JP2003274649A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JP2003274649A JP2003274649A JP2002074536A JP2002074536A JP2003274649A JP 2003274649 A JP2003274649 A JP 2003274649A JP 2002074536 A JP2002074536 A JP 2002074536A JP 2002074536 A JP2002074536 A JP 2002074536A JP 2003274649 A JP2003274649 A JP 2003274649A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷が変動しても、一定の電圧を出力できる
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 直流電源１から入力される入力電圧Ｖｉ
ｎを、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１，Ｓ２をオンオフ制御
することで脈動電圧を生成し、この脈動電圧を入力と
し、ＭＯＳＦＥＴＳ３、Ｓ４をオンオフ制御すると共
に、平滑化処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へ
と出力する。
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 直流電源１から入力される入力電圧Ｖｉ
ｎを、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１，Ｓ２をオンオフ制御
することで脈動電圧を生成し、この脈動電圧を入力と
し、ＭＯＳＦＥＴＳ３、Ｓ４をオンオフ制御すると共
に、平滑化処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へ
と出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源電圧を降圧し
て負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
て負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば高電圧を低電圧に降圧する
ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、例えば特開平１１−８
９２２３号公報に開示された技術が知られている。
ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、例えば特開平１１−８
９２２３号公報に開示された技術が知られている。
【０００３】このＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つのス
イッチ、コイル及びコンデンサからなる積分回路によっ
て構成され、スイッチを交互にオンオフ制御することで
入力電圧を所定の電圧に変換して出力するようにしてい
る。
イッチ、コイル及びコンデンサからなる積分回路によっ
て構成され、スイッチを交互にオンオフ制御することで
入力電圧を所定の電圧に変換して出力するようにしてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチに入力電圧である
高電圧を直接印加する構成となっていたため、スイッチ
の耐圧を高くする必要があり、スイッチを構成するトラ
ンジスタのゲート容量を大きくしなければならない。
ＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチに入力電圧である
高電圧を直接印加する構成となっていたため、スイッチ
の耐圧を高くする必要があり、スイッチを構成するトラ
ンジスタのゲート容量を大きくしなければならない。
【０００５】したがって、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ
では、動作周波数を高くすることが困難であり、例えば
出力端に接続される負荷が大きく変動した場合には、そ
の負荷の変動に追従することができずに、一定の電圧を
出力することができないという問題があった。
では、動作周波数を高くすることが困難であり、例えば
出力端に接続される負荷が大きく変動した場合には、そ
の負荷の変動に追従することができずに、一定の電圧を
出力することができないという問題があった。
【０００６】そこで、本発明は、上述した実情に鑑みて
提案されたものであり、出力端に接続された負荷が変動
した場合にも、負荷の変化に追従して、一定の電圧を出
力することのできるＤＣ／ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。
提案されたものであり、出力端に接続された負荷が変動
した場合にも、負荷の変化に追従して、一定の電圧を出
力することのできるＤＣ／ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流
電源から入力される電圧を、第１のスイッチ回路をオン
オフ制御することで、脈動電圧を生成する降圧回路と、
この降圧回路によって生成された脈動電圧を入力とし、
第２のスイッチ回路をオンオフ制御すると共に、平滑化
処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へと出力する
出力回路とを備える。
めに、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流
電源から入力される電圧を、第１のスイッチ回路をオン
オフ制御することで、脈動電圧を生成する降圧回路と、
この降圧回路によって生成された脈動電圧を入力とし、
第２のスイッチ回路をオンオフ制御すると共に、平滑化
処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へと出力する
出力回路とを備える。
【０００８】請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータで
は、直流電源から入力される電圧を、第１のスイッチ回
路をオンオフ制御することで、第１の脈動電圧を生成す
る第１の降圧回路と、この第１の降圧回路によって生成
された第１の脈動電圧を入力とし、第２のスイッチ回路
をオンオフ制御することで、第２の脈動電圧を生成する
第２の降圧回路と、第２の降圧回路によって生成された
第２の脈動電圧を入力とし、第３のスイッチ回路をオン
オフ制御すると共に、平滑化処理を行うことで、一定の
出力電圧を負荷へと出力する出力回路とを備える。
は、直流電源から入力される電圧を、第１のスイッチ回
路をオンオフ制御することで、第１の脈動電圧を生成す
る第１の降圧回路と、この第１の降圧回路によって生成
された第１の脈動電圧を入力とし、第２のスイッチ回路
をオンオフ制御することで、第２の脈動電圧を生成する
第２の降圧回路と、第２の降圧回路によって生成された
第２の脈動電圧を入力とし、第３のスイッチ回路をオン
オフ制御すると共に、平滑化処理を行うことで、一定の
出力電圧を負荷へと出力する出力回路とを備える。
【０００９】請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータで
は、請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、前記降圧回路は、前記脈動電圧を分圧した
電圧値と、三角波とを比較することで、脈動電圧を生成
することを特徴とする。
は、請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、前記降圧回路は、前記脈動電圧を分圧した
電圧値と、三角波とを比較することで、脈動電圧を生成
することを特徴とする。
【００１０】請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータで
は、請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前
記脈動電圧を分圧した電圧値と、三角波とを比較する比
較器を有することを特徴とする。
は、請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前
記脈動電圧を分圧した電圧値と、三角波とを比較する比
較器を有することを特徴とする。
【００１１】請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータで
は、請求項３又は請求項４の何れかに記載のＤＣ／ＤＣ
コンバータにおいて、前記脈動電圧は、直列接続した抵
抗によって分圧されると共に、前記抵抗は負荷の状態に
基づいて、抵抗値が変化することを特徴とする。
は、請求項３又は請求項４の何れかに記載のＤＣ／ＤＣ
コンバータにおいて、前記脈動電圧は、直列接続した抵
抗によって分圧されると共に、前記抵抗は負荷の状態に
基づいて、抵抗値が変化することを特徴とする。
【００１２】請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータで
は、請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前
記抵抗は、可変抵抗器によって構成されることを特徴と
する。
は、請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前
記抵抗は、可変抵抗器によって構成されることを特徴と
する。
【００１３】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源から入力され
る電圧を、第１のスイッチ回路をオンオフ制御すること
で、脈動電圧を生成し、この脈動電圧を入力とし、第２
のスイッチ回路をオンオフ制御すると共に、平滑化処理
を行うことで、一定の出力電圧を負荷へと出力するよう
にしたので、第１のスイッチ回路に直流電源からの入力
電圧が直接印加されず、第１のスイッチ回路の耐圧を高
くしないで済み、よって動作周波数を高くすることがで
きるので、負荷が変動しているような場合でも、一定の
出力電圧を負荷へと出力することができる。
る電圧を、第１のスイッチ回路をオンオフ制御すること
で、脈動電圧を生成し、この脈動電圧を入力とし、第２
のスイッチ回路をオンオフ制御すると共に、平滑化処理
を行うことで、一定の出力電圧を負荷へと出力するよう
にしたので、第１のスイッチ回路に直流電源からの入力
電圧が直接印加されず、第１のスイッチ回路の耐圧を高
くしないで済み、よって動作周波数を高くすることがで
きるので、負荷が変動しているような場合でも、一定の
出力電圧を負荷へと出力することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１５】本発明は、例えば図１に示すように構成さ
れたＤＣ／ＤＣコンバータに適用される。このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、接続された負荷が要求する直流電圧値
に電源電圧を降圧するものである。
れたＤＣ／ＤＣコンバータに適用される。このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、接続された負荷が要求する直流電圧値
に電源電圧を降圧するものである。
【００１６】このＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１
と平滑用コンデンサ２とが並列接続され、第１降圧ＤＣ
／ＤＣコンバータ３、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３
の出力端に接続された第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力端に接続さ
れた第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えて構成され
ている。
と平滑用コンデンサ２とが並列接続され、第１降圧ＤＣ
／ＤＣコンバータ３、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３
の出力端に接続された第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力端に接続さ
れた第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えて構成され
ている。
【００１７】このＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流電源
１の電源電圧を第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３、第２
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４および第３降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ５により降圧することで、一定の直流電圧を
図示しない負荷へと供給する。
１の電源電圧を第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３、第２
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４および第３降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ５により降圧することで、一定の直流電圧を
図示しない負荷へと供給する。
【００１８】ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１に対
して１段目の第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び２段
目の第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４が同様の構成とな
っており、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３は直流電源
１の電圧Ｖｉを降圧して第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４に供給し、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４は第１降
圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３からの出力電圧を降圧して第
３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５に供給する。
して１段目の第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び２段
目の第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４が同様の構成とな
っており、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３は直流電源
１の電圧Ｖｉを降圧して第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４に供給し、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４は第１降
圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３からの出力電圧を降圧して第
３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５に供給する。
【００１９】第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３には、直
流電源１から図２（Ａ）及び図３（Ａ）に示すような高
電圧の入力電圧Ｖｉｎが平滑用コンデンサ２を介して印
加される。
流電源１から図２（Ａ）及び図３（Ａ）に示すような高
電圧の入力電圧Ｖｉｎが平滑用コンデンサ２を介して印
加される。
【００２０】ＤＣ／ＤＣコンバータが起動して入力電圧
Ｖｉｎが第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３に入力される
と、図示しない制御部により三角波発生回路１１からコ
ンパレータ１２の負端子に図２（Ｂ）に示すような三角
波（ｃ）が入力される。このときコンパレータ１２で
は、負端子に入力される三角波と正端子に入力される分
圧（後述）とが比較されることで、Ｌ（Ｌｏｗ）信号を
抵抗Ｒ２を介してＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート端
子に供給する。これによりＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１が
オン状態になり、入力電圧Ｖｉｎが平滑用コイルＬ１及
び出力平滑用コンデンサＣ１へと供給され、コイルＬ１
の起電力発生作用及び出力平滑用コンデンサＣ１の充放
電作用により入力電圧Ｖｉｎが降圧される。この降圧さ
れた電圧は、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４に供給さ
れると共に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とによって分圧されて
コンパレータ１２の正端子に印加される。
Ｖｉｎが第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３に入力される
と、図示しない制御部により三角波発生回路１１からコ
ンパレータ１２の負端子に図２（Ｂ）に示すような三角
波（ｃ）が入力される。このときコンパレータ１２で
は、負端子に入力される三角波と正端子に入力される分
圧（後述）とが比較されることで、Ｌ（Ｌｏｗ）信号を
抵抗Ｒ２を介してＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート端
子に供給する。これによりＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１が
オン状態になり、入力電圧Ｖｉｎが平滑用コイルＬ１及
び出力平滑用コンデンサＣ１へと供給され、コイルＬ１
の起電力発生作用及び出力平滑用コンデンサＣ１の充放
電作用により入力電圧Ｖｉｎが降圧される。この降圧さ
れた電圧は、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４に供給さ
れると共に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とによって分圧されて
コンパレータ１２の正端子に印加される。
【００２１】コンパレータ１２では降圧された電圧と三
角波とを比較し、三角波の電圧値の方が分圧された電圧
より低い期間内においてＬ信号をＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴ
Ｓ１に供給してオン状態にする。
角波とを比較し、三角波の電圧値の方が分圧された電圧
より低い期間内においてＬ信号をＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴ
Ｓ１に供給してオン状態にする。
【００２２】ここで、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４は、降圧さ
れた電圧値が、三角波の頂点電圧値よりも小さくなるよ
うに抵抗値が設定されており、図２（Ｂ）に示すような
三角波（ｃ）と降圧した電圧（ｂ）との大小関係となっ
ている。これにより、コンパレータ１２からは図２
（Ｃ）に示すように各周期における三角波の頂点電圧と
なる付近でＬ信号を出力し、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１
はＬ信号が入力されている期間においてオン状態とな
る。そして、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１からは、図２
（Ｄ）及び図３（Ｂ）に示すようなＰＷＭ（Pulse Widt
h Modulation）電圧波形（ａ）を出力する。
れた電圧値が、三角波の頂点電圧値よりも小さくなるよ
うに抵抗値が設定されており、図２（Ｂ）に示すような
三角波（ｃ）と降圧した電圧（ｂ）との大小関係となっ
ている。これにより、コンパレータ１２からは図２
（Ｃ）に示すように各周期における三角波の頂点電圧と
なる付近でＬ信号を出力し、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１
はＬ信号が入力されている期間においてオン状態とな
る。そして、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１からは、図２
（Ｄ）及び図３（Ｂ）に示すようなＰＷＭ（Pulse Widt
h Modulation）電圧波形（ａ）を出力する。
【００２３】平滑用コイルＬ１及び出力平滑用コンデン
サＣ１にＰＷＭ電圧波形が入力されると、出力平滑用コ
ンデンサＣ１の放充電作用により、ＰＷＭ電圧波形のオ
ンオフに従った周期の図２（Ｂ）及び図３（Ｃ）に示す
ような脈動電圧波形（ｂ）となる。この脈動電圧波形
は、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４に供給されると共
に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４によって分圧されてコンパレー
タ１２の正端子に印加される。
サＣ１にＰＷＭ電圧波形が入力されると、出力平滑用コ
ンデンサＣ１の放充電作用により、ＰＷＭ電圧波形のオ
ンオフに従った周期の図２（Ｂ）及び図３（Ｃ）に示す
ような脈動電圧波形（ｂ）となる。この脈動電圧波形
は、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４に供給されると共
に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４によって分圧されてコンパレー
タ１２の正端子に印加される。
【００２４】第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、第１
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様の構成となってお
り、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３から脈動電圧波形
（ｂ）が印加される。
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様の構成となってお
り、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３から脈動電圧波形
（ｂ）が印加される。
【００２５】脈動電圧波形が第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ４に入力されると、三角波発生回路２１からの三角
波と脈動電圧波形とをコンパレータ２２により比較し
て、図３（Ｄ）に示すＰＷＭ電圧波形（ｅ）を生成し、
このＰＷＭ電圧波形を図２（Ｅ）に示す脈動電圧波形
（ｆ）にする。この脈動電圧波形（ｆ）は、第１降圧Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ３で生成した脈動電圧波形（ｂ）よ
りも低い電圧値となっている。
ータ４に入力されると、三角波発生回路２１からの三角
波と脈動電圧波形とをコンパレータ２２により比較し
て、図３（Ｄ）に示すＰＷＭ電圧波形（ｅ）を生成し、
このＰＷＭ電圧波形を図２（Ｅ）に示す脈動電圧波形
（ｆ）にする。この脈動電圧波形（ｆ）は、第１降圧Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ３で生成した脈動電圧波形（ｂ）よ
りも低い電圧値となっている。
【００２６】入力電圧Ｖｉｎよりも脈動電圧波形（ｂ）
の電圧値が低いので、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４
は、例えば、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の三角波
発生回路１１から出力する三角波波形よりも頂点の電圧
値が低い三角波波形を出力する三角波発生回路２１を使
用すると共に、抵抗Ｒ１３及び抵抗Ｒ１４の抵抗値を調
整する。
の電圧値が低いので、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４
は、例えば、第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の三角波
発生回路１１から出力する三角波波形よりも頂点の電圧
値が低い三角波波形を出力する三角波発生回路２１を使
用すると共に、抵抗Ｒ１３及び抵抗Ｒ１４の抵抗値を調
整する。
【００２７】第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５には、第
２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４から脈動電圧波形（ｆ）
が印加される。
２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４から脈動電圧波形（ｆ）
が印加される。
【００２８】ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ３１
は、ＭＯＳＦＥＴＳ３及びＭＯＳＦＥＴＳ４と接続され
ており、それぞれのゲート端子にＨ（Ｈｉ）信号又はＬ
信号を供給することでオンオフ状態を制御する。ＭＯＳ
ＦＥＴＳ３がオン状態とされＭＯＳＦＥＴＳ４がオフ状
態になっているときには脈動電圧を平滑用コイルＬ２１
及び出力平滑用コンデンサＣ２１に印加し、ＭＯＳＦＥ
ＴＳ３がオフ状態とされＭＯＳＦＥＴＳ４がオン状態に
なっているときには脈動電圧を接地端子に導く。このよ
うな処理を繰り返すことにより、脈動電圧は、図３
（Ｆ）に示すようなＰＷＭ電圧波形（ｇ）とされる。こ
のときＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ３１は、出力
する直流電圧値に応じて脈動電圧（ｆ）をＰＷＭ制御す
るデューティ比を制御する。ここで、ダイオードＤ１は
ＰＷＭ電圧の逆流防止用として設けられている。
は、ＭＯＳＦＥＴＳ３及びＭＯＳＦＥＴＳ４と接続され
ており、それぞれのゲート端子にＨ（Ｈｉ）信号又はＬ
信号を供給することでオンオフ状態を制御する。ＭＯＳ
ＦＥＴＳ３がオン状態とされＭＯＳＦＥＴＳ４がオフ状
態になっているときには脈動電圧を平滑用コイルＬ２１
及び出力平滑用コンデンサＣ２１に印加し、ＭＯＳＦＥ
ＴＳ３がオフ状態とされＭＯＳＦＥＴＳ４がオン状態に
なっているときには脈動電圧を接地端子に導く。このよ
うな処理を繰り返すことにより、脈動電圧は、図３
（Ｆ）に示すようなＰＷＭ電圧波形（ｇ）とされる。こ
のときＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ３１は、出力
する直流電圧値に応じて脈動電圧（ｆ）をＰＷＭ制御す
るデューティ比を制御する。ここで、ダイオードＤ１は
ＰＷＭ電圧の逆流防止用として設けられている。
【００２９】ＰＷＭ電圧波形（ｇ）は、平滑用コイルＬ
２１及び出力平滑用コンデンサＣ２１に供給されると、
脈動電圧波形（ｆ）の傾きを平滑用コイルＬ２１により
平滑化し、出力平滑用コンデンサＣ２２による充放電作
用により図３（Ｇ）に示すような時間的に電圧値が一定
の出力電圧（ｈ）とされて出力される。
２１及び出力平滑用コンデンサＣ２１に供給されると、
脈動電圧波形（ｆ）の傾きを平滑用コイルＬ２１により
平滑化し、出力平滑用コンデンサＣ２２による充放電作
用により図３（Ｇ）に示すような時間的に電圧値が一定
の出力電圧（ｈ）とされて出力される。
【００３０】このようなＤＣ／ＤＣコンバータでは、第
１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び第２降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ４の２段に亘って入力電圧Ｖｉｎから脈動電
圧波形を作成して段階的に降圧した後に、最終段の第３
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５にて電圧値の脈動を修正す
ることで、時間的に電圧値が一定の出力電圧波形を作成
する。
１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び第２降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ４の２段に亘って入力電圧Ｖｉｎから脈動電
圧波形を作成して段階的に降圧した後に、最終段の第３
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５にて電圧値の脈動を修正す
ることで、時間的に電圧値が一定の出力電圧波形を作成
する。
【００３１】したがって、このＤＣ／ＤＣコンバータに
よれば、複数段の降圧回路（第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ３、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４）のそれぞれ
において作成するＰＷＭ電圧波形のオン時間幅を長時間
にし、更に２段目以降での入力電圧値を低くすることが
できるので、各降圧回路の平滑用コイルのインダクタン
ス［Ｈ］及び出力平滑用コンデンサの容量を小さくする
ことができる。
よれば、複数段の降圧回路（第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ３、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４）のそれぞれ
において作成するＰＷＭ電圧波形のオン時間幅を長時間
にし、更に２段目以降での入力電圧値を低くすることが
できるので、各降圧回路の平滑用コイルのインダクタン
ス［Ｈ］及び出力平滑用コンデンサの容量を小さくする
ことができる。
【００３２】すなわち、比較例として図４に示すよう
に、一段の降圧回路のみでＤＣ／ＤＣコンバータを構成
した場合、入力電圧Ｖｉｎ（ａ）を所望の電圧値まで降
圧するためには、ＰＷＭ電圧波形（ｂ）のオン時間幅を
短時間にしなければ所望電圧値の出力電圧波形（ｃ）を
得ることができず、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧との電圧
値差が大きくなるほどオン時間幅を短時間にする必要が
ある。これにより、ＰＷＭ電圧波形を生成するスイッチ
ングトランジスタがオン状態となっている時間が短くな
り、出力段の積分乗数を小さくすることができずに結果
的にコイルのインダクタンス及びコンデンサ容量を大き
くする必要があり、コストアップ要因となってしまう。
に、一段の降圧回路のみでＤＣ／ＤＣコンバータを構成
した場合、入力電圧Ｖｉｎ（ａ）を所望の電圧値まで降
圧するためには、ＰＷＭ電圧波形（ｂ）のオン時間幅を
短時間にしなければ所望電圧値の出力電圧波形（ｃ）を
得ることができず、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧との電圧
値差が大きくなるほどオン時間幅を短時間にする必要が
ある。これにより、ＰＷＭ電圧波形を生成するスイッチ
ングトランジスタがオン状態となっている時間が短くな
り、出力段の積分乗数を小さくすることができずに結果
的にコイルのインダクタンス及びコンデンサ容量を大き
くする必要があり、コストアップ要因となってしまう。
【００３３】したがって、降圧回路を複数段とすること
による部品点数の増加によるコストアップ分と、コイル
のインダクタンス及びコンデンサの容量を小さくするコ
ストダウン分との差し引きにより、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ全体でのコストを低減することができる。
による部品点数の増加によるコストアップ分と、コイル
のインダクタンス及びコンデンサの容量を小さくするコ
ストダウン分との差し引きにより、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ全体でのコストを低減することができる。
【００３４】また、一段の降圧回路のみでＤＣ／ＤＣコ
ンバータを構成した場合では、スイッチングトランジス
タに印加される電圧が高くなってしまい、トランジスタ
のゲート容量を小さくすることが困難となり、低周波で
動作させる必要がある。このため、スイッチング発生ノ
イズが可聴周波数域と近くなってしまい、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力電源で駆動しているオーディオ機器に影
響を与える可能性がある。また、低周波動作をすると急
激な負荷変動に即座に対応することが困難となる。
ンバータを構成した場合では、スイッチングトランジス
タに印加される電圧が高くなってしまい、トランジスタ
のゲート容量を小さくすることが困難となり、低周波で
動作させる必要がある。このため、スイッチング発生ノ
イズが可聴周波数域と近くなってしまい、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力電源で駆動しているオーディオ機器に影
響を与える可能性がある。また、低周波動作をすると急
激な負荷変動に即座に対応することが困難となる。
【００３５】これに対し、上述したＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、最終段の降圧回路（第３降圧ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ５）に入力する電圧を低くすることができるた
め、耐圧が低いＭＯＳＦＥＴＳ３及びＭＯＳＦＥＴＳ４
を使用してゲート容量を下げることができ、動作周波数
を高くすることができる。これにより、ＤＣ／ＤＣコン
バータの動作周波数を可聴周波数から離れたものにし
て、発生するノイズがオーディオ機器等に影響を及ぼす
ことを防止することができる。
タによれば、最終段の降圧回路（第３降圧ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ５）に入力する電圧を低くすることができるた
め、耐圧が低いＭＯＳＦＥＴＳ３及びＭＯＳＦＥＴＳ４
を使用してゲート容量を下げることができ、動作周波数
を高くすることができる。これにより、ＤＣ／ＤＣコン
バータの動作周波数を可聴周波数から離れたものにし
て、発生するノイズがオーディオ機器等に影響を及ぼす
ことを防止することができる。
【００３６】つぎに、上述したＤＣ／ＤＣコンバータに
おいて、第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５に接続した負
荷状態に応じて出力電圧を可変とする実施例について説
明する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、分圧抵抗（抵抗
Ｒ３、Ｒ４、及び／又は抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４）を可
変抵抗器にし、図示しない制御部により抵抗値を調整で
きるようにしたものである。
おいて、第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５に接続した負
荷状態に応じて出力電圧を可変とする実施例について説
明する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、分圧抵抗（抵抗
Ｒ３、Ｒ４、及び／又は抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４）を可
変抵抗器にし、図示しない制御部により抵抗値を調整で
きるようにしたものである。
【００３７】上述のＤＣ／ＤＣコンバータでは、図５
（Ａ）に示すように、三角波波形の周期毎に、脈動電圧
波形の電圧値が、三角波の頂点電圧値よりも小さくなる
ように分圧抵抗値が設定されている。
（Ａ）に示すように、三角波波形の周期毎に、脈動電圧
波形の電圧値が、三角波の頂点電圧値よりも小さくなる
ように分圧抵抗値が設定されている。
【００３８】このような状態に対し、負荷が要求する電
圧値が低くなった場合には、脈動電圧を分圧する分圧抵
抗の値を調整して、図５（Ｂ）に示すような脈動電圧波
形と三角波波形との大小関係にする。図５（Ｂ）では、
分圧抵抗の値を調整してコンパレータ１２，２２に入力
する脈動電圧波形を高くし、三角波波形が脈動電圧波形
よりも高くなる周期を長くすることで、Ｐｃｈ−ＭＯＳ
ＦＥＴをオン状態とする周期を短くする。これにより、
入力電圧Ｖｉｎの電圧降下幅を大きくして負荷が要求す
る電圧値の出力電圧とすることができる。
圧値が低くなった場合には、脈動電圧を分圧する分圧抵
抗の値を調整して、図５（Ｂ）に示すような脈動電圧波
形と三角波波形との大小関係にする。図５（Ｂ）では、
分圧抵抗の値を調整してコンパレータ１２，２２に入力
する脈動電圧波形を高くし、三角波波形が脈動電圧波形
よりも高くなる周期を長くすることで、Ｐｃｈ−ＭＯＳ
ＦＥＴをオン状態とする周期を短くする。これにより、
入力電圧Ｖｉｎの電圧降下幅を大きくして負荷が要求す
る電圧値の出力電圧とすることができる。
【００３９】一方、負荷が要求する電圧値が高くなった
場合には、コンパレータ１２，２２に入力する脈動電圧
波形を低くし、三角波波形が脈動電圧波形よりも高くな
る期間を長くすることで、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴをオン
状態とする期間を長くする。これにより、入力電圧Ｖｉ
ｎの電圧降下幅を小さくして負荷が要求する電圧値の出
力電圧とすることができる。
場合には、コンパレータ１２，２２に入力する脈動電圧
波形を低くし、三角波波形が脈動電圧波形よりも高くな
る期間を長くすることで、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴをオン
状態とする期間を長くする。これにより、入力電圧Ｖｉ
ｎの電圧降下幅を小さくして負荷が要求する電圧値の出
力電圧とすることができる。
【００４０】このようなＤＣ／ＤＣコンバータでは、出
力電圧波形を不変とするために最終段の降圧回路（第３
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５）のＭＯＳＦＥＴＳ３及び
ＭＯＳＦＥＴＳ４をオンオフ制御する必要があるが、降
圧した電圧に安定度を必要としない第１降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ３及び第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４のＰ
ｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１，Ｓ２をオフ状態にして、脈動
電圧波形がゆっくりと下がっていても出力電圧波形に影
響はない。したがって、負荷に要求される電圧値と入力
電圧Ｖｉｎとの電圧差が小さい場合には、三角波の周期
毎にＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴをオンオフさせる必要がない
ため、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換効率を向上させ
ることができる。また、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１、Ｓ
２をオン状態にするための電力消費を低減することがで
きる。
力電圧波形を不変とするために最終段の降圧回路（第３
降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５）のＭＯＳＦＥＴＳ３及び
ＭＯＳＦＥＴＳ４をオンオフ制御する必要があるが、降
圧した電圧に安定度を必要としない第１降圧ＤＣ／ＤＣ
コンバータ３及び第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４のＰ
ｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１，Ｓ２をオフ状態にして、脈動
電圧波形がゆっくりと下がっていても出力電圧波形に影
響はない。したがって、負荷に要求される電圧値と入力
電圧Ｖｉｎとの電圧差が小さい場合には、三角波の周期
毎にＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴをオンオフさせる必要がない
ため、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換効率を向上させ
ることができる。また、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴＳ１、Ｓ
２をオン状態にするための電力消費を低減することがで
きる。
【００４１】なお、上述の実施の形態は本発明の一例で
ある。このため、本発明は、上述の実施形態に限定され
ることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明
に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に
応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
ある。このため、本発明は、上述の実施形態に限定され
ることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明
に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に
応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【００４２】すなわち、上述した一例では、第１降圧Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ３、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４を備え、２段階に亘って入力電圧Ｖｉｎを降圧する構
成について説明したが、これに限らず、更に降圧回路を
追加しても同様の効果を得ることができる。
Ｃ／ＤＣコンバータ３、第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４を備え、２段階に亘って入力電圧Ｖｉｎを降圧する構
成について説明したが、これに限らず、更に降圧回路を
追加しても同様の効果を得ることができる。
【図１】本発明を適用したＤＣ／ＤＣコンバータの構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】本発明を適用したＤＣ／ＤＣコンバータの動作
を説明するための図であって、（Ａ）はＰｃｈ−ＭＯＳ
ＦＥＴに入力される直流電源を示し、（Ｂ）は脈動電圧
波形及び三角波を示し、（Ｃ）はコンパレータの出力波
形を示し、（Ｄ）はＰＷＭ電圧波形を示す。
を説明するための図であって、（Ａ）はＰｃｈ−ＭＯＳ
ＦＥＴに入力される直流電源を示し、（Ｂ）は脈動電圧
波形及び三角波を示し、（Ｃ）はコンパレータの出力波
形を示し、（Ｄ）はＰＷＭ電圧波形を示す。
【図３】本発明を適用したＤＣ／ＤＣコンバータによる
電圧変化を示す図であり、（Ａ）は直流電源を示し、
（Ｂ）は１段目のＰＷＭ電圧波形を示し、（Ｃ）は１段
目の出力電圧波形を示し、（Ｄ）は２段目のＰＷＭ電圧
波形を示し、（Ｅ）は２段目の出力電圧波形を示し、
（Ｆ）は３段目のＰＷＭ電圧波形を示し、（Ｇ）は３段
目の出力電圧波形を示す。
電圧変化を示す図であり、（Ａ）は直流電源を示し、
（Ｂ）は１段目のＰＷＭ電圧波形を示し、（Ｃ）は１段
目の出力電圧波形を示し、（Ｄ）は２段目のＰＷＭ電圧
波形を示し、（Ｅ）は２段目の出力電圧波形を示し、
（Ｆ）は３段目のＰＷＭ電圧波形を示し、（Ｇ）は３段
目の出力電圧波形を示す。
【図４】比較例を説明するための図であり、（ａ）は直
流電源を示し、（ｂ）はＰＷＭ電圧波形を示し、（ｃ）
は出力電圧波形を示す。
流電源を示し、（ｂ）はＰＷＭ電圧波形を示し、（ｃ）
は出力電圧波形を示す。
【図５】三角波波形が脈動電圧波形よりも大きくなる周
期を調整することを説明するための図であり、（Ａ）は
分圧抵抗調整前、（Ｂ）は分圧抵抗調整後を示す。
期を調整することを説明するための図であり、（Ａ）は
分圧抵抗調整前、（Ｂ）は分圧抵抗調整後を示す。
１ 直流電源
２ 平滑用コンデンサ
３ 第１降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 第２降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ 第３降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１，２１ 三角波発生回路
１２，２２ コンパレータ
３１ ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源から入力される電圧を、第１の
スイッチ回路をオンオフ制御することで、脈動電圧を生
成する降圧回路と、 この降圧回路によって生成された脈動電圧を入力とし、
第２のスイッチ回路をオンオフ制御すると共に、平滑化
処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へと出力する
出力回路とを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項２】 直流電源から入力される電圧を、第１の
スイッチ回路をオンオフ制御することで、第１の脈動電
圧を生成する第１の降圧回路と、 この第１の降圧回路によって生成された第１の脈動電圧
を入力とし、第２のスイッチ回路をオンオフ制御するこ
とで、第２の脈動電圧を生成する第２の降圧回路と、 第２の降圧回路によって生成された第２の脈動電圧を入
力とし、第３のスイッチ回路をオンオフ制御すると共
に、平滑化処理を行うことで、一定の出力電圧を負荷へ
と出力する出力回路とを備えたことを特徴とするＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記降圧回路は、前記脈動電圧を分圧した電圧値と、三
角波とを比較することで、脈動電圧を生成することを特
徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータに
おいて、 前記脈動電圧を分圧した電圧値と、三角波とを比較する
比較器を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項５】 請求項３又は請求項４に記載のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記脈動電圧は、直列接続した抵抗によって分圧される
と共に、前記抵抗は負荷の状態に基づいて、抵抗値が変
化することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータに
おいて、 前記抵抗は、可変抵抗器によって構成されることを特徴
とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002074536A JP2003274649A (ja) | 2002-03-18 | 2002-03-18 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002074536A JP2003274649A (ja) | 2002-03-18 | 2002-03-18 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003274649A true JP2003274649A (ja) | 2003-09-26 |
Family
ID=29203906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002074536A Pending JP2003274649A (ja) | 2002-03-18 | 2002-03-18 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003274649A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101364767A (zh) * | 2007-08-08 | 2009-02-11 | 株式会社瑞萨科技 | 半导体电路和开关电源装置 |
| JP2013208766A (ja) * | 2012-03-30 | 2013-10-10 | Brother Industries Ltd | 画像形成装置 |
-
2002
- 2002-03-18 JP JP2002074536A patent/JP2003274649A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101364767A (zh) * | 2007-08-08 | 2009-02-11 | 株式会社瑞萨科技 | 半导体电路和开关电源装置 |
| JP2009044831A (ja) * | 2007-08-08 | 2009-02-26 | Renesas Technology Corp | 電源装置 |
| JP2013208766A (ja) * | 2012-03-30 | 2013-10-10 | Brother Industries Ltd | 画像形成装置 |
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