JP2003259157A - ビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信チューナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場合の
映像ビート成分を生成できるビート成分生成回路および
この回路を備えた放送波受信チューナを提供する。 【解決手段】 受信する放送波映像信号に含まれ、当該
放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる
映像ビート成分を生成するビート成分生成回路であっ
て、第一および第二直交成分検波出力手段（２１ａ、２
１ｂ、２１ｃ）と、２系統のトランスバーサルフィルタ
（２３、２５、２７ａ、２７ｂ）と、ビート成分出力手
段（２９ａ、２９ｂ、３１）とを備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、所望の放送波映像
信号と放送区域外の別の放送局から同一チャンネルの搬
送波周波数を若干ずらして放送された妨害放送波映像信
号がある場合に、受信する放送波映像信号に含まれる妨
害放送波映像信号が検波時に放送波映像信号に干渉して
生じる映像ビート成分を除去するために使用されるビー
ト成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信チュ
ーナに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のオフセットビートキャンセラー
（「ビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波
受信チューナ」特願２００１−３７８２０６）は、放送
波映像信号に含まれている映像ビート成分を生成して、
当該放送波映像信号から除去できるものであって、放送
局の放送区域内外における混信妨害を防ぐことができる
ものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
オフセットビートキャンセラーでは、映像ビート成分を
生じさせる妨害波映像信号の位相が一定である場合に大
きなビート抑圧効果が得られるが、妨害波映像信号にゴ
ースト波成分が含まれている場合において、混信妨害を
与える映像信号の振幅変動によって直交波とゴースト波
との合成波成分の位相が瞬時的に変化した場合（ゴース
ト波成分を含む妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場
合）に、従来のオフセットビートキャンセラーのＰＬＬ
がこの変化に追従できない。従って、妨害放送波映像信
号の検波時に放送波映像信号に干渉して生じる映像ビー
ト成分と同位相の映像ビート成分を従来のオフセットビ
ートキャンセラーのビート成分生成回路で生成すること
ができず、十分に映像ビート成分を除去することができ
ない。このため、更なる改良の余地が残されていた。

【０００４】そこで、本発明の目的は前記した従来の技
術が有する課題を解消し、妨害波映像信号の瞬時位相が
変化した場合の映像ビート成分を高い精度で生成できる
ビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信
チューナを提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】前記した目的を達成する
ため、本発明は以下に示す構成とした。請求項１記載の
ビート成分生成回路は、受信する放送波映像信号に含ま
れ、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉し
て生じる映像ビート成分を生成するビート成分生成回路
であって、前記放送波映像信号を直交検波して得られた
直交成分に、発振器によって発生させたオフセット周波
数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算し、第一直交成分検波
出力信号を得る第一直交成分検波出力手段と、前記直交
成分に、前記ｓｉｎ波の位相をπ／２だけシフトしたオ
フセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算し、第二
直交成分検波出力信号を得る第二直交成分検波出力手段
と、前記第一直交成分検波出力手段で得られた第一直交
成分検波出力信号が入力される第一のトランスバーサル
フィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数
備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトラ
ンスバーサルフィルタからなる第一瞬時位相検出手段
と、前記第二直交成分検波出力手段で得られた第二直交
成分検波出力信号が入力される第二のトランスバーサル
フィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数
備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトラ
ンスバーサルフィルタからなる第二瞬時位相検出手段
と、前記第一瞬時位相検出手段による第一検出結果に前
記ｃｏｓ波を乗算した演算出力から前記第二瞬時位相検
出手段による第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演
算出力を減算、または、前記第二検出結果に前記ｓｉｎ
波を乗算した演算出力から前記第一検出結果に前記ｃｏ
ｓ波を乗算した演算出力を減算して映像ビート成分とし
て出力するビート成分出力手段と、を備えることを特徴
とする。

【０００６】かかる構成によれば、第一直交成分検波出
力手段と第二直交成分検波出力手段とによって得られた
第一直交成分検波出力信号と第二直交成分検波出力信号
とに、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時位相検出手
段でトランスバーサルフィルタによる信号処理が施され
て妨害波映像信号の垂直相関を利用した瞬時位相検出が
行われ、さらに、これらの検出結果に基づいてビート成
分出力手段で映像ビート成分が出力される。

【０００７】ここで、オフセット周波数とは、所望の放
送波映像信号と放送区域外の別の放送局から同一チャン
ネルの搬送波周波数を若干ずらして放送された妨害放送
波映像信号との間の、搬送波周波数の差に相当する周波
数のことであり、基準の搬送波周波数に対して現行では
±１０．０１ｋＨｚずらした各搬送波周波数をも基準の
搬送波周波数と同一のチャンネルとして定めていること
から、ここで述べるオフセット周波数としては、１０．
０１ｋＨｚおよび２０．０２ｋＨｚの２通りがあり得
る。また、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時位相検
出手段をそれぞれ構成するトランスバーサルフィルタに
おいて、各タップ出力の荷重和を得るために各タップ出
力に乗算される各加算係数は、瞬時位相を検出するため
の拘束条件によって制限を受けるものである。

【０００８】また、請求項２記載のビート成分生成回路
は、請求項１に記載のビート成分生成回路において、前
記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位相検出手
段をそれぞれ構成する第一および第二のトランスバーサ
ルフィルタの単位遅延素子を１水平走査期間の遅延素子
から１フィールド期間または１フレーム期間の遅延素子
に置き換えたことを特徴とする。

【０００９】かかる構成によれば、オフセットキャリア
方式における基準搬送波周波数からのずれを現行の１
０．０１ｋＨｚから例えば、７．５Ｈｚ（垂直周波数
（ｆｖ）の１／８）だけシフトした場合に、妨害波映像
信号のフレーム相関を利用した瞬時位相検出が可能とな
り、特に静止画において完全なビートキャンセル動作を
行わせることが可能となる。

【００１０】請求項３記載のビート成分生成回路は、請
求項１または請求項２に記載のビート成分生成回路にお
いて、前記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位
相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二のトラン
スバーサルフィルタのタップ数が３タップまたは５タッ
プであることを特徴とする。

【００１１】かかる構成によれば、３タップのトランス
バーサルフィルタとした場合には回路規模を小さくする
ことができ、５タップのトランスバーサルフィルタとし
た場合には瞬時位相を検出するための拘束条件によって
制限を受ける各タップ出力に乗算される各加算係数に設
定の自由度を持たせることができる。

【００１２】請求項４記載の放送波受信チューナは、放
送波映像信号を受信し、この放送波映像信号に含まれて
いる、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉
して生じる映像ビート成分を除去して出力する放送波受
信チューナであって、前記放送波映像信号を受信し、受
信した信号を直交検波し、同相成分と直交成分とに分離
する直交検波手段と、この直交検波手段によって直交検
波された同相成分をアナログデジタル変換する同相成分
Ａ／Ｄ変換手段と、この同相成分Ａ／Ｄ変換手段によっ
てアナログデジタル変換された映像信号の高周波成分を
取り出して、遅延調整する高周波成分抽出遅延手段と、
前記同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル
変換された映像信号の低周波成分を取り出して、遅延調
整する低周波成分抽出遅延手段と、前記直交検波手段に
よって直交検波された直交成分をアナログデジタル変換
する直交成分Ａ／Ｄ変換手段と、この直交成分Ａ／Ｄ変
換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の
低周波成分を取り出す低周波直交成分抽出手段と、この
低周波直交成分抽出手段によって取り出された直交成分
に含まれている放送波映像信号に妨害放送波映像信号が
干渉して生じる映像ビート成分を生成する請求項１から
請求項３のいずれか１項に記載したビート成分生成回路
と、前記低周波成分抽出遅延手段によって抽出された映
像信号の低周波成分から前記ビート成分生成回路によっ
て生成されたビート成分を減算し、前記高周波成分抽出
遅延手段によって抽出された映像信号の高周波成分と加
算してデジタル映像出力信号として出力する映像信号出
力手段と、を備えたことを特徴とする。

【００１３】かかる構成によれば、まず、受信した放送
波映像信号が直交検波手段によって直交検波され、同相
成分と直交成分とに分離される。一方の同相成分は同相
成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換さ
れ、高周波成分抽出遅延手段によって高周波成分が取り
出され遅延される。また、低周波成分抽出遅延手段によ
って低周波成分が取り出され遅延される。他方の直交成
分は直交成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル
変換され、低周波直交成分抽出手段によって、直交成分
の低周波成分が取り出される。そして、ビート成分生成
回路によって直交成分の低周波成分から映像ビート成分
が生成され、映像信号出力手段によって、同相成分の低
周波成分から映像ビート成分が減算され、さらに同相成
分の高周波成分と加算されデジタル映像信号として出力
される。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態とし
て、所望の放送波の搬送波周波数に対し不要な放送波の
搬送波周波数がプラス側に１０．０１ｋＨｚだけずれて
いる場合について、図面に基づいて詳細に説明する。 （放送波受信チューナの構成）図１に放送波受信チュー
ナのブロック図を示す。この図１に示すように、放送波
受信チューナ１は、直交検波部３と、同相成分Ａ／Ｄ変
換部５と、同相成分遅延部７と、高周波成分抽出遅延部
９と、低周波成分抽出遅延部１１と、直交成分Ａ／Ｄ変
換部１３と、低周波直交成分抽出部１５と、ビート成分
生成部１７Ａと、映像信号出力部１９とを備えている。

【００１５】放送波受信チューナ１は、受信した放送波
映像信号に含まれている妨害放送波映像信号、特に、当
該放送波映像信号と近似する周波数を有する不要な放送
波映像信号（妨害放送波映像信号）が希望の放送波映像
信号と干渉して生じる映像ビート成分を除去して希望の
放送波映像信号の被変調信号成分である希望波映像信号
を出力する受信装置である。特に、この放送波受信チュ
ーナ１では、不要な放送波映像信号とそのゴースト波が
妨害放送波映像信号として受信した放送波映像信号に含
まれる場合に十分に映像ビート成分を除去できる。

【００１６】直交検波部３は、ＲＦ入力信号（放送波映
像信号）を直交検波するものである。実際の受信回路で
はアンテナ入力端子からの入力信号は増幅された後に、
混合回路で中間周波数の信号に変換され、この中間周波
数の信号が検波されることになるが、ここでは説明を簡
略化するため、検波される信号を含めて放送波映像信号
という表現を用いている。なお、放送波受信チューナ１
のユーザが視聴を所望するチャンネルの映像信号を希望
波映像信号（被変調信号）とし、この希望波映像信号を
Ａ（ｔ）、このＡ（ｔ）の搬送波をｃｏｓ（ωｔ）（希
望波搬送波）とする。また、ＲＦ入力信号に混在してい
る不要な放送波の映像信号である妨害波映像信号（被変
調信号）をＢ（ｔ）（Ｂは妨害波映像信号の振幅）、こ
のＢ（ｔ）の搬送波をｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋φ｝とす
る。ここでδはオフセット周波数（＋１０．０１ｋＨ
ｚ）に対応している。

【００１７】このとき、ＲＦ入力信号は、ＲＦ入力信号
＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｂ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋
δ）ｔ＋φ｝と表せる。なお、数式の煩雑さを避けるた
め、希望波と妨害波の比であるＤ／ＵをＤ／Ｕ＝０ｄＢ
としている。

【００１８】ここで、ＲＦ入力信号に混在している不要
な放送波の映像信号が複数ある場合、これら不要な放送
波映像信号をＢ_k（ｔ）、このＢ_k（ｔ）の搬送波をｃｏ
ｓ｛（ω＋δ_k）ｔ＋φ_k｝と表せば、ＲＦ入力信号は、
ＲＦ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋ΣＢ_k（ｔ）ｃｏｓ
｛（ω＋δ_k）ｔ＋φ_k｝と表せる。このように複数の不
要な放送波映像信号がある場合でも、これらが合成され
た１つの妨害放送波映像信号が混信妨害を与えているも
のと見なすことができる。ただし、合成妨害波の位相
は、各妨害波の映像信号振幅（Ｂ_k）ならびにオフセッ
ト周波数（δ_k）に対応して変化する時間関数となる。

【００１９】現実的に最も起こりうるケースとして不要
な放送波映像信号が単一ゴーストを伴って入力される場
合を具体的に想定してみる。一般家庭における受信環境
では、不要な放送波映像信号に対してもゴーストが少な
くなるように受信アンテナを設置しているとは考えられ
ず、場合によっては、妨害放送波のゴーストＤ／Ｕが極
めて悪いことも想定されるからである。

【００２０】この場合、妨害主波およびゴースト波のオ
フセット周波数は同一であるからδ ₁＝δ₂＝δとなる。
また、妨害主波とゴースト波との比を（Ｄ／
Ｕ）_gohst、ゴースト遅延時間をτ_gohstとすると、妨害
主波の映像信号振幅Ｂ₁（ｔ）とゴースト波の映像信号
振幅Ｂ₂（ｔ）との関係はＢ₂（ｔ）＝（Ｄ／Ｕ）_gohst
×Ｂ₁（ｔ−τ_gohst）となり、妨害主波の位相φ₁とゴ
ースト波の位相φ₂との関係は、φ₂＝φ₁−（ω＋δ）
τ_gohstとなる。

【００２１】すなわち、この場合のＲＦ入力信号は、 ＲＦ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ） ＋Ｂ₁（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋φ₁｝＋Ｂ₂（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋ φ₂｝ ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ） ＋Ｂ₁（ｔ）｛ｃｏｓ（ω＋δ）ｔｃｏｓφ₁−ｓｉｎ（ω＋δ）ｔｓｉｎφ₁｝ ＋Ｂ₂（ｔ）｛ｃｏｓ（ω＋δ）ｔｃｏｓφ₂−ｓｉｎ（ω＋δ）ｔｓｉｎφ₂｝ ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ） ＋ｃｏｓ（ω＋δ）ｔ｛Ｂ₁（ｔ）ｃｏｓφ₁＋Ｂ₂（ｔ）ｃｏｓφ₂｝ −ｓｉｎ（ω＋δ）ｔ｛Ｂ₁（ｔ）ｓｉｎφ₁＋Ｂ₂（ｔ）ｓｉｎφ₂｝ ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋β（ｔ）｝ と表される。ただし、 Ｒ²（ｔ）＝Ｂ₁ ²（ｔ）＋Ｂ₂ ²（ｔ）＋２Ｂ₁（ｔ）Ｂ₂
（ｔ）ｃｏｓ（φ₁−φ₂） Ｒ（ｔ）ｃｏｓβ（ｔ）＝Ｂ₁（ｔ）ｃｏｓφ₁＋Ｂ
₂（ｔ）ｃｏｓφ₂ Ｒ（ｔ）ｓｉｎβ（ｔ）＝Ｂ₁（ｔ）ｓｉｎφ₁＋Ｂ
₂（ｔ）ｓｉｎφ₂ とする。

【００２２】ゴーストのない場合、β（ｔ）＝φ₁と定
数であるが、ゴーストのある場合には、β（ｔ）は不要
な放送波映像信号の振幅変化に応じて変動する時間関数
となる。表記の煩雑さを避けるためにβ（ｔ）を単にβ
で表すと、不要な放送波映像信号が単一ゴーストを伴っ
て入力される場合のＲＦ入力信号はＲＦ入力信号＝Ａ
（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ
＋β｝と表せる。この式を（１）式とする。

【００２３】つまり、この直交検波部３では、このＡ
（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ
＋β｝で表記されるＲＦ入力信号を直交検波している。
そして、希望波搬送波と同相の成分（同相成分）をＩ信
号、希望波搬送波と直交の成分（直交成分）をＱ信号と
呼称すると、Ｉ信号は、Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃ
ｏｓ（δｔ＋β）と表記でき、Ｑ信号は、Ｑ信号＝Ｒ
（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）と表記できる。なお、直交検
波部３で発振器出力の位相をπ／２だけ進ませた信号に
より乗算を行うと、直交成分はマイナス符号が付くこと
になるが、以後、説明を簡略にするため、Ｑ信号を正
（プラス）の信号として表記することにする。

【００２４】Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ
＋β）を（２）式とし、Ｑ信号＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ
＋β）を（３）式とする。同相成分Ａ／Ｄ変換部５は、
希望波搬送波と同相成分であるＩ信号をアナログデジタ
ル変換するものである。

【００２５】同相成分遅延部７（図中２ＨＤＬ）は、後
記するビート成分生成部１７Ａの構成要素である同一構
成の２系統の奇数タップトランスバーサルフィルタの中
央タップの出力信号とＩ信号との相対的な時間関係を合
わせるために、放送波受信チューナ１の直交検波部３で
分離されているＩ信号を２Ｈ遅延（２水平走査期間分シ
フト）させるものである。これにより、トランスバーサ
ルフィルタでＩ信号に対して相対的に２Ｈ進相したＱ信
号まで取り扱うことができる。

【００２６】高周波成分抽出遅延部９は、同相成分Ａ／
Ｄ変換部５でアナログデジタル変換された信号の高周波
成分を取り出して、この高周波成分の信号を、低周波成
分抽出遅延部１１およびビート成分生成部１７Ａから出
力される信号と同期するように遅延調整させるものであ
る。この実施の形態では、一例として、高周波成分抽出
遅延部９はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）と遅延調整回路
（図中ＤＬ調整）とによって構成されている。

【００２７】低周波成分抽出遅延部１１は、同相成分Ａ
／Ｄ変換部５でアナログデジタル変換された信号の低周
波成分を取り出して、この低周波成分の信号を、高周波
成分抽出遅延部９およびビート成分生成部１７Ａから出
力される信号と同期するように遅延調整させるものであ
る。この実施の形態では、一例として、低周波成分抽出
遅延部１１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）と遅延調整回
路（図中ＤＬ調整）とによって構成されている。

【００２８】なお、Ｉ信号には希望波映像信号と妨害波
映像信号（Ｒ（ｔ））とによる映像ビート成分が混合し
ている。このＩ信号に混合している映像ビート成分（ビ
ート妨害）は、映像信号の低周波成分に関して除去でき
れば、視覚上十分に良好な希望波映像信号が得られるこ
とから、ビート成分を除去する除去対象は低周波成分に
限定しても差し支えない。それゆえ、高周波成分抽出遅
延部９と低周波成分抽出遅延部１１とによって、Ｉ信号
が高周波成分と低周波成分とに分離されている。

【００２９】直交成分Ａ／Ｄ変換部１３は、希望波搬送
波と直交する成分であるＱ信号をアナログデジタル変換
するものである。低周波直交成分抽出部１５（図中ＬＰ
Ｆ）は、直交成分Ａ／Ｄ変換部１３でアナログデジタル
変換された信号の直交成分の低周波成分を抽出するもの
である。この低周波直交成分抽出部１５は、この実施の
形態では、一例として、単独のローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）によって構成されている。

【００３０】ビート成分生成部１７Ａは、低周波直交成
分抽出部１５で抽出された直交成分の低周波成分から映
像ビート成分を生成するものであり、詳細は後記する。

【００３１】映像信号出力部１９は、低周波成分抽出遅
延部１１によって取り出された低周波成分からビート成
分生成部１７Ａで生成された映像ビート成分（詳細は後
記する）を減算し、妨害波成分を除去し、その後で、高
周波成分抽出遅延部９で抽出された高周波成分と合成す
ることによって妨害波成分が十分低減された希望波映像
信号をデジタル信号として出力するものである。

【００３２】（ビート成分生成部［ビート成分生成回
路］の構成）次に、ビート成分生成部１７Ａについて、
詳細に説明する。ビート成分生成部１７Ａは、乗算器２
１ａと、乗算器２１ｂと、発振器２１ｃと、加算係数乗
算器２３（２３ａ₁・・・、２３ｂ₁・・・）と、１水平
走査期間の単位遅延素子２５（２５ａ₁・・・、２５ｂ₁
・・・）と、加算集計器２７（２７ａ、２７ｂ）と、乗
算器２９ａと、乗算器２９ｂと、減算器３１とを備えて
いる。このビート成分生成部１７Ａでは、妨害波映像信
号の瞬時位相を検出して妨害波映像信号の瞬時位相に追
随した映像ビート成分を生成しているので、極めて大き
なビート抑圧量を得ることができるように構成されてい
る。ビート抑圧量とは、入力ビート成分に対する残差ビ
ート成分の電力比のことである。

【００３３】乗算器２１ａは、低周波直交成分抽出部１
５で抽出されたアナログデジタル変換後のＱ信号の低周
波成分に発振器２１ｃで発振されたオフセット周波数と
同一周波数のｓｉｎ波を乗算して、第一直交成分検波出
力信号を得るものである。

【００３４】乗算器２１ｂは、低周波直交成分抽出部１
５で抽出されたアナログデジタル変換後のＱ信号の低周
波成分に発振器２１ｃで発振させたオフセット周波数と
同一周波数のｓｉｎ波の位相をπ／２だけ進ませたｃｏ
ｓ波を乗算して、第二直交成分検波出力信号を得るもの
である。ここで、乗算器２１ａおよび乗算器２１ｂでの
Ｑ信号の演算処理は、Ｑ信号を直交検波することに等し
い。

【００３５】発振器２１ｃは、オフセット周波数と同一
周波数の発振信号を生成するものであり、オフセット周
波数とは、２つの放送局から送信される電波に同一の搬
送波周波数が使用される場合に、混信が生じてもその妨
害を視覚的に見えにくくするために、一方の放送局の搬
送波周波数を１０ｋＨｚ程度ずらした周波数のことであ
る。この発振器２１から出力されるｓｉｎ波をｓｉｎ
（δｔ＋θ）と表記すれば、このｓｉｎ波の位相をπ／
２だけ進ませたｃｏｓ波はｃｏｓ（δｔ＋θ）と表記さ
れる。なお、乗算器２１ａと発振器２１ｃとが請求項に
記載した第一直交成分検波出力手段に相当するものであ
り、乗算器２１ｂと発振器２１ｃとπ／２位相器（図
中、π／２）とが請求項に記載した第二直交成分検波出
力手段に相当するものである。

【００３６】２系統あるトランスバーサルフィルタを構
成する加算係数乗算器２３は、第一直交成分検波出力信
号および第二直交成分検波出力信号に加算係数（Ｃ₂）
を乗算すると共に、１水平走査期間の単位遅延素子２５
の各出力信号に加算係数（Ｃ ₀、Ｃ₁、Ｃ₂）を乗算する
ものである。この加算係数は、トランスバーサルフィル
タの各タップ出力をベクトル表示した際に得られるトラ
ンスバーサルフィルタ出力信号の瞬時位相を検出するた
めの拘束条件（後記する）によって制限を受けるもので
ある。

【００３７】２系統あるトランスバーサルフィルタを構
成する１水平走査期間の単位遅延素子２５（図中１ＨＤ
Ｌ）は、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分
検波出力信号を１水平走査期間を単位として遅延させ、
トランスバーサルフィルタの中央タップの出力信号に対
して１水平走査期間（１Ｈ）前の信号（１Ｈ遅延信号
（表示される画面では画面上方に該当する））、２Ｈ前
の信号、１Ｈ先の信号（１Ｈ進相信号（表示される画面
では画面下方に該当する））、２Ｈ先の信号のタップ出
力を可能にさせるものである。なお、この実施の形態で
は、１水平走査期間の単位遅延素子としているが、遅延
単位を変更することにより、トランスバーサルフィルタ
の周波数特性を変えることができる。ただし、タップ数
および遅延単位を変更する場合には同期成分遅延部７の
遅延時間もそれに合わせて変更することが必要である。

【００３８】この図１に示したように、加算係数乗算器
２３ａ₁が乗算器２１ａからの出力である第一直交成分
検波出力信号（２Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ₂を乗算し
ており、加算係数乗算器２３ａ₂が１水平走査期間の単
位遅延素子２５ａ₁からの出力であるタップ出力信号
（１Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ₁を乗算しており、加算
係数乗算器２３ａ₃が１水平走査期間の単位遅延素子２
５ａ₂からの出力である中央タップ出力信号に加算係数
Ｃ₀を乗算している。また、加算係数乗算器２３ａ₄が１
水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₃からの出力である
タップ出力信号（１Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ₁を乗算
しており、加算係数乗算器２３ａ₅が１水平走査期間の
単位遅延素子２５ａ₄からの出力であるタップ出力信号
（２Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ₂を乗算している。な
お、これら加算係数乗算器２３ａ₁〜２３ａ₅と１水平走
査期間の単位遅延素子２５ａ₁〜２５ａ₄と加算集計器２
７ａとからなるトランスバーサルフィルタが請求項に記
載した第一瞬時位相検出手段に相当するものである。

【００３９】同様に、加算係数乗算器２３ｂ₁が乗算器
２１ｂからの出力である第二直交成分検波出力信号（２
Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ₂を乗算しており、加算係数
乗算器２３ｂ₂が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₁
からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ進相信号）に加
算係数Ｃ₁を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ₃が１
水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₂からの出力である
中央タップ出力信号に加算係数Ｃ₀を乗算している。ま
た、加算係数乗算器２３ｂ₄が１水平走査期間の単位遅
延素子２５ｂ₃からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ
遅延信号）に加算係数Ｃ₁を乗算しており、加算係数乗
算器２３ｂ₅が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₄か
らの出力であるタップ出力信号（２Ｈ遅延信号）に加算
係数Ｃ₂を乗算している。なお、これら加算係数乗算器
２３ｂ₁〜２３ｂ₅と１水平走査期間の単位遅延素子２５
ｂ₁〜２５ｂ₄と加算集計器２７ｂとからなるトランスバ
ーサルフィルタが請求項に記載した第二瞬時位相検出手
段に相当するものである。

【００４０】加算集計器２７（図中２７ａ、２７ｂ
［Σ：シグマ］）は、加算係数が乗算された第一および
第二のトランスバーサルフィルタの各タップ出力信号を
加算集計するものであり、加算集計器２７ａが第一直交
成分検波出力信号を入力信号とする第一のトランスバー
サルフィルタの各タップ出力信号を加算集計するもので
あり、加算集計器２７ｂが第二直交成分検波出力信号を
入力信号とする第二のトランスバーサルフィルタの各タ
ップ出力信号を加算集計するものである。後記するよう
に加算係数Ｃ₀、Ｃ₁、Ｃ₂を一定の関係を満足するよう
に設定すると、この図１に示したように、加算集計器２
７ａの出力をＲ（ｔ）ｃｏｓ（β−θ）、加算集計器２
７ｂの出力をＲ（ｔ）ｓｉｎ（β−θ）とすることがで
き、これによりＱ信号の瞬時位相が検出できる。

【００４１】乗算器２９ａは、加算集計器２７ａからの
出力Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（β−θ）とｃｏｓ波（ｃｏｓ（δ
ｔ＋θ））とを乗算するものである。乗算器２９ｂは、
加算集計器２７ｂからの出力Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（β−θ）
とｓｉｎ波（ｓｉｎ（δｔ＋θ））とを乗算するもので
ある。減算器３１は、乗算器２９ａの出力から乗算器２
９ｂの出力を減算するものであり、この減算器３１の出
力がＲ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）、すなわち映像ビート
成分となる。なお、図１の場合、乗算器２９ａ、２９ｂ
と減算器３１とが請求項に記載したビート成分出力手段
に相当するものである。

【００４２】（ビート成分生成部［ビート成分生成回
路］における瞬時位相検出）これより、図１に示したビ
ート成分生成部１７Ａの瞬時位相検出について説明す
る。ここでは、まず、ビート成分生成部１７Ａよりも回
路構成がより簡略な２系統の３タップトランスバーサル
フィルタをその構成要素として備えるビート成分生成部
１７Ｂ（図２参照）の瞬時位相の検出について説明して
から、ビート成分生成部１７Ａの瞬時位相の検出につい
て説明する。図２に示したように、ビート成分生成回路
１７Ｂは、乗算器２１ａと、乗算器２１ｂと、発振器２
１ｃと、加算係数乗算器２３と、１水平走査期間の単位
遅延素子２５と、加算集計器２７と、乗算器２９ａと、
乗算器２９ｂと、減算器３１とを備えている。なお、図
１に示したビート成分生成部１７Ａと比較した場合、各
構成において、差違がないものに関しては、同じ符号を
付してその説明を省略する。

【００４３】ところで、この図２に示したビート成分生
成部１７Ｂと図１に示したビート成分生成部１７Ａとの
違いは加算係数乗算器２３の数と１水平走査期間の単位
遅延素子２５との数である。つまり、乗算器２１ａから
の出力である第一直交成分検波出力信号の出力ラインに
３個の加算係数乗算器２３ａ₁、２３ａ₂、２３ａ₃と、
２個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₁、２５ａ₂
とが備えられており、乗算器２１ｂからの出力である第
二直交成分検波出力信号の出力ラインに３個の加算係数
乗算器２３ｂ₁、２３ｂ₂、２３ｂ₃と、２個の１水平走
査期間の単位遅延素子２５ｂ₁、２５ｂ₂とが備えられて
いる。つまり、このビート成分生成部１７Ｂでは、第一
直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号
の出力ラインに、２個の１水平走査期間の単位遅延素子
２５と３個の加算係数乗算器２３が備えられており、こ
れによって、各タップ出力として、各３つのサンプル値
（加算係数が乗算された数値）が得られる。また、ビー
ト成分生成部１７Ａでは各５つのサンプル値が得られ
る。

【００４４】（ビート成分生成部１７Ｂにおける瞬時位
相検出）このビート成分生成部１７Ｂでは、映像ビート
成分を生成する際に妨害波映像信号の瞬時位相が検出さ
れる。ここで、Ｑ信号にオフセット周波数と同一周波数
のｓｉｎ波を乗算したものをＸ、オフセット周波数と同
一周波数のｃｏｓ波を乗算したものをＹとし、妨害波映
像信号にはゴースト波が含まれているものとすると、Ｑ
は前記した（３）式、Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）であ
り、 Ｘ＝Ｑｓｉｎ（δｔ＋θ）＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）×ｓｉｎ（δｔ＋θ） ＝１／２Ｒ（ｔ）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）］ Ｙ＝Ｑｃｏｓ（δｔ＋θ）＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）×ｃｏｓ（δｔ＋θ） ＝１／２Ｒ（ｔ）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）］ と表記でき、これらを（４）式とする。

【００４５】この（４）式で表記できる信号を１Ｈ遅延
線（図中、１ＨＤＬ）に通した信号をＸ_k、Ｙ_k（図２
中、１ＨＤＬ２５ａ₁、２５ｂ₁の遅延線出力をｋ＝０と
する）とし、１Ｈの遅延時間をτとし、（ｔ_k＝ｔ−ｋ
τ）とすると、 Ｘ₀＝１／２Ｒ（ｔ₀）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）］ Ｘ_k＝１／２Ｒ（ｔ_k）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ｛２δ（ｔ−ｋτ）＋β＋θ ｝］ ＝１／２Ｒ（ｔ_k）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ ｋδτ）−ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ｋδτ）］ Ｘ_-k＝１／２Ｒ（ｔ_-k）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ｛２δ（ｔ＋ｋτ）＋β＋ θ｝］ ＝１／２Ｒ（ｔ_-k）［ｃｏｓ（β−θ）−ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ ｋδτ）＋ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ｋδτ）］ ・・・（５）式 と表記でき、同様にＹ_kも Ｙ₀＝１／２Ｒ（ｔ₀）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）］ Ｙ_k＝１／２Ｒ（ｔ_k）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ｛２δ（ｔ−ｋτ）＋β＋θ ｝］ ＝１／２Ｒ（ｔ_k）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ ｋδτ）−ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ｋδτ）］ Ｙ_-k＝１／２Ｒ（ｔ_-k）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ｛２δ（ｔ＋ｋτ）＋β＋ θ｝］ ＝１／２Ｒ（ｔ_-k）［ｓｉｎ（β−θ）＋ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ ｋδτ）＋ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ｋδτ）］ ・・・（６）式 と表記できる。

【００４６】図３に（５）（６）式で表記される信号を
ベクトルとして図示する。各遅延線出力（Ｘ_k、Ｙ_k）
は、（１／２Ｒｃｏｓ（β−θ）、１／２Ｒｓｉｎ（β
−θ））を中心に半径１／２Ｒ、角速度２δで回転して
いるベクトルである。つまり、図３において、ｖ１はＰ
１（Ｘ₀、Ｙ₀）を指すものであり、ｖ２はＰ２（Ｘ₁、
Ｙ₁）を指すものであり、ｖ３はＰ３（Ｘ_-1、Ｙ_-1）を
指すものである。ここで、Ｒ、βなどが各サンプル時刻
（ｔ_k）で同一の値を取るものと仮定すると、＋１Ｈ信
号のベクトルと、−１Ｈ信号のベクトルと、０Ｈ信号の
０．２８倍（＝−２ｃｏｓ（２δτ）＝−２ｃｏｓ（９
８．０６度））のベクトルの和は、各ベクトルが時間と
ともに回転しても、一定点Ｐ４に留まる。このため、こ
の点Ｐ４の座標位置から位相（β）と振幅（Ｒ）とを知
ることができる。

【００４７】図３を用いて行った説明を数式で表記する
と、下記のようになる。 Ｘ_k＋Ｘ_-k＝１／２［Ｒ（ｔ_k）＋Ｒ（ｔ_-k）］ｃｏｓ（β−θ） −１／２［Ｒ（ｔ_k）＋Ｒ（ｔ_-k）］ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ｋδ τ）−１／２［Ｒ（ｔ_k）−Ｒ（ｔ_-k）］ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ ｋδτ） Ｙ_k＋Ｙ_-k＝１／２［Ｒ（ｔ_k）＋Ｒ（ｔ_-k）］ｓｉｎ（β−θ） ＋１／２［Ｒ（ｔ_k）＋Ｒ（ｔ_-k）］ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）ｃｏｓ（２ｋδ τ）−１／２［Ｒ（ｔ_k）−Ｒ（ｔ_-k）］ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）ｓｉｎ（２ ｋδτ） ・・・（７）式

【００４８】ここで、Ｒ（ｔ₁）＝Ｒ（ｔ_-1）＝Ｒ
（ｔ₀）（＝Ｒ）、β（ｔ₁）＝β（ｔ_-1）＝β（ｔ₀）
（＝β）と仮定しており、各遅延線出力を加算した信号
Ｕおよび信号Ｖとすると、次式に示すようになる。 Ｕ＝Ｃ₀Ｘ₀＋Ｃ₁（Ｘ₁＋Ｘ_-1） ＝Ｒ［｛１／２Ｃ₀＋Ｃ₁｝ｃｏｓ（β−θ）−｛１／２Ｃ₀＋Ｃ₁ｃｏｓ（２δτ ）｝ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）］ Ｖ＝Ｃ₀Ｙ₀＋Ｃ₁（Ｙ₁＋Ｙ_-1） ＝Ｒ［｛１／２Ｃ₀＋Ｃ₁｝ｓｉｎ（β−θ）＋｛１／２Ｃ₀＋Ｃ₁ｃｏｓ（２δτ ）｝ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）］ ・・・（８）式

【００４９】この（８）式において、係数Ｃ₁、Ｃ₂が次
式を満たすような値を取ると、位相（β−θ）および振
幅（Ｒ）を求めることができる。 １／２Ｃ₀＋Ｃ₁＝１ １／２Ｃ₀＋Ｃ₁ｃｏｓ（２δτ）＝０ ・・・（９）式

【００５０】すなわち、（９）式よりＣ₀＝−２Ｃ₁ｃｏ
ｓ（２δτ）＝−２Ｃ₁ｃｏｓ（９８．０６度）＝０．
２８Ｃ₁となることから、＋１Ｈ信号のベクトルと、−
１Ｈ信号のベクトルと、０Ｈ信号の０．２８倍のベクト
ルの和は各ベクトルが時間とともに回転しても図３の一
定点Ｐ４に留まり、位相（β−θ）が検出できる。

【００５１】この（９）式を解いて Ｃ₀＝−２ｃｏｓ（２δτ）／（１−ｃｏｓ（２δ
τ））＝０．２４５８６ Ｃ₁＝１／（１−ｃｏｓ（２δτ））＝０．８７７０７
・・・（１０）式が得られ、この場合のβおよびＲは次
式から求められる。 Ｕ＝Ｒｃｏｓ（β−θ）、Ｖ＝Ｒｓｉｎ（β−θ）、

【数１】 ・・・（１１）式

【００５２】なお、この実施の形態では、所望の放送波
の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数が
プラス側に１０．０１ｋＨｚだけずれている場合を想定
しているが、不要な放送波の搬送波周波数がマイナス側
に１０．０１ｋＨｚだけずれている場合には、Ｂ（ｔ）
の搬送波はｃｏｓ｛（ω−δ）ｔ＋φ｝となるため、Ｒ
Ｆ入力信号を表す（１）式はＲＦ入力信号＝Ａ（ｔ）ｃ
ｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω−δ）ｔ＋β｝と
なる。この場合には、Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏ
ｓ（−δｔ＋β）、Ｑ信号＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（−δｔ＋
β）となり、（１１）式は、 Ｕ＝−Ｒｃｏｓ（β＋θ）、Ｖ＝Ｒｓｉｎ（β＋θ）、

【数１】 ・・・（１１′）式となる。

【００５３】以上の（４）式から（１１′）式では、β
およびＲが、各サンプル時刻（ｔ_k）で同一の値をとる
ものと仮定したが、通常の映像信号では、大きな垂直相
関を持っているので、この仮定は、高い精度で成立して
いると想定でき、ビート成分生成部１７Ｂでは、正確な
映像ビート成分が生成できるといえる。

【００５４】（ビート成分生成部１７Ａにおける瞬時位
相検出）次に、ビート成分生成部１７Ａにおける瞬時位
相検出について説明する。ビート成分生成部１７Ｂの瞬
時位相検出の説明において記載した（１１）式で求めら
れる瞬時位相β（ｔ）を用いて、従来の技術で説明した
ＰＬＬを用いたオフセットビートキャンセラーのＰＬＬ
発振波の位相を瞬時瞬時に制御することにより、課題を
解決することもできるが、妨害波映像信号の瞬時位相に
追随した映像ビート成分はＰＬＬを用いなくても図１ま
たは図３に示す回路により直接生成することができる。
次にこのことを説明する。

【００５５】ビート成分生成部１７Ａで説明した加算集
計器２７ａおよび加算集計器２７ｂの出力信号が、（１
１）式で得られた信号に相当し、Ｕ信号にオフセット周
波数と同一周波数のｃｏｓ波（ｃｏｓ（δｔ＋θ））を
乗算器２９ａで乗算し、Ｖ信号にオフセット周波数と同
一周波数のｓｉｎ波（ｓｉｎ（δｔ＋θ））を乗算器２
９ｂで乗算し、減算器３１で減算すると、 Ｕ×ｃｏｓ（δｔ＋θ）−Ｖ×ｓｉｎ（δｔ＋θ）＝Ｒ
（ｔ）ｃｏｓ｛（β−θ）＋（δｔ＋θ）｝＝Ｒ（ｔ）
ｃｏｓ（δｔ＋β）・・・（１２）式となる。つまり、
極めて簡単に映像ビート成分が生成できることになる。

【００５６】ここで、所望の放送波の搬送波周波数に対
し不要な放送波の搬送波周波数がマイナス側にずれてい
る場合には、Ｖ×ｓｉｎ（δｔ＋θ）−Ｕ×ｃｏｓ（δ
ｔ＋θ）＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（β＋θ）−（δｔ＋
θ）｝＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（−δｔ＋β）・・・（１
２′）式となって、極めて簡単に映像ビート成分が生成
できる。つまり、所望の放送波の搬送波周波数に対して
不要な放送波の搬送波周波数がプラス側にずれているか
マイナス側にずれているかによって、減算器３１で乗算
器２９ａの出力から乗算器２９ｂの出力を減算するか、
乗算器２９ｂの出力から乗算器２９ａの出力を減算する
かを決めてやれば、ビート成分生成部１７Ａから映像ビ
ート成分を出力することができる。

【００５７】この（１２）式および（１２′）式による
と、発振器２１ｃの発振位相（θ）は最終的に生成され
る映像ビート成分に影響を及ぼしていないので、任意の
値でよいことになる。従って、発振器２１ｃで発生する
１０．０１ｋＨｚについては、従来のビート成分生成回
路（図示せず）のＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ ＬｏｃｋｅｄＬ
ｏｏｐ）手段のように、入力波に位相ロックする必要が
なくなり、フリーランの発振器でよいことになる。ＰＬ
Ｌのようなフィードバック系が不要であることは、ハー
ドウエアの安定性や応答速度の観点からメリットが大き
いと言える。

【００５８】また、ビート成分生成部１７Ｂは、３サン
プル加算（−１Ｈ、０Ｈ、＋１Ｈ）であるのに対し、ビ
ート成分生成部１７Ａでは、５サンプル加算（−２Ｈ、
−１Ｈ、０Ｈ、１Ｈ、２Ｈ）であり、各サンプル加算処
理は、垂直周波数領域でのフィルタ処理であって、この
特性は前記した加算係数で決定される。

【００５９】ビート成分生成部１７Ｂの場合では、３サ
ンプル加算であり、加算係数Ｃ₀、Ｃ₁は（９）式の拘束
条件で一意的に決まってしまうので、図４（ａ）に示す
周波数応答以外の特性をとることができない。しかし、
ビート成分生成部１７Ａの場合では、５サンプル加算で
あり、拘束条件に対して加算係数の数が一つ多い。この
ため、各係数に自由度を持たせることができ、周波数特
性を図４（ｂ）に示すように、ある程度自由に設定でき
る。なお、２Ｍ個の遅延線（１水平走査期間の単位遅延
素子２５）を使用して２Ｍ＋１個のタップ出力の荷重和
をトランスバーサルフィルタ出力とする場合の係数の拘
束条件は、

【００６０】

【数２】

【００６１】（１３）式となり、加算処理による雑音の
増加は次式の（１４）式で与られる。

【００６２】

【数３】 （１４）式 なお、トランスバーサルフィルタの各加算係数は理論
上、前記の拘束条件により制限を受けるが、現実的には
総合的なビートキャンセル動作を見ながらの調整となる
ため、実用上は一定の範囲内に設定されていればよいと
いう性質のものである。

【００６３】（トランスバーサルフィルタを偶数タップ
で構成した場合について）以上では、トランスバーサル
フィルタを奇数タップで構成した場合を例にビート成分
生成部１７Ａの動作を説明したが、トランスバーサルフ
ィルタを偶数タップで構成しても奇数タップのトランス
バーサルフィルタの場合と同様の効果を得ることが可能
であることを次に補足的に説明する。

【００６４】図５に偶数タップのトランスバーサルフィ
ルタでビート成分生成部１７Ｃを構成した場合の放送波
受信チューナ１Ａのブロック図を示す。この図５に示し
たように、ビート成分生成部１７Ｃは、乗算器２１ａ
と、乗算器２１ｂと、発振器２１ｃと、加算係数乗算器
２３と、１水平走査期間の単位遅延素子２５（図５中、
１ＨＤＬ）と、加算集計器２７と、乗算器２９ａと、乗
算器２９ｂと、減算器３１とを備えている。加算係数乗
算器２３は、第一直交成分検波出力信号および第二直交
成分検波出力信号に加算係数（Ｃ_1.5）を乗算すると共
に、１水平走査期間の単位遅延素子２５の各出力信号に
加算係数（Ｃ_0.5、Ｃ_1.5）を乗算するものである。な
お、図５に示した放送波受信チューナ１Ａのビート成分
生成部１７Ｃと、図１に示した放送波受信チューナ１の
ビート成分生成部１７Ａとを比較した場合、各構成にお
いて、差違がないものに関しては、同じ符号を付してそ
の説明を省略する。

【００６５】図５に示したビート成分生成部１７Ｃと図
１に示したビート成分生成部１７Ａとの違いは、加算係
数乗算器２３の個数と１水平走査期間の単位遅延素子２
５の個数である。つまり、乗算器２１ａからの出力であ
る第一直交成分検波出力信号の出力ラインに４個の加算
係数乗算器２３ａ₁、２３ａ₂、２３ａ₃、２３ａ₄と、３
個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₁、２５ａ₂、
２５ａ₃とが備えられており、乗算器２１ｂからの出力
である第二直交成分検波出力信号の出力ラインに４個の
加算係数乗算器２３ｂ₁、２３ｂ₂、２３ｂ₃、２３ｂ
₄と、３個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₁、２
５ｂ₂、２５ｂ₃とが備えられている。つまり、このビー
ト成分生成部１７Ｃでは、第一直交成分検波出力信号お
よび第二直交成分検波出力信号の出力ラインに３個の１
水平走査期間の単位遅延素子２５と４個の加算係数乗算
器２３が備えられており、これによって、各タップ出力
として、各４つのサンプル値（加算係数が乗算された数
値）が得られる。

【００６６】具体的には、図５に示したように、加算係
数乗算器２３ａ₁が乗算器２１ａからの出力信号である
第一直交成分検波出力信号（１．５Ｈ進相信号）に加算
係数Ｃ_1.5を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ₂が１
水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₁からの出力である
タップ出力信号（０．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ_0.5
を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ₃が１水平走査
期間の単位遅延素子２５ａ₂からの出力であるタップ出
力信号（０．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ_0.5を乗算し
ており、加算係数乗算器２３ａ₄が１水平走査期間の単
位遅延素子２５ａ₃からの出力であるタップ出力信号
（１．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ_1.5を乗算してい
る。

【００６７】同様に加算係数乗算器２３ｂ₁が乗算器２
１ｂからの出力信号である第二直交成分検波出力信号
（１．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ_1.5を乗算してお
り、加算係数乗算器２３ｂ₂が１水平走査期間の単位遅
延素子２５ｂ₁からの出力であるタップ出力信号（０．
５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ_0.5を乗算しており、加算
係数乗算器２３ｂ₃が１水平走査期間の単位遅延素子２
５ｂ₂からの出力であるタップ出力信号（０．５Ｈ遅延
信号）に加算係数Ｃ_0.5を乗算しており、加算係数乗算
器２３ｂ₄が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₃から
の出力であるタップ出力信号（１．５Ｈ遅延信号）に加
算係数Ｃ_1.5を乗算している。

【００６８】ここで、図５のトランスバーサルフィルタ
の入力信号は、Ｑ信号にオフセット周波数と同一周波数
のｓｉｎ波を乗算したＸおよびオフセット周波数と同一
周波数のｃｏｓ波を乗算したＹであり、これらの信号は
前記（４）式で表記される。この（４）式で表記される
信号を１Ｈ遅延線（図５中、１ＨＤＬ）に通した信号Ｘ
_k、Ｙ_kもまた（５）式および（６）式の通りになる。

【００６９】図５中、１ＨＤＬ２５ａ₁、２５ｂ₁の遅延
線出力をそれぞれＸ_-0.5、Ｙ_-0.5と表し、１ＨＤＬ２５
ａ₂、２５ｂ₂の遅延線出力をそれぞれＸ_0.5、Ｙ_0.5と表
すと、各遅延線出力を加算した信号ＵおよびＶは次のよ
うに表される。 Ｕ＝Ｃ_0.5（Ｘ_0.5＋Ｘ_-0.5）＋Ｃ_1.5（Ｘ_1.5＋Ｘ_-1.5） ＝Ｒ［｛Ｃ_0.5＋Ｃ_1.5｝ｃｏｓ（β−θ）−｛Ｃ_0.5ｃｏｓ（δτ）＋Ｃ_1.5ｃ ｏｓ（３δτ）｝ｃｏｓ（２δｔ＋β＋θ）］ Ｖ＝Ｃ_0.5（Ｙ_0.5＋Ｙ_-0.5）＋Ｃ_1.5（Ｙ_1.5＋Ｙ_-1.5） ＝Ｒ［｛Ｃ_0.5＋Ｃ_1.5｝ｓｉｎ（β−θ）＋｛Ｃ_0.5ｃｏｓ（δτ）＋Ｃ_1.5ｃ ｏｓ（３δτ）｝ｓｉｎ（２δｔ＋β＋θ）］・・・（１５）式

【００７０】この（１５）式において、係数Ｃ_0.5、Ｃ
_1.5が次式を満たすような数値をとると、位相（β−
θ）および振幅（Ｒ）を求めることができる。 Ｃ_0.5＋Ｃ_1.5＝１ Ｃ_0.5ｃｏｓ（δτ）＋Ｃ_1.5ｃｏｓ（３δτ）＝０ ・・・（１６）式 このようにトランスバーサルフィルタを偶数タップで構
成した場合、トランスバーサルフィルタを奇数で構成し
た場合と比較して瞬時位相を検出するための各加算係数
の拘束条件に差違は生じるが、その基本的な動作に差違
が生じるものではない。

【００７１】（放送波受信チューナの動作）次に、図６
に示すフローチャートを参照して、放送波受信チューナ
１の動作を説明する（適宜図１を参照）。まず、放送波
受信チューナ１では、受信アンテナ（図示せず）から直
交検波部３にＲＦ入力信号Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ
（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋β｝が入力されたかどう
か判断される（Ｓ１）。このＲＦ入力信号が入力される
まで（Ｎｏ）待機され、ＲＦ入力信号が入力されたと判
断された場合（Ｙｅｓ）、直交検波部３でＲＦ入力信号
が直交検波され、希望波搬送波と同相成分であるＩ信
号、直交成分であるＱ信号とに分離される。直交検波部
３で分離された同相成分であるＩ信号の場合（Ｓ２、Ｙ
ｅｓ）、分離されたＩ信号は同相成分Ａ／Ｄ変換部５で
アナログデジタル変換される（Ｓ３）。

【００７２】そして、この同相成分Ａ／Ｄ変換部５でア
ナログデジタル変換されたＩ信号は、ビート成分生成部
１７Ａの出力信号との相対的な時間関係を合わせるため
に同相成分遅延部７（図１中２ＨＤＬ）で２Ｈ分遅延さ
れる（Ｓ４）。この同相成分遅延部７で遅延された信号
は分岐され、高周波成分である場合（Ｓ５、Ｙｅｓ）、
高周波成分抽出遅延部９で当該高周波成分が抽出され、
遅延調整される（Ｓ６）。また、低周波成分である場合
（Ｓ５、Ｎｏ）、低周波成分抽出遅延部１１で当該低周
波成分が抽出され、遅延調整される（Ｓ７）。

【００７３】また、直交検波部３で分離された直交成分
であるＱ信号の場合（Ｓ２、Ｎｏ）、分離されたＱ信号
は、直交成分Ａ／Ｄ変換部１３でアナログデジタル変換
される（Ｓ８）。そして、低周波直交成分抽出部１５
（図１中ＬＰＦ）で直交成分の低周波成分が抽出される
（Ｓ９）。その後、この直交成分の低周波成分がビート
成分生成部１７Ａに入力され、このビート成分生成部１
７Ａで映像ビート成分Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）が生
成される（Ｓ１０）。

【００７４】そして、映像信号出力部１９で、低周波成
分抽出遅延部１１にて遅延調整されている低周波成分か
らビート成分生成部１７Ａにて生成された映像ビート成
分が減算される（Ｓ１１）。さらに、この映像信号出力
部１９で、低周波成分から映像ビート成分が減算された
信号と、高周波成分抽出遅延部９にて遅延調整されてい
る高周波成分とが加算され、デジタル映像出力Ａ（ｔ）
として出力される（Ｓ１２）。

【００７５】（ビート成分生成部［ビート成分生成回
路］の動作）次に、図７に示すフローチャートを参照し
て、ビート成分生成部１７Ａにおいて映像ビート成分
（オフセットビート成分）を生成する動作を説明する
（適宜図１参照）。まず、ビート成分生成部１７Ａで
は、Ｑ信号Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）の入力があるか
どうかが判断される（Ｓ２１）。このＱ信号の入力があ
るまで待機（Ｎｏ）され、Ｑ信号の入力があると判断さ
れた場合（Ｙｅｓ）には、乗算器２１ａでオフセット周
波数と同一周波数のｓｉｎ波が、乗算器２１ｂでオフセ
ット周波数と同一周波数のｃｏｓ波がそれぞれＱ信号に
乗算され、第一直交成分検波出力信号、第二直交成分検
波出力信号とされる（Ｓ２２）。

【００７６】これら第一直交成分検波出力信号、第二直
交成分検波出力信号がそれぞれ加算係数乗算器２３
ａ₁、２３ｂ₁と、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ
₁、２５ｂ₁に入力される（Ｓ２３）。加算係数乗算器２
３ａ₁、２３ｂ₁では、加算係数Ｃ₂が乗算され、１水平
走査期間の単位遅延素子２５ａ₁、２５ｂ₁では、第一直
交成分検波出力信号、第二直交成分検波出力信号が１水
平走査期間だけ遅延される。

【００７７】そして、これら１Ｈだけ遅延された第一直
交成分検波出力信号、１Ｈだけ遅延された第二直交成分
検波出力信号がそれぞれ加算係数乗算器２３ａ₂、２３
ｂ₂と、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₂、２５ｂ
₂に入力される（Ｓ２４）。さらに、１水平走査期間の
単位遅延素子２５ａ₂からの出力信号は、加算係数乗算
器２３ａ₃、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₃に、
続いて、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ₃からの
出力信号は、加算係数乗算器２３ａ₄、１水平走査期間
の単位遅延素子２５ａ₄に入力され、１水平走査期間の
単位遅延素子２５ａ₄からの出力信号は加算係数乗算器
２３ａ₅に入力される。また、１水平走査期間の単位遅
延素子２５ｂ₂からの出力信号は、加算係数乗算器２３
ｂ₃、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₃に、続い
て、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ₃からの出力
信号は、加算係数乗算器２３ｂ₄、１水平走査期間の単
位遅延素子２５ｂ₄に入力され、１水平走査期間の単位
遅延素子２５ｂ₄からの出力信号は加算係数乗算器２３
ｂ₅に入力される。

【００７８】その後、加算集計器２７ａにおいて、加算
係数乗算器２３ａ₁、２３ａ₂、２３ａ₃、２３ａ₄、２３
ａ₅で加算係数が乗算された各タップ出力信号が集計さ
れ、加算集計器２７ｂにおいて、加算係数乗算器２３ｂ
₁、２３ｂ₂、２３ｂ₃、２３ｂ₄、２３ｂ₅で加算係数が
乗算された各タップ出力信号が集計される（Ｓ２５）。
さらに、乗算器２９ａにおいて加算集計器２７ａの出力
信号である第一トランスバーサルフィルタ出力信号とオ
フセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波とが乗算され、
乗算器２９ｂにおいて加算集計器２７ｂの出力信号であ
る第二トランスバーサルフィルタ出力信号とオフセット
周波数と同一周波数のｓｉｎ波とが乗算される（Ｓ２
６）。それらの結果である乗算器２９ａおよび乗算器２
９ｂの出力信号が減算され、映像ビート成分として映像
信号出力部１９に出力される（Ｓ２７）。

【００７９】ここで、所望の放送波の搬送波周波数に対
して不要な放送波の搬送波周波数がプラス側にずれてい
る場合は乗算器２９ａの出力から乗算器２９ｂの出力が
減算され、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な
放送波の搬送波周波数がマイナス側にずれている場合は
乗算器２９ｂの出力から乗算器２９ａの出力が減算され
る。なお、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な
放送波の搬送波周波数がプラス側にずれているかマイナ
ス側にずれているかは、これらの放送波を送信する放送
局の設定により定まるものであるので、本発明の一実施
の形態である放送波受信チューナ１、１Ａを設置しよう
とする受信点が決定すれば自ずと定まり、これらの関係
を既知のものとして取り扱うことができる。

【００８０】（ビート成分生成部における加算係数（サ
ンプル加算）について）ここで、ビート成分生成部１７
Ａ、１７Ｂにおける加算係数乗算器２３で乗算される加
算係数（サンプル加算）について補足説明しておく。
（４）式に示した式（Ｑ信号にオフセット周波数と同一
周波数のｓｉｎ波、オフセット周波数と同一周波数のｃ
ｏｓ波を乗算したもの）は、直交検波の一般形式を与え
ている。つまり、入力信号であるＱ信号は周波数δの搬
送波がＲ（ｔ）という信号で振幅変調され、さらにβ
（ｔ）という信号で位相変調されたものであるとみなす
ことができる。そして、この変調された信号（Ｑ信号）
に搬送波と同一周波数のキャリアを乗じたものが（４）
式に示したＸおよびＹである。

【００８１】通常の信号復調では、搬送波の２倍の周波
数成分である（４）式の各式第２項がフィルタ（図示せ
ず）で除去されて復調成分（第１項）が抽出されてい
る。この動作を図３に示したベクトル図で説明すると以
下の通りになる。すなわち、キャリア（オフセット周波
数と同一周波数のｓｉｎ波、オフセット周波数と同一周
波数のｃｏｓ波）を乗算した信号は、図３の０Ｈ信号で
表される回転ベクトルであるが、これをフィルタ（図示
せず）に通して第２項の高周波成分を除去することは回
転ベクトルを１回転期間（２δの１周期）に亘って積分
することと等価である。つまり、積分によりベクトルの
回転成分が平均化されてゼロとなり、回転中心である第
１項を復調出力として取り出すことができる。

【００８２】これに対し、サンプル加算は、回転ベクト
ルを１周期に亘って（連続）積分する代わりに、ベクト
ルを定期的にサンプリングし、各サンプル値の重み付け
和（ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｓｕｍ）を求めるものである。
１水平走査期間の単位遅延素子２５（図１参照）により
トランスバーサルフィルタを構成し、サンプリング周波
数として水平走査周波数（ｆ_h＝１５．７３ｋＨｚ）を
用いているため、重み付け和の周波数特性は、ｆ_hで繰
り返す櫛型フィルタ特性をとることになる。

【００８３】一例として、±２Ｈ遅延線を用いた場合の
特性を図８に示す。この櫛型フィルタにおいて、サンプ
ル加算の拘束条件（１３）式が成立することは、オフセ
ット周波数の２倍の周波数（高周波キャリア＝２０．０
２ｋＨｚ）でのレスポンスがゼロ（図８中ほぼ中央の黒
点、周波数２０ｋＨｚ付近）となることである。またこ
の時、櫛型フィルタの特性に基づいて、高周波キャリア
からｆ_hの整数倍離れた周波数に対するレスポンスもゼ
ロ（図８中、周波数２δ＋ｆ_hおよび２δ−ｆ_h）とな
る。

【００８４】ところで、垂直相関が１００％である映像
信号とは、周波数成分がｆ_hの整数倍にのみ存在する信
号であるが、妨害波映像信号がこのような垂直相関１０
０％の信号である場合、映像信号成分（（４）式第１
項）は、ｆ_hの整数倍の周波数にのみ成分を持ち、高周
波成分（（４）式第２項）については、高周波キャリア
からｆ_hの整数倍離れた周波数にのみ成分を持つ信号と
なる。このような信号を図８に示した特性を有するフィ
ルタに通過させると映像信号成分は１００％（無歪で）
通過し、高周波成分は完全に遮断され、所望の映像信号
成分のみを取り出すことができる。

【００８５】また、逆に、垂直相関が１００％でない映
像信号は、ｆ_hの整数倍以外の周波数にも成分を持って
おり、このような映像信号の場合、映像信号成分がフィ
ルタの周波数特性の影響を受けて歪む（線形歪）と共
に、高周波成分はフィルタの通過域に成分を持つように
なる。このため、映像信号成分と高周波成分との混ざり
合ったものがフィルタ出力となり、映像信号成分と高周
波成分との分離が不十分なものとなってしまう。

【００８６】つまり、映像信号成分が歪んだり、映像信
号成分と高周波成分との分離が不十分であることは、妨
害波映像信号の振幅および位相（Ｒとβ）の検出が不完
全であることであり、従って、これらから生成される映
像ビート成分には誤差が含まれることになり、放送波受
信チューナ１では正確なビートキャンセル動作が行えな
くなる。

【００８７】そこで、映像信号成分の歪みや高周波成分
分離の問題を緩和する１つの方法として、オフセット周
波数の変更がある。このオフセット周波数を変更した例
を図９に示す。この図９（ｂ）は、現行のオフセット周
波数１０．０１ｋＨｚの場合であり、図９（ａ）は、オ
フセット周波数をｆ_hの３／４倍にした場合、すなわ
ち、高周波成分がｆ_hの整数倍（この周波数に信号のエ
ネルギーが集中している）の中間になるようにした場合
である。図９（ｂ）と比較すると、明らかなように、信
号の通過帯域が広く（信号歪みが少ない）、また、高周
波キャリアがｆ_hの整数倍の周波数から最も離れている
ため、映像信号成分と高周波成分との分離も比較的優れ
ている。なお、オフセット周波数を変更するには、既存
設備の設定変更が必要であることは言うまでもない。

【００８８】（フレーム相関を利用したビート成分生成
部について）これまでは、映像信号の垂直相関が高いと
いう性質を利用したビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂに
ついて説明してきた。これより、映像信号のフレーム相
関を利用したビート成分生成部（図示せず）について説
明する。通常の映像信号はフレーム相関も高く、例え
ば、静止画ではフレーム相関は１００％となる。この静
止画の場合、映像信号成分はフレーム周波数（２９．９
７Ｈｚ：以下３０Ｈｚと略記する）の整数倍にのみ存在
する。

【００８９】このフレーム相関を利用する場合につい
て、図１０を参照して説明する。フレーム相関を利用す
る場合は、垂直相関を利用する場合に用いた１水平走査
期間の単位遅延素子の代わりに、１フィールドまたは１
フレーム期間の単位遅延素子を利用する。具体的には図
１に示したビート成分生成部１７Ａの「１ＨＤＬ」を
「１フィールド遅延線（１ＶＤＬ）または１フレーム遅
延線（１ＦＤＬ）」（図示せず）に置き換えたものであ
る。なお、図１の放送波受信チューナ１でビートキャン
セル動作を行わせるには、単位遅延素子の変更に合わせ
同期成分遅延部７の「２ＨＤＬ」を「１ＦＤＬ」または
「２ＦＤＬ」に変更することが必要である。図１０は、
ビート成分生成部１７Ａの「１ＨＤＬ」を「１フィール
ド遅延線（１ＶＤＬ）」に置き換えた場合の動作説明図
である。

【００９０】現行のオフセット周波数１０．０１ｋＨｚ
は、フィールド周波数の１６７倍（またはフレーム周波
数の３３４倍）であるため、フィールド遅延しても回転
ベクトルは現信号ベクトルと同一になってしまう。その
結果、これらの信号をどのように加算しても回転ベクト
ル成分を相殺することができない。つまり、現行オフセ
ット周波数のままでは、フレーム相関を利用することが
できない。このため、オフセット周波数を７．５Ｈｚ
（垂直周波数（ｆ_v）の１／８）だけシフトさせる。こ
のオフセット周波数の場合、図１０（ａ）に示すよう
に、１フレーム遅延信号および１フレーム進相信号の回
転ベクトルｖｒ２、ｖｒ３は現信号の回転ベクトルｖｒ
１と逆相関係となり、これらを一定の加算係数で重み付
け加算することにより回転ベクトルの相殺が可能にな
る。

【００９１】すなわち、オフセット周波数を７．５Ｈｚ
だけシフトさせた場合には、１フィールド期間の単位遅
延素子を構成要素とする５タップのトランスバーサルフ
ィルタまたは１フレーム期間の単位遅延素子を構成要素
とする３タップまたは５タップのトランスバーサルフィ
ルタを用いれば、１水平走査期間の単位遅延素子を構成
要素とするトランスバーサルフィルタを用いた場合と同
様に映像ビート成分を生成することができる。同様に、
オフセット周波数を１５Ｈｚだけシフトさせた場合に
は、１フィールド遅延信号および１フィールド進相信号
の回転ベクトルは現信号の回転ベクトルと逆相関係にな
るため、１フィールド期間の単位遅延素子を構成要素と
する３タップまたは５タップのトランスバーサルフィル
タを用いれば、映像ビート成分を生成することができ
る。ただし、いずれの場合も既存設備の設定変更が必要
である。

【００９２】この実施の形態では以下の効果を奏す。放
送波受信チューナ１では、受信した放送波映像信号が直
交検波部３によって直交検波され、同相成分と直交成分
とに分離される。一方の同相成分は同相成分Ａ／Ｄ変換
部５によってアナログデジタル変換され、同相成分遅延
部７で遅延され、高周波成分抽出遅延部９によって高周
波成分が取り出され、遅延される。また、低周波成分抽
出遅延部１１によって低周波成分が取り出され、遅延さ
れる。他方の直交成分は直交成分Ａ／Ｄ変換部１３によ
ってアナログデジタル変換され、低周波直交成分抽出部
１５によって、直交成分の低周波成分が取り出される。
そして、ビート成分生成部１７Ａによって直交成分の低
周波成分から妨害波映像信号の瞬時位相の変化に追随し
た映像ビート成分が生成され、映像信号出力部１９によ
って、同相成分の低周波成分から映像ビート成分が減算
され、さらに同相成分の高周波成分と加算されデジタル
映像信号として出力される。このため、妨害波映像信号
の瞬時位相が変化した場合でも映像ビート成分が除去さ
れた希望波映像信号が得られ、放送波受信チューナ１の
ユーザは放送局から放送される所望の放送番組を良好な
状態で視聴することができる。

【００９３】また、ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ
（ビート成分生成回路）では、乗算器２１ａと乗算器２
１ｂと発振器２１ｃとによって得られた第一直交成分検
波出力信号と第二直交成分検波出力信号とに、加算係数
乗算器２３で加算係数が乗算されつつ、１水平走査期間
の単位遅延素子２５で順次遅延され、他の加算係数が乗
算され集計される。そして、これらの検出結果に基づい
て加算集計器２７ａ、２７ｂと乗算器２９ａ、２９ｂと
減算器３１とにより、妨害波映像信号の瞬時位相の変化
に対応した映像ビート成分を出力することができる。

【００９４】さらに、オフセット周波数を現行周波数か
ら若干ずらすことを前提とした場合、トランスバーサル
フィルタを構成する単位遅延素子を１水平走査期間の遅
延素子から１フィールド期間または１フレーム期間の遅
延素子に置き換えることにより、フレーム相関を利用し
た映像ビート成分の生成が可能となる。例えば、オフセ
ット周波数を７．５Ｈｚ（垂直周波数（ｆ_v）の１／
８）だけシフトさせれば、１フレーム遅延信号および１
フレーム進相信号を用いた瞬時位相検出が可能となり、
特に静止画において完全なビートキャンセル動作を行わ
せることができる。

【００９５】３個ずつの加算係数乗算器２３が備えられ
た場合（ビート成分生成部１７Ｂの場合）、乗算結果と
して加算される値（サンプル値）は３個とされ、回路を
より簡略に構成することができる。５個ずつの加算係数
乗算器２３が備えられた場合（ビート成分生成部１７Ａ
の場合）、乗算結果として加算される値（サンプル値）
は５個とされ、加算係数に自由度を持たすことができ
る。なお、このサンプル値の増加に伴い、加算係数の自
由度も増加する。

【００９６】さらに、不要な放送波が複数存在する場合
は、それぞれのオフセット周波数が同一とならないよ
う、各放送局のオフセット周波数をシフトさせておけ
ば、本発明の一実施の形態であるビート成分生成部１７
Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ（ビート成分生成回路）を不要な放
送波に対応して複数用意することにより、別々に映像ビ
ート成分を生成することが可能になり、それらを線形演
算することによって、ビートキャンセル動作を実行する
ことができる。

【００９７】以上、一実施形態に基づいて本発明を説明
したが、本発明はこれに限定されるものではない。ビー
ト成分生成部１７Ａ、１７Ｂ、放送波受信チューナ１の
各構成の処理を各過程（ステップ）とみなしたビート成
分生成方法、放送波受信方法と捉えることも可能であ
る。この場合、ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ、放送
波受信チューナ１のそれぞれの効果と同様の効果が得ら
れる。また、前記したように、トランスバーサルフィル
タを偶数タップで構成しても図８、図９、図１０（ｂ）
と同等の周波数特性を得ることができるため、本発明の
トランスバーサルフィルタは、この実施の形態で詳細に
説明した奇数タップのトランスバーサルフィルタに限定
されるものではない。

【００９８】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、第一直交
成分検波出力手段と第二直交成分検波出力手段とによっ
て得られた第一直交成分検波出力信号と第二直交成分検
波出力信号とに、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時
位相検出手段でトランスバーサルフィルタによる信号処
理がそれぞれ施されて妨害波映像信号の垂直相関を利用
した瞬時位相検出が行われ、さらに、これらの検出結果
に基づいてビート成分出力手段で映像ビート成分が出力
される。このため、この映像ビート成分を同相成分の映
像信号から減算すれば、妨害波映像信号の瞬時位相が変
化した場合でも映像ビート成分が除去された、つまり妨
害映像のない良好な希望波映像信号を得ることができ
る。

【００９９】請求項２記載の発明によれば、オフセット
キャリア方式におけるオフセット周波数を現行の１０．
０１ｋＨｚから例えば、７．５Ｈｚ（垂直周波数
（ｆ_v）の１／８）だけシフトした場合に、妨害波映像
信号のフレーム相関を利用した瞬時位相検出が可能とな
り、特に静止画において完全なビートキャンセル動作を
行わせることができる。

【０１００】請求項３記載の発明によれば、３タップの
トランスバーサルフィルタとした場合には回路規模を小
さくすることができ、５タップのトランスバーサルフィ
ルタとした場合には瞬時位相を検出するための拘束条件
によって制限を受ける各タップ出力に乗算される各加算
係数に設定の自由度を持たせることができる。

【０１０１】請求項４記載の発明によれば、直交検波手
段によって分離された同相成分は、高周波成分抽出遅延
手段によって高周波成分が取り出され、低周波成分抽出
遅延手段によって低周波成分が取り出され、遅延され
る。他方の直交成分は直交成分低周波抽出手段によっ
て、直交成分の低周波成分が取り出される。そして、ビ
ート成分生成回路によって直交成分の低周波成分から映
像ビート成分が生成され、映像信号出力手段によって、
同相成分の低周波成分から映像ビート成分が減算され、
さらに同相成分の高周波成分と加算され出力される。こ
のため、放送局の放送区域内外における混信妨害を防ぐ
ことができ、特に妨害波映像信号がゴースト波成分を伴
っている場合に直接妨害波とゴースト妨害波との合成波
である妨害波映像信号の瞬時位相が混信妨害を与える映
像信号の振幅変動に伴い変化するオフセットビート（映
像ビート成分）を除去することができ、放送波受信チュ
ーナのユーザは放送局から放送される所望の放送番組を
良好な状態で視聴することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施の形態である放送波受信チ
ューナのブロック図である。

【図２】ビート成分生成部の他の構成を示すのブロック
図である。

【図３】図２に示したビート成分生成部によるサンプル
加算処理を説明するベクトル図である。

【図４】図１および図２に示したビート成分生成部の周
波数特性を説明した図である。

【図５】図１に示したビート成分生成部を偶数タップの
トランスバーサルフィルタにより構成した場合の放送波
受信チューナのブロック図である。

【図６】図１に示した放送波受信チューナの動作を説明
したフローチャートである。

【図７】図１に示したビート成分生成部の動作を説明し
たフローチャートである。

【図８】図２に示したビート成分生成部によるサンプル
加算処理の周波数特性を説明した図である。

【図９】図２に示したビート成分生成部によるサンプル
加算処理の周波数特性およびオフセット周波数をシフト
した場合の周波数特性を説明した図である。

【図１０】（ａ） オフセット周波数を現行周波数から
７．５Ｈｚシフトさせた上で、ビート成分生成部の５タ
ップのトランスバーサルフィルタを１フィールド期間の
単位遅延素子により構成した場合のベクトル図である。 （ｂ） オフセット周波数を現行周波数から７．５Ｈｚ
シフトさせた上で、ビート成分生成部の５タップのトラ
ンスバーサルフィルタを１フィールド期間の単位遅延素
子により構成した場合の周波数特性を説明した図であ
る。

【符号の説明】

１、１Ａ 放送波受信チューナ ３ 直交検波部（直交検波手段） ５ 同相成分Ａ／Ｄ変換部（同相成分Ａ／Ｄ変換手段） ７ 同相成分遅延部 ９ 高周波成分抽出遅延部（高周波成分抽出遅延手段） １１ 低周波成分抽出遅延部（低周波成分抽出遅延手
段） １３ 直交成分Ａ／Ｄ変換部（直交成分Ａ／Ｄ変換手
段） １５ 低周波直交成分抽出部（低周波直交成分抽出手
段） １７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ ビート成分生成部（ビート成
分生成回路） １９ 映像信号出力部 ２１ａ、２１ｂ 乗算器（第一および第二直交成分検波
出力手段） ２１ｃ 発振器（第一および第二直交成分検波出力手
段） ２３ 加算係数乗算器（第一および第二瞬時位相検出手
段） ２５ １水平走査期間の単位遅延素子 ２７ａ、２７ｂ 加算集計器（第一および第二瞬時位相
検出手段） ２９ａ、２９ｂ 乗算器（ビート成分出力手段） ３１ 減算器（ビート成分出力手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岡本 範夫 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 中 尚 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 中村 孝 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 黒田 徹 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 今村 雅彦 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 Ｆターム(参考） 5C021 PA36 PA42 PA66 PA67 PA79 PA85 SA22 SA23 SA24 XB13 YA03 5K052 BB03 DD04 EE17 FF02 FF32 GG19

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信する放送波映像信号に含まれ、当該
   放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる
   映像ビート成分を生成するビート成分生成回路であっ
   て、 前記放送波映像信号を直交検波して得られた直交成分
   に、発振器によって発生させたオフセット周波数と同一
   周波数のｓｉｎ波を乗算し、第一直交成分検波出力信号
   を得る第一直交成分検波出力手段と、 前記直交成分に、前記ｓｉｎ波の位相をπ／２だけシフ
   トしたオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算
   し、第二直交成分検波出力信号を得る第二直交成分検波
   出力手段と、 前記第一直交成分検波出力手段で得られた第一直交成分
   検波出力信号が入力される第一のトランスバーサルフィ
   ルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え
   各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランス
   バーサルフィルタからなる第一瞬時位相検出手段と、 前記第二直交成分検波出力手段で得られた第二直交成分
   検波出力信号が入力される第二のトランスバーサルフィ
   ルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え
   各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランス
   バーサルフィルタからなる第二瞬時位相検出手段と、 前記第一瞬時位相検出手段による第一検出結果に前記ｃ
   ｏｓ波を乗算した演算出力から前記第二瞬時位相検出手
   段による第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演算出
   力を減算、または、前記第二検出結果に前記ｓｉｎ波を
   乗算した演算出力から前記第一検出結果に前記ｃｏｓ波
   を乗算した演算出力を減算して映像ビート成分として出
   力するビート成分出力手段と、を備えることを特徴とす
   るビート成分生成回路。
2. 【請求項２】 前記第一瞬時位相検出手段および前記第
   二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二
   のトランスバーサルフィルタの単位遅延素子を１水平走
   査期間の遅延素子から１フィールド期間または１フレー
   ム期間の遅延素子に置き換えたことを特徴とする請求項
   １に記載のビート成分生成回路。
3. 【請求項３】 前記第一瞬時位相検出手段および前記第
   二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二
   のトランスバーサルフィルタのタップ数が３タップまた
   は５タップであることを特徴とする請求項１または請求
   項２に記載のビート成分生成回路。
4. 【請求項４】 放送波映像信号を受信し、この放送波映
   像信号に含まれている、当該放送波映像信号に妨害放送
   波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を除去して
   出力する放送波受信チューナであって、 前記放送波映像信号を受信し、受信した信号を直交検波
   し、同相成分と直交成分とに分離する直交検波手段と、 この直交検波手段によって直交検波された同相成分をア
   ナログデジタル変換する同相成分Ａ／Ｄ変換手段と、 この同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル
   変換された映像信号の高周波成分を取り出して、遅延調
   整する高周波成分抽出遅延手段と、 前記同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル
   変換された映像信号の低周波成分を取り出して、遅延調
   整する低周波成分抽出遅延手段と、 前記直交検波手段によって直交検波された直交成分をア
   ナログデジタル変換する直交成分Ａ／Ｄ変換手段と、 この直交成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル
   変換された映像信号の低周波成分を取り出す低周波直交
   成分抽出手段と、 この低周波直交成分抽出手段によって取り出された直交
   成分に含まれている放送波映像信号に妨害放送波映像信
   号が干渉して生じる映像ビート成分を生成する請求項１
   から請求項３のいずれか１項に記載したビート成分生成
   回路と、 前記低周波成分抽出遅延手段によって抽出された映像信
   号の低周波成分から前記ビート成分生成回路によって生
   成されたビート成分を減算し、前記高周波成分抽出遅延
   手段によって抽出された映像信号の高周波成分と加算し
   てデジタル映像出力信号として出力する映像信号出力手
   段と、を備えたことを特徴とする放送波受信チューナ。