると
いう点がある。これは、ω₀＝０の場合を含む。この代入を行うことにより、第
１のヒルベルト変換１６０を行うことが不要になり、ハードウェアの実現例１７
０に応じて、回路又はＤＰＳ（デジタル信号プロセッサ）のリソースの量を著し
く節約することが可能になる。

【００６６】Ｎ次循環歪み補償器の基本原理は、振幅変調器にも適用できる。チャネル・モ
デルは、図１８に示されているように、ＡＭ変調器を含むように再度定義されな
ければならない。ＡＭチャネル・モデルをベースバンド補償器に代入すれば、そ
の結果として、単一のサイドバンド変調器の複雑さを回避することができる効率
的な歪み制御システムが得られる。ＳＳＢの場合とは異なり、帯域幅の拡張はＡ
Ｍの場合には問題であるが、その理由は、ＡＭ変調器は信号の帯域幅を倍増させ
るという性質を有しているからである。図１５のＮ次歪み補償器は、図１８から
のＡＭチャネル・モデルを代入し、ＳＳＢ変調器の代わりにＡＭ変調器を代入す
ることによって、ＡＭの場合のために修正される。

【００６７】超音波トランスデューサは、通常、ＡＭ周波数スペクトルの下側のサイドバン
ドの一部を遮断又は減衰する。この理由によって、この減衰をシミュレートする
ために、ＡＭチャネル・モデルでは、フィルタｇ（ｔ）が要求される。このフィ
ルタの最低の要件は、線形位相フィルタであって、このシステムで用いられる実
際のトランスデューサと類似するバンドパス特性を有していることである。この
フィルタは、補償フィルタとトランスデューサフィルタとの縦続接続として、次
のようにモデル化されるべきである。

【００６８】

【数８】

【００６９】ここで、「＊」は畳み込み演算子であり、ｈ_comp（ｔ）は補償フィルタであり、
ｈ（ｔ）はトランスデューサ応答である。補償フィルタの設計には、別のアプローチが２つある。第１のオプションは、
トランスデューサ応答ｈ（ｔ）のおよその反転としてｈ_comp（ｔ）を選択するこ
とである。この選択により、縦続接続ｇ（ｔ）の振幅応答を平坦化し、位相を線
形化する。この場合には、ｇ（ｔ）は、図１５の下の部分に示されているように
、トランスデューサ反転とトランスデューサ・フィルタとの縦続接続のモデルで
ある。これが好適なオプションである理由は、非常に低次（１次）の歪みコント
ローラが効果的であるからである。

【００７０】第２のオプションは、ｈ_comp（ｔ）を用いてトランスデューサ・モデルの位相
だけを補償することである。周波数によるゲインの変動が、縦続接続ｇ（ｔ）に
存在する。この場合には、例えば、１対の等しい振幅トーンが、異なる振幅を有
する出力において生じることがある。この振幅誤差は、歪みとして取り扱うこと
ができる。Ｎ次補償器の効果は、２つのトーンの間の振幅差を等化し、歪みを改
善することである。しかし、位相及び振幅補償を用いる場合と比較すると、パフ
ォーマンスは劣っている。

【００７１】例えば、４０ｋＨｚから５０ｋＨｚの４０ｄＢのロールオフを有するトランス
デューサが用いられる場合には、１ｋＨｚ及び９ｋＨｚの２つの等しい振幅トー
ンが補償されていないシステムに入力され、その結果として、３５ｄＢまでの振
幅の不一致が生じる。位相及び振幅両方の補償を行うと、僅かに２次補償器を用
いても全体的な結果が改善される。

【００７２】トランスデューサ応答がＡＭ変調スペクトルの全体で１である場合には、又は
、上方及び下方の両方のサイドバンド周波数（４０ｋＨｚの帯域幅）で単位応答
である場合には、ＡＭチャネル・モデルの相当な簡略化を行うことができる。広
帯域トランスデューサは構築するのが困難であるため、単位応答は、一般的では
ない。

【００７３】もう１つの有用な簡略化として、ＡＭチャネル・モデルにおけるＡＭ変調器の
搬送波周波数を低下させ、フィルタｇ（ｔ）の周波数応答をシフトダウンし、そ
れによって、搬送波に対して正しい位置にあるようにする、というものがある。
最終的な変調器は、所望の搬送波周波数に留まる。ＡＭチャネル・モデルにおけ
る変調器の搬送波周波数だけが、減少する。これらの変化は、ＡＭチャネル・モ
デルの入力／出力関係を維持するが、最大信号周波数を低下させ、システムの帯
域幅を２倍にする（例えば、２０ｋＨｚのシステムの場合には、最大周波数は４
０ｋＨｚ）。これによって、サンプリング速度が減少し、ＤＳＰベースの実現例
が簡略化される。

【００７４】上述の構成は本発明の原理の応用を単に例示したものであることを理解すべき
である。この技術分野の当業者であれば、本発明の精神と範囲とから逸脱するこ
となく、多くの修正や別の構成を想到することができる。冒頭の特許請求の範囲
は、そのような修正や構成をも含むことが意図されている。

【図面の簡単な説明】

【図１】６ｋＨｚの音色を示している。

【図２】４０ｋＨｚの搬送波信号上で変調された６ｋＨｚ信号を示してい
る。

【図３】平方根関数の適用後の６ｋＨｚの周波数スペクトルを示している
。

【図４】平方根関数の適用および４０ｋＨｚの搬送波信号上での変調後の
６ｋＨｚ信号を示している。

【図５】４０ｋＨｚ搬送波上で変調された６ｋＨｚの単側波帯信号の変調
を示している。

【図６】４０ｋＨｚ搬送波上で変調された５ｋＨｚおよび６ｋＨｚの単側
波帯信号を示している。

【図７】単側波帯スペクトルから生じる、平方根関数が適用される理想エ
ンベロープの形状である。

【図８】図７の理想エンベロープ形状を設計するための人工的な側波帯周
波数の挿入を示している。

【図９】図９Ａは、空気中のパラメトリック・アレーのための非線形復調
器のモデルである。図９Ｂは、復調指数として使用される減衰関数のグラフを示している。

【図１０】ヒルベルト変換器に基づくＡＭ復調器である。

【図１１】単側波帯チャンネルモデルである。

【図１２】図１１の単側波帯変調器のより詳細な図である。

【図１３】変調側歪み補償器である。

【図１４】ｒ一次ベースバンドの歪み補償器である。

【図１５】Ｎ次音声歪み補償器である。

【図１６】縦列歪みモデルとしてＮ次音声歪み補償器を示している。

【図１７】ヒルベルト変換された入力を平方した大きさとして実現される
ＳＳＢチャンネルモデルである。

【図１８】ＡＭ変調器を使用したＡＭチャンネルモデルである。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年３月６日（２００２．３．６）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者クロフト，ジェイムス・ジェイ・ザ・サードアメリカ合衆国カリフォルニア州92064，ポーウェイ，クワイエット・ヒルズ・ドライブ 13633 (72)発明者ノリス，ジョセフ・オーアメリカ合衆国カリフォルニア州92065，ラモナ，ドン・ピコス・パーク・ロード 17966 (72)発明者レッディ，シーヌアメリカ合衆国カリフォルニア州92604，アービン，クレモンツ・サークル 15091 Ｆターム(参考） 5D019 FF01 5D020 AC11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送周波数を生じる少なくとも一つの搬送周波数発生器と、少なくとも一つのオーディオ信号を受信しそして搬送周波数上の少なくとも一
つのオーディオ信号を変調して変調信号を生じる変調器と、前記少なくとも一つ
のオーディオ信号は少なくとも一つのオーディオ信号の周波数値により搬送周波
数から発散する側波帯周波数から変換され、前記変調器に結合され、システムにより出力されるべきほぼ理想オーディオ信
号へと変調信号を実質的に変調信号帯域幅内に変調することにより固有のパラメ
トリック復調ひずみを補償する誤差訂正補償器と、を含むパラメトリック・ラウドスピーカ用の信号プロセッサ。
【請求項２】前記誤差訂正補償器は、パラメトリック復号ひずみをモジュ
ールする基準信号と前記変調信号を比較することにより固有パラメトリック復号
ひずみを調整し、反転誤差の差を発生して実質的に前記変調信号帯域幅内に戻し
て前記変調信号を加算し歪みを訂正する、請求項１に記載の信号プロセッサ。
【請求項３】超音波信号の復号をシミュレートする非線形復調器と、非線形復調器に結合されシステム・トランスデューサをシミュレートするトラ
ンスデューサ・モデルと、トランスデューサ・モデルに結合され、非線形復調器とトランスデューサ・モ
デルにより発生されたシミュレートされ歪みオーディオ信号と原オーディオ信号
との間の歪み差を計算する差分プロセッサと、差分プロセッサから受信された歪み差を原オーディオ信号に加算する加算ノー
ドと、をさらに含む請求項２に記載の信号プロセッサ。
【請求項４】前記誤差訂正補償器は、変調信号へ反復歪み訂正を適用ため
に循環的に共に連鎖されている複数の誤差訂正補償器をさらに含む、請求項２に
記載の信号プロセッサ。
【請求項５】共に連鎖されている前記複数の誤差訂正補償器はそれぞれ、
８回より少ない循環的に連鎖されている誤差訂正補償器を含む、請求項４に記載
の信号プロセッサ。
【請求項６】前記誤差訂正補償器はさらに、パラメトリック・ラウドスピ
ーカ復調の２回導関数のための少なくとも部分変調信号訂正を含む、請求項１に
記載の信号プロセッサ。
【請求項７】前記パラメトリック・ラウドスピーカ・システムはさらに、
変調信号を発信するための高周波数パラメトリック・トランスデューサを含み、
該トランスデューサはオーディオ範囲の周波数およびオーディオ範囲より僅かに
上の周波数においてパラメトリック・トランスデューサの側波帯出力を最小化す
るハイパスフィルタ特性を有する、請求項１に記載の信号プロセッサ。
【請求項８】前記パラメトリック・ラウドスピーカ・システムはさらに、
オーディオ範囲およびオーディオ範囲の近傍におけるパラメトリック・ラウドス
ピーカの側波帯出力を最小化するハイパスフィルタを含む、請求項１に記載の信
号プロセッサ。
【請求項９】前記変調器は、搬送周波数の上のみの側波帯周波数を生成し
、搬送周波数と側波帯周波数におけるオーディオ歪みを避けながらより低周波数
に搬送信号をすることを許容する、請求項１に記載の信号プロセッサ。
【請求項１０】前記誤差訂正補償器はさらに非線形復調器を含み、音響オ
ーディオ出力への超音波変調入力の変換をシミュレートする歪み信を発生する非
線形復調器を含む、請求項２に記載の信号プロセッサ。
【請求項１１】前記非線形復調器はさらに、超音波音響入力からの搬送波周波数を除去するＡＭ復調器と、ＡＭ復調器に結合され、変調エンベロープの方形に比例するパラメトリック・
ラウドスピーカからの二次合成出力を形作る方形関数プロセッサと、方形関数に結合され、方形関数プロセッサからの直流（ＤＣ）出力成分を除去
するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタに結合され、シミュレートされた音響オーディオ出力を
スケールする利得モジュールと、含む請求項１０に記載の信号プロセッサ。
【請求項１２】前記ＡＭ復調器はさらに、入力トーン・フェーズをシフトするヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器に結合され、瞬時信号振幅を計算する強度プロセッサと、を含む請求項１１に記載の信号プロセッサ。
【請求項１３】前記誤差訂正補償器はさらに、信号側波帯チャンネル・モ
ジュールを含む、請求項１０に記載の信号プロセッサ。
【請求項１４】前記信号側波帯チャンネル・モジュールはさらに、オーデ
ィオ信号を受信しそして搬送信号によりオーディオ信号を変調する信号側波帯変
調器と、前記信号側波帯変調器からの変調信号を受信し、補償されていないパラメトリ
ック・トランスデューサをモジュールする、トランスデューサ・レスポンスと、前記トランスデューサ・レスポンスに結合され、変調信号を受信しそして変調
エンベロープの方形に比例するパラメトリック・ラウドスピーカからの二次合成
出力をモジュールする、非線形復調器と、を含む請求項１３に記載の信号プロセッサ。
【請求項１５】前記理想オーディオ信号は、平方根関数を理想オーディオ
信号に与えることにより生成され、変調信号を修正し且つ固有のパラメトリック
復調歪みを訂正するための基準として使用される、請求項１に記載の信号プロセ
ッサ。
【請求項１６】前記誤差訂正補償器は、１／２の復調指数を使用するパラ
メトリック・ラウドスピーカにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定する、ここで復調指数は変
調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項１に記載の信号プロセ
ッサ。
【請求項１７】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項１６に記載の信号プロセッサ。
【請求項１８】単側波帯（ＳＳＢ）信号に含まれる搬送波周波数を生成す
る少なくとも一つの搬送波周波数発生器と、（i) 可聴範囲内のオーディオ信号を受信しそして搬送周波数上のオーディオ
信号を変調して変調信号生成し、（ii) 変調信号の搬送周波数を可聴範囲の上側
制限に近い値まで減少する変調器と、を備え、前記変調器において前記オーディ
オ信号は、オーディオ信号の周波数値により搬送周波数から発散する側波帯周波
数へ変換される、パラメトリック・ラウドスピーカ・システム用の信号プロセッサ。
【請求項１９】前記信号側波帯信号（ＳＳＢ）はまた、歪みプロセッサを
含み、パラメトリック復調歪みを訂正する、請求項１８に記載の信号プロセッサ
。
【請求項２０】前記歪み補償器は、平方根関数を理想オーディオ信号に与
えることにより生成される理想オーディオ信号を使用し、該理想信号は変調信号
を修正し且つ固有のパラメトリック復調歪みを訂正するための基準として使用さ
れる、請求項１９に記載の信号プロセッサ。
【請求項２１】前記誤差訂正補償器は、１／２の復調指数を使用するパラ
メトリック・ラウドスピーカにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定する、ここで復調指数は変
調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項１９に記載の信号プロ
セッサ。
【請求項２２】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項２１に記載の信号プロセッサ。
【請求項２３】切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）信号に含まれる搬送波周波数を
生成する少なくとも一つの搬送波周波数発生器と、（i)可聴範囲内のオーディオ信号を受信しそして搬送周波数上のオーディオ信
号を変調して変調信号生成し、（ii) 変調信号の搬送周波数および変調信号の先
端部分の周波数を可聴範囲の上側制限に近い値まで減少する変調器と、を備え、
前記変調器において前記オーディオ信号は、オーディオ信号の周波数値により搬
送周波数から発散する側波帯周波数へ変換される、パラメトリック・ラウドスピーカ・システム用の信号プロセッサ。
【請求項２４】前記切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）信号はまた、歪みプロセッ
サを含み、パラメトリック復調歪みを訂正する、請求項２３に記載の信号プロセ
ッサ。
【請求項２５】前記歪み補償器は、平方根関数を理想オーディオ信号に与
えることにより生成される理想オーディオ信号を使用し、該理想信号は変調信号
を修正し且つ固有のパラメトリック復調歪みを訂正するための基準として使用さ
れる、請求項２４に記載の信号プロセッサ。
【請求項２６】前記誤差訂正補償器は、１／２の復調指数を使用するパラ
メトリック・ラウドスピーカにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定する、ここで復調指数は変
調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項２４に記載の信号プロ
セッサ。
【請求項２７】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項２６に記載の信号プロセッサ。
【請求項２８】少なくとも一つのオーディオ信号を受信しそしてオーディ
オ信号により単側波帯搬送信号を変調して信号エンベロープおよび帯域幅を有す
る変調信号を生成する単側波帯（ＳＳＢ）変調器と、ＳＳＢ変調器からの変調信号を受信し且つ単側波帯（ＳＳＢ）変調信号の信号
エンベロープを、パラメトリック復調歪みを訂正するために前処理された理想信
号と実質的に整合するための誤差訂正補償器とを備え、前記オーディオ信号はオ
ーディオ信号の帯域幅内に実質的に加算される訂正周波数を含む、空気中で使用されるパラメトリック・ラウドスピーカ・システム用の信号プロセ
ッサ。
【請求項２９】前記単側波帯変調信号は、可聴範囲よりも僅かに上の周波
数下側変調信号から成る、請求項２８に記載の信号プロセッサ。
【請求項３０】オーディオ信号を受信するヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器に結合され、搬送波信号の部分の通過を許容する加算ノード
と、前記加算ノードに結合され、単側波帯（ＳＳＢ）搬送波信号により該信号を変
調する変調器と、前記変調器に接続され、変調信号を受信しそして該信号の負の周波数成分を復
調するリアル信号プロセッサと、を含む請求項２８に記載の信号プロセッサ。
【請求項３１】前記誤差訂正補償器はさらに、媒体の非線形歪みをシミュ
レートする非線形復号器を含む、請求項２８に記載の信号プロセッサ。
【請求項３２】前記非線形復調器はさらに、超音波音響入力からの搬送波周波数を除去するＡＭ復調器と、ＡＭ復調器からの出力を受信するために結合され、変調エンベロープの方形に
比例するパラメトリック・ラウドスピーカからの二次合成出力を形作る方形関数
プロセッサと、方形関数プロセッサからの直流（ＤＣ）出力成分を除去するハイパスフィルタ
と、前記ハイパスフィルタに結合され、音響オーディオ出力をスケールする利得モ
ジュールと、含む請求項３１に記載の信号プロセッサ。
【請求項３３】前記ＡＭ復調器はさらに、入力トーン・フェーズをシフトするヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器に結合され、信号の瞬時信号振幅を計算する強度プロセッサ
と、を含む請求項１１に記載の信号プロセッサ。
【請求項３４】少なくとも一つのオーディオ信号を受信しそしてオーディ
オ信号により両側波帯搬送信号を変調して上側波帯周波数、下側波帯周波数、信
号エンベロープおよび帯域幅を有する変調信号を生成する両側波帯（ＤＳＢ）変
調器と、前記変調信号を受信し且つ変調信号の信号エンベロープを、実質的にＤＳＢ変
調信号の帯域幅内に訂正周波数信号を加算することにより理想信号と実質的に整
合するための誤差訂正補償器とを備え、前記理想信号は、オーディオ信号が多重
周波数を含む時に平方根関数により前処理される、空気中において使用されるパラメトリック・ラウドスピーカ・システム用の信号
プロセッサ。
【請求項３５】前記誤差訂正補償器は、１／２の復調指数を使用するパラ
メトリック・ラウドスピーカにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定する、ここで復調指数は変
調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項３４に記載の信号プロ
セッサ。
【請求項３６】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項３５に記載の信号プロセッサ。
【請求項３７】少なくとも一つのオーディオ信号を受信しそしてオーディ
オ信号により切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）搬送波信号を変調して変調信号を生成す
る切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）変調器を有し、該変調信号は（i) 上側波帯周波数
および(ii)ハイパス特性により切頭される下側波帯周波数を有し、パラメトリッ
ク・ラウドスピーカにより再生され得る、空気中において使用されるパラメトリック・ラウドスピーカ・システム用の信号
プロセッサ。
【請求項３８】前記変調器から切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）信号を受信し、
オーディオ信号が多重周波数を含む時に、ＴＤＳＢ変調信号の信号エンベロープ
を、パラメトリック復調関数により前処理された理想信号に整合する誤差訂正補
償器をさらに含む、請求項３７に記載の信号プロセッサ。
【請求項３９】前記誤差訂正補償器はさらに、訂正周波数信号をＴＤＳＢ
の変調信号帯域幅内に実質的に加算することにより切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）変
調信号を訂正する、請求項３８に記載の信号プロセッサ。
【請求項４０】切頭両側波帯（ＴＤＳＢ）信号は、所定のフィルタリング
範囲を持つハイパスフィルタにより切頭される下側波帯を有する、請求項３７に
記載の信号プロセッサ。
【請求項４１】前記誤差訂正補償器はさらに、実パラメトリック変調にお
いて作成された評価歪みを与える非線形変調器を含む、請求項３８に記載の信号
プロセッサ。
【請求項４２】前記非線形復調器はさらに、復調出力を与えるためのＡＭ復調器と、ＡＭ復調器に結合され、変調エンベロープの方形に比例するパラメトリック・
ラウドスピーカからの二次合成出力を形作る方形関数プロセッサと、方形関数プロセッサから出力の直流（ＤＣ）出力成分を除去するハイパスフィ
ルタと、前記ハイパスフィルタから受信した音響オーディオ出力をスケールする利得モ
ジュールと、含む請求項４１に記載の信号プロセッサ。
【請求項４３】前記誤差訂正補償器は、平方根関数を理想オーディオ信号
に与えることにより生成される理想オーディオ信号を使用し、該理想信号は変調
信号を修正し且つ固有のパラメトリック復調歪みを訂正するための基準として使
用される、請求項３８に記載の信号プロセッサ。
【請求項４４】前記誤差訂正補償器は、１／２の復調指数を使用するパラ
メトリック・ラウドスピーカにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定する、ここで復調指数は変
調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項３８に記載の信号プロ
セッサ。
【請求項４５】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項４４に記載の信号プロセッサ。
【請求項４６】（a）少なくとも一つのオーディオ信号を受信するステッ
プと、（ｂ）少なくとも一つのオーディオ信号により変調される搬送波周波数を生じ
るステップと、（ｃ）実質的に変調信号の帯域幅内に加算された周波数によりほぼ理想変調エ
ンベロープに近似して変調周波数を変調することにより、パラメトリック・ラウ
ドスピーカ変調において固有のパラメトリック復調歪みを補償するステップと、
を含むパラメトリック・ラウドスピーカ・システムと共に使用する減少歪みオー
ディオ信号を生成する方法。
【請求項４７】前記誤差補償器は、平方根関数を理想オーディオ信号に与
えることにより生成される理想オーディオ信号を使用し、該理想信号は変調信号
を修正し且つ固有のパラメトリック復調歪みを訂正するための基準として使用さ
れる、請求項４６に記載の信号プロセッサ。
【請求項４８】パラメトリック・ラウドスピーカにおける固有のパラメト
リック復調歪みを補償する前記ステップはさらに、１／２の復調指数を使用し、
信号を訂正するために使用される変調信号歪みを決定するステップを含み、ここ
で復調指数は変調信号電力が増加すると増加しそして１に近づく、請求項４６に
記載の方法。
【請求項４９】前記復調指数は、変調信号が飽和に近づくと増加して１に
近づく、請求項４８に記載の信号プロセッサ。
【請求項５０】変調信号をパラメトリック復調歪みが供給された理想オー
ディオ信号と比較し、このため反転誤差信号を生じるステップと、反転誤差信号を変調信号へ戻して加算し、オーディオ再生用のトランスデュー
サへ与えられる補償変調信号を生成するステップと、を前記ステップ（ｃ）はさらに含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項５１】変調信号をパラメトリック復調歪みが供給された理想オー
ディオ信号と比較し、そして反転誤差信号を変調信号へ戻して加算するステップ
はさらに、前記比較および加算するステップをそれぞれ少なくとも２回反復する
ステップを含む、請求項５０に記載の方法。
【請求項５２】前記比較および加算するステップは、誤差訂正が選択され
た誤差量内にあるまで前記比較および加算ステップをそれぞれ循環的に反復する
ステップを含む、請求項５１に記載の方法。
【請求項５３】前記比較および加算ステップをそれぞれ循環的に反復する
ステップはさらに、前記比較および加算ステップを８回より少なく循環的に反復
する、請求項５１に記載の方法。
【請求項５４】前記比較および加算ステップをそれぞれ循環的に反復する
ステップはさらに、歪み項が最低可能値になるまで前記比較および加算ステップ
を循環的に反復する、請求項５１に記載の方法。
【請求項５５】前記ステップ（ｂ）はさらに、切頭下側波帯を有する搬送
波周波数を生成し、それから少なくとも一つのオーディオ信号により変調されて
変調信号を生成するステップをさらに含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項５６】前記ステップ（ｂ）はさらに、少なくとも一つのオーディ
オ信号により変調された搬送周波数を生成し、搬送周波数より上の信号側波帯の
みにより変調信号生成するステップを含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項５７】前記ステップ（ｃ）はさらに、高信号レベルにおいて伝送
媒体の飽和に依る少なくとも一つのオーディオ信号の歪みに対する補償を含むス
テップを含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項５８】前記ステップ（ｃ）はさらに、オーディオ信号レベルに関
係して搬送周波数を周波数変調するステップを含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項５９】パラメトリック・ラウドスピーカ・システムと共に使用す
る減少歪みオーディオ信号を生成する方法であって、（a）少なくとも一つのオーディオ信号を受信するステップと、（ｂ）少なくとも一つのオーディオ信号と共に変調される搬送周波数を生成し
て側波帯周波数により変調信号生成するステップと、（ｃ）オーディオ信号に訂正を適用することにより、パラメトリック・ラウド
スピーカ歪みにおいて固有のパラメトリック復調歪みを補償するステップと、該
補償ステップにおいて１／２の訂正指数は変調信号に供給され、そして変調信号
電力が増加すると増加し且つ１に近づく、各ステップを含む方法。
【請求項６０】変調信号が飽和に近づくと復調指数は増加し且つ１に近づ
く、請求項５９に記載の信号プロセッサ。
【請求項６１】パラメトリック・ラウドスピーカ歪みにおいて固有のパラ
メトリック復調歪みを補償するステップはさらに、信号電力が４０ｋＨｚの基準
周波数に対してほぼ１３５ｄＢより下である時に平方根を変調信号に適用し、変
調信号電力が４０ｋＨｚ信号に対して１４０ｄＢに近づくと平方根訂正を１に増
加するステップを含む、請求項５９に記載の方法。
【請求項６２】パラメトリック・ラウドスピーカ歪みにおいて固有のパラ
メトリック復調歪みを補償するステップはさらに、信号電力が３０ｋＨｚの基準
周波数に対してほぼ１３８ｄＢより下である時に平方根を変調信号に適用し、変
調信号電力が３０ｋＨｚ信号に対して１４３ｄＢに近づくと平方根訂正を１に増
加するステップを含む、請求項５９に記載の方法。
【請求項６３】固有のパラメトリック復調歪みを補償する前記ステップは
さらに、前記変調信号の電力が増加すると、前記信号に適用される前記訂正指数
１／２を、１に近づく指数まで、直線的に増加させるステップを含む、請求項５
９に記載の方法。
【請求項６４】固有のパラメトリック復調歪みを補償する前記ステップは
さらに、前記変調信号の電力が増加する時に、二次方程式に基づいて、前記信号
に使用される前記訂正指数１／２を、1に近づく指数まで増加させるステップを
含む、請求項５９に記載の方法。
【請求項６５】固有のパラメトリック復調歪みを補償する前記ステップは
さらに、前記変調信号の電力が増加する時に、三次方程式に基づいて、前記信号
に適用される前記訂正指数１／２を、1に近づく指数まで、増加させるステップ
を含む、請求項５９に記載の方法。
【請求項６６】 (a)少なくとも一つのオーディオ信号を受信するステップ
と、 (b)少なくとも一つのオーディオ信号を変調する搬送周波数を得て、側波帯周
波数で変調信号を得るステップと、 (c)復調指数１／２を使用してパラメトリック・ラウドスピーカにおける固有
のパラメトリック復調歪みを補償し、後に前記信号を訂正するために使用する、
変調信号の歪みを決定するステップであって、前記変調信号の電力が増加する時
に、前記復調指数が増加して1に近づくステップとを含む、パラメトリック・ラ
ウドスピーカシステムに利用するための、減少された歪みオーディオ信号を生成
する方法。
【請求項６７】前記変調信号が飽和に近づく時に、前記復調指数が増加し
て1に近づき、請求項６６に記載の方法。
【請求項６８】前記変調信号が、両側波帯周変調信号である、請求項６６
に記載の方法。
【請求項６９】搬送周波数を生じるための少なくとも一つの搬送周波数発
生器と、少なくとも一つのオーディオ信号を受信し、前記少なくとも一つのオーディオ
信号を前記搬送周波数へ変調して変調信号を得る変調器であって、前記少なくと
も一つのオーディオ信号が、前記少なくとも一つのオーディオ信号の周波数によ
って、前記搬送周波数から外れた側波帯周波数へ変換される変調器と、前記変調器に接続される誤差訂正補償器であって、実質上、変調信号の帯域幅
の範囲内で、前記変調信号を変更してパラメトリック・ラウドスピーカ・システ
ムによって出力されるべき理想的なオーディオ信号に近づけることによって、変
換器の歪みを補償する誤差訂正補償器とを備える、パラメトリック・ラウドスピ
ーカシステム用の信号プロセッサ。
【請求項７０】前記誤差訂正補償器はさらに、実質上、変調信号の帯域幅
の範囲内で、前記変調信号を変更してパラメトリック・ラウドスピーカシステム
によって出力されるべき理想的なオーディオ信号に近づけることによって、固有
のパラメトリック復調歪みを訂正する、請求項６９に記載の信号プロセッサ。
【請求項７１】前記誤差訂正補償器は、前記変調信号とパラメトリック復
調歪みをモデルとする基準信号とを比較することによって、前記変換器の歪みを
調整し、これにより、反転誤差の差分を生成して、前記変調信号の帯域幅の範囲
内で、前記変調信号の中に戻して加算して歪みを訂正する、請求項６９に記載の
信号プロセッサ。
【請求項７２】前記誤差訂正補償器は、前記変調信号とパラメトリック復
調歪みをモデルとする基準信号とを比較することによって、前記固有のパラメト
リック復調歪みを調整し、これにより、反転誤差の差分を生成して、前記変調信
号の帯域幅の範囲内で、前記変調信号の中に戻して加算して歪みを訂正する、請
求項７０に記載の信号プロセッサ。
【請求項７３】搬送周波数を生じるための少なくとも一つの搬送周波数発
生器と、少なくとも一つのオーディオ信号を受信し、前記少なくとも一つのオーディオ
信号を前記搬送周波数へ変調して帯域幅を有する変調信号を生じ、前記少なくと
も一つのオーディオ信号が前記少なくとも一つのオーディオ信号の周波数値によ
って、前記搬送周波数から発散する側波帯周波数へ変換される変調器と、前記変調器に接続され、平方根を前記少なくとも一つのオーディオ信号に適用
し及び前記変調信号の帯域幅を切頭することによって、固有のパラメトリック復
調歪みを補償する誤差訂正補償器とを備える、パラメトリック・ラウドスピーカ
・システム用の信号プロセッサ。
【請求項７４】前記誤差訂正補償器は実質上、前記切頭変調信号の帯域幅
の範囲内で適用される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項７５】前記誤差訂正補償器は実質上、プログラム材料の範囲内で
適用される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項７6】選択された高い周波数を切頭するために、前記帯域幅はロ
ーパスフィルタを用いて切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項７７】選択された低い周波数を切頭するために、前記帯域幅はハ
イパスフィルタを用いて切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項７８】選択された高い周波数より上の周波数及び選択された低い
周波数より下の周波数を切頭するために、前記帯域幅は帯域フィルタを用いて切
頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項７９】前記帯域幅は、可聴範囲内で検出可能な訂正項を可聴でき
るように生成しない有限帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロセ
ッサ。
【請求項８０】前記帯域幅は、少なくとも側波帯の一つの組に対して、２
５ｋＨｚ又はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プ
ロセッサ。
【請求項８１】前記帯域幅は、側波帯の各セットに対して、２５ｋＨｚ又
はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項８２】前記帯域幅は、少なくとも側波帯の一つの組に対して、１
５ｋＨｚ又はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プ
ロセッサ。
【請求項８３】前記帯域幅は、側波帯の各組に対して、１５ｋＨｚ又はそ
れよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項８４】前記帯域幅は、少なくとも側波帯の一つの組に対して、８
ｋＨｚ又はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロ
セッサ。
【請求項８５】前記帯域幅は、側波帯の各セットに対して、８ｋＨｚ又は
それよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項８６】前記帯域幅は、少なくとも側波帯の一つのセットに対して
、４０ｋＨｚ又はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信
号プロセッサ。
【請求項８７】前記帯域幅は、側波帯の各セットに対して、４０ｋＨｚ又
はそれよりも低い帯域幅まで切頭される、請求項７３に記載の信号プロセッサ。
【請求項８８】搬送周波数を生じるために少なくとも一つの搬送周波数発
生器と、少なくとも一つのオーディオ信号を受信し、前記少なくとも一つのオーディオ
信号を前記搬送周波数へ変調して変調信号を生じ、前記少なくとも一つのオーデ
ィオ信号は前記少なくとも一つのオーディオ信号の周波数によって、前記搬送周
波数から発散する側波帯周波数へ変換される変調器と、前記変調器に接続され、原信号に組み込まれている直線関数訂正が決定できる
ように、直線関数としてエンベロープ復調関数を計算することによって、固有の
パラメトリック復調歪みを補償して歪みを取り除く誤差訂正補償器とを備える、
パラメトリック・ラウドスピーカシステム用の信号プロセッサ。
【請求項８９】前記誤差訂正補償器が、直線関数の訂正ｙを選択して入力
信号ｘに加算し、方程式１＋２ｙ＋ｙ²＝１＋ｘを満たすことによって、歪
みを除去する、請求項８８に記載の信号プロセッサ。
【請求項９０】搬送周波数を生成するステップと、少なくとも一つのオーディオ信号を前記搬送周波数に変調し、帯域幅及び側波
帯周波数を有する変調信号を得るステップと、平方根を前記少なくとも一つのオーディオ信号に適応していること及び前記変
調信号の帯域幅の先端を切り捨てていることによって、固有のパラメトリック復
調歪みを補償するステップとを含む、パラメトリック・ラウドスピーカシステム
における歪みを訂正する方法。
【請求項９１】実質上、切頭変調信号の帯域幅の範囲内で、固有のパラメ
トリック復調歪みを補償するステップをさらに含む、請求項９０に記載の方法。
【請求項９２】実質的にプログラム材料の範囲内で、固有のパラメトリッ
ク復調歪みを補償するステップをさらに含む、請求項９０に記載の方法。
【請求項９３】搬送周波数を生成するステップと、少なくとも一つのオーディオ信号を前記搬送周波数に変調して変調信号を生じ
るステップと、原信号に組み込まれている直線関数の訂正が決定可能なように、直線関数とし
てエンベロープ復調関数を計算していることによって、固有のパラメトリック復
調歪みを補償して歪みを取り除くステップとを含む、パラメトリック・ラウドス
ピーカシステムにおける歪み訂正のための方法。
【請求項９４】直線関数の訂正ｙを選択して入力信号ｘに加算することに
よって、固有のパラメトリック復調歪みを補償して、方程式１＋２ｙ＋ｙ²＝
１＋ｘを満たすことによって、歪みを除去するステップをさらに含む、請求項
９３に記載の方法。