JP2003244941A - 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの電流検出方法 - Google Patents
同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの電流検出方法Info
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- JP2003244941A JP2003244941A JP2002037445A JP2002037445A JP2003244941A JP 2003244941 A JP2003244941 A JP 2003244941A JP 2002037445 A JP2002037445 A JP 2002037445A JP 2002037445 A JP2002037445 A JP 2002037445A JP 2003244941 A JP2003244941 A JP 2003244941A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ同期整流
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法を提供するこ
と。 【解決手段】チョークコイル４の他端Ｙの電流を検出
し、この電流と、ＭＯＳトランジスタ２、３のデューテ
ィ比や断続タイミングとにより、ＭＯＳトランジスタ２
の電流とＭＯＳトランジスタ３の電流を検出する。これ
により、一つの電流センサを用いるだけで同期整流型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの３種類の電流を検出することがで
き、スイッチング素子の過電流保護や定出力電流制御を
簡素な回路で実現することが可能となる。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法を提供するこ
と。 【解決手段】チョークコイル４の他端Ｙの電流を検出
し、この電流と、ＭＯＳトランジスタ２、３のデューテ
ィ比や断続タイミングとにより、ＭＯＳトランジスタ２
の電流とＭＯＳトランジスタ３の電流を検出する。これ
により、一つの電流センサを用いるだけで同期整流型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの３種類の電流を検出することがで
き、スイッチング素子の過電流保護や定出力電流制御を
簡素な回路で実現することが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流型ＤＣ−
ＤＣコンバータの電流検出方法に関する。
ＤＣコンバータの電流検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】同期整
流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法では、スイッ
チング用のトランジスタと、同期整流用のトランジスタ
とを用いているので、これらのトランジスタを過電流保
護するために両トランジスタの電流をそれぞれ検出して
いた。
流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法では、スイッ
チング用のトランジスタと、同期整流用のトランジスタ
とを用いているので、これらのトランジスタを過電流保
護するために両トランジスタの電流をそれぞれ検出して
いた。
【０００３】従来の電流検出方式としては、低抵抗素子
を用いる方式やホール素子を用いる方式が通常である
が、両者は複雑な回路処理を必要とし、コストアップ、
装置の大型化という問題があった。
を用いる方式やホール素子を用いる方式が通常である
が、両者は複雑な回路処理を必要とし、コストアップ、
装置の大型化という問題があった。
【０００４】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ同期整流型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法を提供することを
その目的としている。
あり、簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ同期整流型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法を提供することを
その目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の同期整流
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法は、チョークコ
イルと、前記チョークコイルの一端と第一電源の一端と
を接続して所定のデューティ比、所定周波数で断続され
る第一のスイッチング素子と、一端が前記チョークコイ
ルの他端に接続される第二電源と、前記チョークコイル
の前記一端と前記第一電源の他端とを接続して前記第一
のスイッチング素子と逆位相で断続される第二のスイッ
チング素子とを備える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の電流検出方法において、前記両スイッチング素子の電
流と前記チョークコイルの前記他端の電流とのうちの一
つと前記デューティ比とから他の前記電流を推定するこ
とを特徴としている。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法は、チョークコ
イルと、前記チョークコイルの一端と第一電源の一端と
を接続して所定のデューティ比、所定周波数で断続され
る第一のスイッチング素子と、一端が前記チョークコイ
ルの他端に接続される第二電源と、前記チョークコイル
の前記一端と前記第一電源の他端とを接続して前記第一
のスイッチング素子と逆位相で断続される第二のスイッ
チング素子とを備える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の電流検出方法において、前記両スイッチング素子の電
流と前記チョークコイルの前記他端の電流とのうちの一
つと前記デューティ比とから他の前記電流を推定するこ
とを特徴としている。
【０００６】このようにすれば、回路を簡素化し、装置
を小型軽量化し、製造コストの低減を実現することがで
きる。
を小型軽量化し、製造コストの低減を実現することがで
きる。
【０００７】請求項２記載の構成は請求項１記載の同期
整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記チョークコイルの前記他端の電流と前記デューティ
比とから前記両スイッチング素子の電流を検出すること
を特徴とするので、一個の電流センサにより両スイッチ
ング素子の過電流保護が可能なる。
整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記チョークコイルの前記他端の電流と前記デューティ
比とから前記両スイッチング素子の電流を検出すること
を特徴とするので、一個の電流センサにより両スイッチ
ング素子の過電流保護が可能なる。
【０００８】請求項３記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコン
バータの電流検出方法は、チョークコイルと、前記チョ
ークコイルの一端と第一電源の一端とを接続して所定の
デューティ比、所定周波数で断続される第一のスイッチ
ング素子と、一端が前記チョークコイルの他端に接続さ
れる第二電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記
第一電源の他端とを接続して前記第一のスイッチング素
子と逆位相で断続される第二のスイッチング素子とを備
える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法に
おいて、前記チョークコイルの前記他端の電流の増加期
間成分を第一のスイッチング素子の電流として抽出し、
前記チョークコイルの前記他端の電流の減少期間成分を
第一のスイッチング素子の電流として抽出することを特
徴としている。
バータの電流検出方法は、チョークコイルと、前記チョ
ークコイルの一端と第一電源の一端とを接続して所定の
デューティ比、所定周波数で断続される第一のスイッチ
ング素子と、一端が前記チョークコイルの他端に接続さ
れる第二電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記
第一電源の他端とを接続して前記第一のスイッチング素
子と逆位相で断続される第二のスイッチング素子とを備
える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法に
おいて、前記チョークコイルの前記他端の電流の増加期
間成分を第一のスイッチング素子の電流として抽出し、
前記チョークコイルの前記他端の電流の減少期間成分を
第一のスイッチング素子の電流として抽出することを特
徴としている。
【０００９】このようにすれば、回路を簡素化し、装置
を小型軽量化し、製造コストの低減を実現することがで
きる。
を小型軽量化し、製造コストの低減を実現することがで
きる。
【００１０】なお、チョークコイルの上記他端の電流の
増加期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記他
端の電流を第一のスイッチング素子のオン期間だけサン
プリングすればよく、チョークコイルの上記他端の電流
の減少期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記
他端の電流を第二のスイッチング素子のオン期間だけサ
ンプリングすればよい。
増加期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記他
端の電流を第一のスイッチング素子のオン期間だけサン
プリングすればよく、チョークコイルの上記他端の電流
の減少期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記
他端の電流を第二のスイッチング素子のオン期間だけサ
ンプリングすればよい。
【００１１】その他、チョークコイルの上記他端の電流
の増加期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記
他端の電流をそのボトム値からピーク値までサンプリン
グすればよく、チョークコイルの上記他端の電流の減少
期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記他端の
電流をそのピーク値からボトム値までサンプリングすれ
ばよい。
の増加期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記
他端の電流をそのボトム値からピーク値までサンプリン
グすればよく、チョークコイルの上記他端の電流の減少
期間成分を抽出するには、チョークコイルの上記他端の
電流をそのピーク値からボトム値までサンプリングすれ
ばよい。
【００１２】このようにすれば上記請求項記載の方法よ
りも精確に両スイッチング素子の電流を検出することが
できる。
りも精確に両スイッチング素子の電流を検出することが
できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明の電流検出方法を用いた同
期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施態様を図面
を参照して以下説明する。
期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施態様を図面
を参照して以下説明する。
【００１４】
【実施例１】（回路構成）この同期整流型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路構成の一例を図１に示す。
ンバータの回路構成の一例を図１に示す。
【００１５】１は第一電源をなす高圧直流電源（定格電
圧約４２Ｖ）、２はスイッチング用のＭＯＳトランジス
タ（第一のスイッチング素子）、３は同期整流用のＭＯ
Ｓトランジスタ（第二のスイッチング素子）、４はチョ
ークコイル、５、６は平滑コンデンサ、７は第二電源を
なす低圧直流電源、８は電流センサである。これらのＭ
ＯＳトランジスタ２、３は図示しないコントローラによ
り所定のデューティ比、所定周波数で断続される。
圧約４２Ｖ）、２はスイッチング用のＭＯＳトランジス
タ（第一のスイッチング素子）、３は同期整流用のＭＯ
Ｓトランジスタ（第二のスイッチング素子）、４はチョ
ークコイル、５、６は平滑コンデンサ、７は第二電源を
なす低圧直流電源、８は電流センサである。これらのＭ
ＯＳトランジスタ２、３は図示しないコントローラによ
り所定のデューティ比、所定周波数で断続される。
【００１６】ＭＯＳトランジスタ２は、チョークコイル
４の一端Ｘと高圧直流電源１の高位端（一端）とを接続
し、ＭＯＳトランジスタ３は、チョークコイル４の一端
Ｘと接地ラインＬとを接続している。チョークコイル４
の他端Ｙは、低圧直流電源７の高位端（一端）および平
滑コンデンサ５の一端に接続され、平滑コンデンサ６の
一端は高圧直流電源１の高位端（一端）に接続されてい
る。
４の一端Ｘと高圧直流電源１の高位端（一端）とを接続
し、ＭＯＳトランジスタ３は、チョークコイル４の一端
Ｘと接地ラインＬとを接続している。チョークコイル４
の他端Ｙは、低圧直流電源７の高位端（一端）および平
滑コンデンサ５の一端に接続され、平滑コンデンサ６の
一端は高圧直流電源１の高位端（一端）に接続されてい
る。
【００１７】接地ラインＬには、ＭＯＳトランジスタ
３、平滑コンデンサ５、６の各他端が接続され、高圧直
流電源１および低圧直流電源７の各低位端（他端）が接
地ラインＬに接続されている。電流センサ８はチョーク
コイル４の他端Ｙの電流を検出している。
３、平滑コンデンサ５、６の各他端が接続され、高圧直
流電源１および低圧直流電源７の各低位端（他端）が接
地ラインＬに接続されている。電流センサ８はチョーク
コイル４の他端Ｙの電流を検出している。
【００１８】図示しないコントローラは、ＭＯＳトラン
ジスタ２を所定の搬送周波数でＰＷＭ制御し、ＭＯＳト
ランジスタ３をそれと逆の位相で断続制御する。また、
コントローラは、チョークコイル４の他端Ｙの電圧と所
定の参照電圧とを比較し、この比較結果に基づいてＭＯ
Ｓトランジスタ２、３のＰＷＭデューティ比を制御して
チョークコイル４の他端Ｙの電圧をこの参照電圧に収束
させる。また、コントローラは、ＭＯＳトランジスタ２
のゲート電極に印加されるゲート電圧や上記比較結果な
どをモニタして、上記デューティ比を検出する。更に、
コントローラは、検出した電流とデューティ比とに基づ
いて、ＭＯＳトランジスタ２、３の電流を検出する。
ジスタ２を所定の搬送周波数でＰＷＭ制御し、ＭＯＳト
ランジスタ３をそれと逆の位相で断続制御する。また、
コントローラは、チョークコイル４の他端Ｙの電圧と所
定の参照電圧とを比較し、この比較結果に基づいてＭＯ
Ｓトランジスタ２、３のＰＷＭデューティ比を制御して
チョークコイル４の他端Ｙの電圧をこの参照電圧に収束
させる。また、コントローラは、ＭＯＳトランジスタ２
のゲート電極に印加されるゲート電圧や上記比較結果な
どをモニタして、上記デューティ比を検出する。更に、
コントローラは、検出した電流とデューティ比とに基づ
いて、ＭＯＳトランジスタ２、３の電流を検出する。
【００１９】図１のＹ点電流（出力電流）と、メインＭ
ＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ２のゲート電圧
と、同期整流用ＭＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ
３のゲート電圧の波形を図２に示す。
ＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ２のゲート電圧
と、同期整流用ＭＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ
３のゲート電圧の波形を図２に示す。
【００２０】電流センサ８が検出するＹ点電流（出力電
流）は、所定のリップルを含む直流電流であり、図２に
示すように、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間に出力電
流は略直線的に増大し、ＭＯＳトランジスタ３のオン期
間に出力電流は略直線的に減少するとみなすことができ
る。なお、正確には、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間
に出力電流は次第に電流増加率が減少する指数関数とな
り、ＭＯＳトランジスタ３のオン期間に出力電流は略直
線的に減少する指数関数となるが、上記両者の誤差は僅
かである。
流）は、所定のリップルを含む直流電流であり、図２に
示すように、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間に出力電
流は略直線的に増大し、ＭＯＳトランジスタ３のオン期
間に出力電流は略直線的に減少するとみなすことができ
る。なお、正確には、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間
に出力電流は次第に電流増加率が減少する指数関数とな
り、ＭＯＳトランジスタ３のオン期間に出力電流は略直
線的に減少する指数関数となるが、上記両者の誤差は僅
かである。
【００２１】出力電流のうちＭＯＳトランジスタ２のオ
ン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ２を流
れる電流であり、出力電流のうちＭＯＳトランジスタ３
のオン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ３
を流れる電流である。
ン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ２を流
れる電流であり、出力電流のうちＭＯＳトランジスタ３
のオン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ３
を流れる電流である。
【００２２】従って、出力電流の平均値×ＭＯＳトラン
ジスタ２のデューティ比はＭＯＳトランジスタ２の平均
電流と略みなすことができ、出力電流の平均値×ＭＯＳ
トランジスタ３のデューティ比（１ーＭＯＳトランジス
タ２のデューティ比）はＭＯＳトランジスタ２の平均電
流と略みなすことができる。この実施例では、各平均電
流の上記量的関係を利用してＭＯＳトランジスタ２、３
の平均電流を推定する。これにより、一個の電流センサ
により、簡素な回路構成で同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの残る２つの電流すなわち二つのＭＯＳトランジス
タ２、３の電流を推定することができるので、これらの
推定電流が所定しきい値を超えないようにフィードバッ
ク制御することにより、両ＭＯＳトランジスタ２、３の
過電流保護を実現することができる。なお、上記した誤
差を補償するための計算をコントローラで行うことも可
能である。
ジスタ２のデューティ比はＭＯＳトランジスタ２の平均
電流と略みなすことができ、出力電流の平均値×ＭＯＳ
トランジスタ３のデューティ比（１ーＭＯＳトランジス
タ２のデューティ比）はＭＯＳトランジスタ２の平均電
流と略みなすことができる。この実施例では、各平均電
流の上記量的関係を利用してＭＯＳトランジスタ２、３
の平均電流を推定する。これにより、一個の電流センサ
により、簡素な回路構成で同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの残る２つの電流すなわち二つのＭＯＳトランジス
タ２、３の電流を推定することができるので、これらの
推定電流が所定しきい値を超えないようにフィードバッ
ク制御することにより、両ＭＯＳトランジスタ２、３の
過電流保護を実現することができる。なお、上記した誤
差を補償するための計算をコントローラで行うことも可
能である。
【００２３】また、電池などでは、定電流充電が好まし
い場合があるので、この場合にも応用することができ
る。
い場合があるので、この場合にも応用することができ
る。
【００２４】（変形態様）上記実施例では、平均した出
力電流とデューティ比とからＭＯＳトランジスタ２、３
の平均電流を検出したが、ＭＯＳトランジスタ２又は３
の平均電流とデューティ比とから同様に、他の二つの平
均電流を推定できることは明白である。たとえば、ＭＯ
Ｓトランジスタ２の平均電流を検出する場合、このＭＯ
Ｓトランジスタ２の平均電流に計数Ｋ＝（１−Ｄ）／Ｄ
を掛ければＭＯＳトランジスタ３の平均電流とすること
ができる。
力電流とデューティ比とからＭＯＳトランジスタ２、３
の平均電流を検出したが、ＭＯＳトランジスタ２又は３
の平均電流とデューティ比とから同様に、他の二つの平
均電流を推定できることは明白である。たとえば、ＭＯ
Ｓトランジスタ２の平均電流を検出する場合、このＭＯ
Ｓトランジスタ２の平均電流に計数Ｋ＝（１−Ｄ）／Ｄ
を掛ければＭＯＳトランジスタ３の平均電流とすること
ができる。
【００２５】（変形態様）上記実施例では、同期整流型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける高圧直流電源１から低圧
直流電源７への降圧動作における電流検出について述べ
たが、デューティ比を変更することにより低圧直流電源
７から高圧直流電源１への昇圧動作における電流検出に
ついても同様に実施できることは明らかであり、この場
合においても、各ＭＯＳトランジスタ２、３の過電流制
御や出力電流の定電流制御を一つの電流センサにより実
施することができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける高圧直流電源１から低圧
直流電源７への降圧動作における電流検出について述べ
たが、デューティ比を変更することにより低圧直流電源
７から高圧直流電源１への昇圧動作における電流検出に
ついても同様に実施できることは明らかであり、この場
合においても、各ＭＯＳトランジスタ２、３の過電流制
御や出力電流の定電流制御を一つの電流センサにより実
施することができる。
【００２６】
【実施例２】本発明の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の電流検出方法の他の実施例を図３を参照して以下に説
明する。
の電流検出方法の他の実施例を図３を参照して以下に説
明する。
【００２７】この実施例は、電流センサ８が検出したチ
ョークコイル４の他端Ｙの瞬時値電流を、ＭＯＳトラン
ジスタ２又は３のゲート電圧でサンプリングして分別す
るものである。９はデマルチプレクサであり、電流セン
サ８から出力される電流比例の出力電圧Ｖiはこのデマ
ルチプレクサ９により二つの出力電圧Ｖs１、Ｖs２に分
割される。出力電圧Ｖs１は、ＭＯＳトランジスタ２を
流れる電流に比例し、ＭＯＳトランジスタ２のゲート電
圧Ｖ２のハイレベル期間（オン期間）に出力電圧Ｖiを
サンプリングすることにより得られる。出力電圧Ｖs２
は、ＭＯＳトランジスタ３を流れる電流に比例し、ＭＯ
Ｓトランジスタ３のゲート電圧Ｖ２のハイレベル期間
（オン期間）に出力電圧Ｖiをサンプリングすることに
より得られる。用途に応じて、これら出力電圧Ｖs１、
Ｖs２、Ｖｓを平均化したり、ピーク値を求めたり、電
圧を掛けて電力を求めたりするなどして利用することが
できる。このようにすれば、単一の電流センサにより同
期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの３種類の電流を精確に
検出することができ、スイッチング素子の過電流保護や
定電流出力制御のための回路の簡素化を実現することが
できる。
ョークコイル４の他端Ｙの瞬時値電流を、ＭＯＳトラン
ジスタ２又は３のゲート電圧でサンプリングして分別す
るものである。９はデマルチプレクサであり、電流セン
サ８から出力される電流比例の出力電圧Ｖiはこのデマ
ルチプレクサ９により二つの出力電圧Ｖs１、Ｖs２に分
割される。出力電圧Ｖs１は、ＭＯＳトランジスタ２を
流れる電流に比例し、ＭＯＳトランジスタ２のゲート電
圧Ｖ２のハイレベル期間（オン期間）に出力電圧Ｖiを
サンプリングすることにより得られる。出力電圧Ｖs２
は、ＭＯＳトランジスタ３を流れる電流に比例し、ＭＯ
Ｓトランジスタ３のゲート電圧Ｖ２のハイレベル期間
（オン期間）に出力電圧Ｖiをサンプリングすることに
より得られる。用途に応じて、これら出力電圧Ｖs１、
Ｖs２、Ｖｓを平均化したり、ピーク値を求めたり、電
圧を掛けて電力を求めたりするなどして利用することが
できる。このようにすれば、単一の電流センサにより同
期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの３種類の電流を精確に
検出することができ、スイッチング素子の過電流保護や
定電流出力制御のための回路の簡素化を実現することが
できる。
【００２８】（変形態様）上記実施例では、ＭＯＳトラ
ンジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行
ったが、これらゲート電圧形成のもととなるパルス電圧
からサンプリング制御電圧を形成してもよいことはもち
ろんである。
ンジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行
ったが、これらゲート電圧形成のもととなるパルス電圧
からサンプリング制御電圧を形成してもよいことはもち
ろんである。
【００２９】（変形態様）上記実施例では、ＭＯＳトラ
ンジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行
ったが、リップルする出力電圧Ｖiのピーク値とボトム
値とを検出することにより、ピーク値からボトム値まで
の期間の出力電圧ＶiをＭＯＳトランジスタ２の電流と
し、ボトム値からピーク値までの期間の出力電圧Ｖiを
ＭＯＳトランジスタ３の電流としてサンプリングしても
よいことは明白である。
ンジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行
ったが、リップルする出力電圧Ｖiのピーク値とボトム
値とを検出することにより、ピーク値からボトム値まで
の期間の出力電圧ＶiをＭＯＳトランジスタ２の電流と
し、ボトム値からピーク値までの期間の出力電圧Ｖiを
ＭＯＳトランジスタ３の電流としてサンプリングしても
よいことは明白である。
【図１】実施例１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部電流、電圧
を示すタイミングチャートである。
を示すタイミングチャートである。
【図３】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
１：高圧直流電源
２：ＭＯＳトランジスタ
３：ＭＯＳトランジスタ
４：チョークコイル
５：平滑コンデンサ
６：平滑コンデンサ
７：低圧直流電
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 川崎 宏治
愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地 株式会
社日本自動車部品総合研究所内
(72)発明者 杉浦 利彦
愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会
社デンソー内
(72)発明者 平島 茂雄
愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会
社デンソー内
Ｆターム(参考） 5H730 AS04 BB13 BB14 BB86 DD04
FD31 FD41 XX15 XX23 XX24
XX35
Claims (3)
- 【請求項１】チョークコイルと、前記チョークコイルの
一端と第一電源の一端とを接続して所定のデューティ
比、所定周波数で断続される第一のスイッチング素子
と、一端が前記チョークコイルの他端に接続される第二
電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記第一電源
の他端とを接続して前記第一のスイッチング素子と逆位
相で断続される第二のスイッチング素子とを備える同期
整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、 前記両スイッチング素子の電流と前記チョークコイルの
前記他端の電流とのうちの一つとデューティ比とから他
の前記電流を推定することを特徴とする同期整流型ＤＣ
−ＤＣコンバータの電流検出方法。 - 【請求項２】請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコン
バータの電流検出方法において、 前記チョークコイルの前記他端の電流と前記デューティ
比とから前記両スイッチング素子の電流を検出すること
を特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検
出方法。 - 【請求項３】チョークコイルと、前記チョークコイルの
一端と第一電源の一端とを接続して所定のデューティ
比、所定周波数で断続される第一のスイッチング素子
と、一端が前記チョークコイルの他端に接続される第二
電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記第一電源
の他端とを接続して前記第一のスイッチング素子と逆位
相で断続される第二のスイッチング素子とを備える同期
整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、 前記チョークコイルの前記他端の電流の増加期間成分を
第一のスイッチング素子の電流として抽出し、前記チョ
ークコイルの前記他端の電流の減少期間成分を第一のス
イッチング素子の電流として抽出することを特徴とする
同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法。
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| JP2007143384A (ja) * | 2005-11-14 | 2007-06-07 | Asahi Kasei Microsystems Kk | 電力コンバータ |
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