JP2003243947A - オペレーショナルトランスコンダクタンスアンプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高速動作が可能で、またノイズ特性の改善を
図る。 【解決手段】 入力される差動電圧信号を対数圧縮した
差動電圧信号に変換して出力する入力部１と、トランジ
スタのエミッタ電極対が共通の可変定電流源に接続さ
れ、トランジスタのベース電極対に印加される前記対数
圧縮された差動電圧信号を元の差動電圧信号に対応する
差動電流信号に変換してトランジスタのコレクタ電極対
から出力する差動アンプと、前記差動アンプが変換する
差動電流信号に対応する差動電圧の中点電圧を基準電圧
と同電圧にするための基準電流を発生するＣＭＦＢ２３
と、前記差動アンプのトランジスタのコレクタ電極対に
接続される定電流回路であって、カスコード接続された
トランジスタによって構成され、供給される前記基準電
流に従った差動のカレントミラー電流を前記差動アンプ
に出力するカレントミラー回路２１とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、増幅器、乗算
器、除算器、積分器、フィルタなどを実現することがで
きるアナログ汎用素子であるオペレーショナルトランス
コンダクタンスアンプ（Operational Transconductance
Amplifier：以下「ＯＴＡ」という）に係り、特に移動
体通信装置等で使用されるアクティブフィルタ用に好適
なＯＴＡに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４は、従来のＯＴＡの構成例を示す回
路図である。図４において、従来のＯＴＡは、入力部１
と出力部４とで構成されている。入力部１では、差動対
トランジスタを構成するＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２
と、ダイオードＤ１，Ｄ２（ダイオード接続のトランジ
スタで構成されている）とが設けられている。

【０００３】ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電
極は、差動入力端子１１，１２に接続され、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ電極は、抵抗素子Ｒ１を
介して互いに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１
のエミッタ電極と接地ＧＮＤとの間には定電流源１３が
設けられ、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタ電極と接
地ＧＮＤとの間には定電流源１４が設けられている。す
なわち、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、抵抗素子Ｒ
１と、定電流源１３，１４とは、全体として差動アンプ
を構成している。

【０００４】また、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ
電極には、ダイオードＤ１のカソード電極が接続され、
ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ電極には、ダイオー
ドＤ２のカソード電極が接続されている。二つのダイオ
ードＤ１，Ｄ２のアノード電極は、それぞれ抵抗素子Ｒ
２を介して電源Ｖｃｃに接続されている。

【０００５】出力部４では、差動対トランジスタを構成
するＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４と、定電流回路であ
るカレントミラー回路４１と、バイアス供給回路（Ｂｉ
ａｓ）４２と、コモンモードフィードバック回路（ＣＭ
ＦＢ）４３と、コンダクタンス制御器４４とが設けられ
ている。

【０００６】ＮＰＮトランジスタＱ３のベース電極は、
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電極に接続され、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ４のベース電極は、ＮＰＮトランジ
スタＱ２のコレクタ電極に接続されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電極は、互いに直接接続
されるとともに、共通の可変定電流源４５を介して接地
ＧＮＤに接続されている。すなわち、ＮＰＮトランジス
タＱ３，Ｑ４と、可変定電流源４５とは、全体として差
動アンプを構成している。ここに、可変定電流源４５の
電流値は、コンダクタンス制御器４４によって可変制御
できるようになっている。

【０００７】カレントミラー回路４１は、六個のＰＮＰ
トランジスタＱ２１〜Ｑ２６で構成されている。そのう
ち、四個のＰＮＰトランジスタＱ２１〜Ｑ２４は、エミ
ッタ電極が電源Ｖｃｃに接続され、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ２３，Ｑ２１がＮＰＮトランジスタＱ３の定電流回路
（カレントミラー回路）を構成し、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ２４，Ｑ２２がＮＰＮトランジスタＱ４の定電流回路
（カレントミラー回路）を構成している。さらに、ＰＮ
ＰトランジスタＱ２３とＱ２５、および、ＰＮＰトラン
ジスタＱ２４とＱ２６は、それぞれ、コレクタ電極とエ
ミッタ電極が互いに接続されたカスコード接続がなされ
ている。

【０００８】すなわち、ＰＮＰトランジスタＱ２３のベ
ース電極は、ＰＮＰトランジスタＱ２１のベース電極お
よびコレクタ電極に接続されるとともに、ＮＰＮトラン
ジスタＱ３のコレクタ電極に接続されている。また、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ２４のベース電極は、ＰＮＰトラン
ジスタＱ２２のベース電極およびコレクタ電極に接続さ
れるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電極
に接続されている。

【０００９】ＰＮＰトランジスタＱ２５，Ｑ２６のベー
ス電極は、共通にＢｉａｓ４２に接続されている。ま
た、ＰＮＰトランジスタＱ２５，Ｑ２６のコレクタ電極
は、それぞれ可変定電流源４６，４７を介して接地ＧＮ
Ｄに接続されるとともに、差動出力端子４８，４９とＣ
ＭＦＢ４３とに接続されている。ここに、可変定電流源
４６，４７の電流値は、ＣＭＦＢ４３によって可変制御
できるようになっている。

【００１０】次に、動作について説明する。図４におい
て、入力部１では、差動入力端子１１，１２から入力さ
れる差動電圧信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２、
抵抗素子Ｒ１および定電流源１３，１４で構成される差
動アンプにて差動電流信号に変換され、負荷であるダイ
オードＤ１，Ｄ２によって差動電圧信号に変換される。
このとき、抵抗素子Ｒ１を流れる電流がダイオードＤ
１，Ｄ２を流れるので、変換される差動電圧信号は、ダ
イオードＤ１，Ｄ２を構成するトランジスタのベース・
エミッタ間電圧Ｖｂｅの対数特性に従って対数圧縮され
ている。

【００１１】なお、ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは、 Ｖｂｅ＝（ｑ／ｋＴ）・ｌｎ（ＩＥ／ＩＳ） ・・・（１） と表される。式（１）において、ｑは単位電子電荷、ｋ
はボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ＩＥは抵抗素子Ｒ１
に流れる電流、ＩＳは飽和電流である。

【００１２】出力部４では、上記対数圧縮された差動電
圧信号が、エミッタ電極同士が直接接続されたＮＰＮト
ランジスタＱ３，Ｑ４のベース電極に印加される。ＮＰ
ＮトランジスタＱ３，Ｑ４および可変定電流源４５で構
成される差動アンプでは、対数圧縮された差動電圧信号
を指数伸張して元の状態に戻すとともに差動電流信号に
変換する。

【００１３】このとき、ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４
および可変定電流源４５で構成される差動アンプでの電
圧・電流の変換比、つまり、ＮＰＮトランジスタＱ３，
Ｑ４のコレクタ電極からカレントミラー回路４１に出力
される差動出力電流は、コンダクタンス制御器４４によ
って可変定電流源４５の電流値を可変制御して設定した
コンダクタンス値によって定められる。なお、可変定電
流源４５を可変制御せず一定であるときは、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ電極からカレントミラー
回路４１に出力される差動出力電流は、抵抗素子Ｒ１を
流れる電流と等しい値とすることができる。

【００１４】カレントミラー回路４１では、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２５，Ｑ２６がＢｉａｓ４２からの適宜なバ
イアス電圧によってオン動作をしている。ＮＰＮトラン
ジスタＱ３，Ｑ４がオン動作をしてコレクタ電流が流れ
ると、ＰＮＰトランジスタＱ２１，Ｑ２２がオン動作を
行い、ＰＮＰトランジスタＱ２３，Ｑ２４に差動出力電
流を反転したカレントミラー電流（差動電流）が流れ
る。この差動電流が、ＰＮＰトランジスタＱ２５，Ｑ２
６を介してＣＭＦＢ４３に入力されるとともに、差動出
力端子４８，４９から外部に出力される。

【００１５】このとき、ＣＭＦＢ４３では、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２５，Ｑ２６に流れる差動電流に対応する差
動電圧の中間電圧が基準電圧と等しくなるように可変定
電流源４６，４７の電流値を制御し、差動出力端子４
８，４９から所望の差動電流が出力できるように動作し
ている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＯＴＡでは、出力部のカレントミラー回路を構成するト
ランジスタが差動アンプの差動出力電流に依存して動作
する、つまり差動アンプの差動出力電流に含まれるアナ
ログ信号成分の影響を受けるので、高周波特性が大きく
劣化するという問題がある。

【００１７】また、入力部で電圧信号を対数圧縮し、出
力部で元に戻す操作を行っているので、ノイズ特性が劣
化するという問題もある。

【００１８】この発明は上記に鑑みてなされたもので、
高速動作が可能で、またノイズ特性の改善が図れるオペ
レーショナルトランスコンダクタンスアンプを得ること
を目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明にかかるオペレーショナルトランスコンダ
クタンスアンプは、入力される差動電圧信号を対数圧縮
した差動電圧信号に変換して出力する入力回路と、トラ
ンジスタのエミッタ電極対が共通の可変定電流源に接続
され、トランジスタのベース電極対に印加される前記対
数圧縮された差動電圧信号を元の差動電圧信号に対応す
る差動電流信号に変換してトランジスタのコレクタ電極
対から出力する差動アンプと、前記可変定電流源の電流
値を制御するコンダクタンス制御手段と、前記差動アン
プが変換する差動電流信号に対応する差動電圧の中点電
圧を基準電圧と同電圧にするための基準電流を発生する
コモンモードフィードバック回路と、前記差動アンプの
トランジスタのコレクタ電極対に接続される定電流回路
であって、カスコード接続されたトランジスタによって
構成され、供給される前記基準電流に従った差動のカレ
ントミラー電流を前記差動アンプに出力するカレントミ
ラー回路とを備えたことを特徴とする。

【００２０】この発明によれば、入力回路にて、入力さ
れる差動電圧信号が対数圧縮した差動電圧信号に変換さ
れる。差動アンプでは、コンダクタンス制御手段によっ
て、可変定電流源の電流値が可変制御され、差動アンプ
のコンダクタンス値が可変制御される。そのような差動
アンプにて、前記対数圧縮された差動電圧信号を元の差
動電圧信号に対応する差動電流信号に変換される。この
とき、コモンモードフィードバック回路にて、前記差動
アンプが変換する差動電流信号に対応する差動電圧の中
点電圧を基準電圧と同電圧にするための基準電流が生成
され、前記差動アンプの出力からカスコード接続された
トランジスタで構成されるカレントミラー回路に出力さ
れる。カレントミラー回路では、電源側に配置されるト
ランジスタが飽和せず、差動アンプへの出力電圧が最大
となるように差動アンプ側に配置されるトランジスタに
バイアス電圧が供給されるようになっている。したがっ
て、カレントミラー回路では、カスコード接続されたト
ランジスタがコモンモードフィードバック回路から供給
される前記基準電流に従ってカレントミラー動作を行
い、差動のカレントミラー電流が前記差動アンプに出力
される。その結果、差動アンプから所望の差動電流信号
が外部に出力される。

【００２１】つぎの発明にかかるオペレーショナルトラ
ンスコンダクタンスアンプは、トランジスタのエミッタ
電極対が抵抗素子を介して互いに接続されるとともに、
それぞれに可変定電流源が接続され、トランジスタのベ
ース電極対に印加される差動電圧信号を変換した差動電
流信号をトランジスタのコレクタ電極対から出力する差
動アンプであって、電圧・電流の変換利得が互いに異な
り並列に接続される複数個の差動アンプと、前記可変定
電流源をそれぞれ異なる電流値に制御するコンダクタン
ス制御手段と、前記複数個の差動アンプが共通にトラン
ジスタのコレクタ電極対から出力する差動電流信号に対
応する差動電圧の中点電圧を基準電圧と同電圧にするた
めの基準電流を発生するコモンモードフィードバック回
路と、前記複数個の差動アンプが共通に差動電流信号を
出力するトランジスタのコレクタ電極対に接続される定
電流回路であって、カスコード接続されたトランジスタ
によって構成され、供給される前記基準電流に従った差
動のカレントミラー電流を前記複数個の差動アンプに出
力するカレントミラー回路とを備えたことを特徴とす
る。

【００２２】この発明によれば、差動電圧信号が入力さ
れる差動アンプが、トランジスタのエミッタ電極対が抵
抗素子を介して互いに接続されるとともに、それぞれに
可変定電流源が接続され、トランジスタのベース電極対
に印加される差動電圧信号を変換した差動電流信号をト
ランジスタのコレクタ電極対から出力する差動アンプで
あって、電圧・電流の変換利得が互いに異なり並列に接
続される複数個の差動アンプで構成される。このとき、
コンダクタンス制御手段によって複数個の差動アンプそ
れぞれの可変定電流源がそれぞれ異なる電流値に可変制
御される。その結果、前記複数個の差動アンプそれぞれ
のコンダクタンス値が個別に異なる値に可変制御され
る。そのような前記複数個の差動アンプに共通の定電流
回路としてカスコード接続されたトランジスタによって
構成されるカレントミラー回路が設けられる。カレント
ミラー回路では、電源側に配置されるトランジスタが飽
和せず、差動アンプへの出力電圧が最大となるように差
動アンプ側に配置されるトランジスタにバイアス電圧が
供給されるようになっている。そして、コモンモードフ
ィードバック回路にて、前記複数個の差動アンプが共通
にトランジスタのコレクタ電極対から出力する差動電流
信号に対応する差動電圧の中点電圧を基準電圧と同電圧
にするための基準電流が生成され、カレントミラー回路
に出力される。カレントミラー回路では、カスコード接
続されたトランジスタがコモンモードフィードバック回
路から供給される前記基準電流に従ってカレントミラー
動作を行い、差動のカレントミラー電流が前記差動アン
プに出力される。その結果、複数の差動アンプに共通の
トランジスタのコレクタ電極対から所望の差動電流信号
が外部に出力される。

【００２３】つぎの発明にかかるオペレーショナルトラ
ンスコンダクタンスアンプは、上記の発明において、前
記複数個の差動アンプそれぞれにおけるトランジスタの
エミッタ電極対間を接続する抵抗素子は、抵抗値が互い
に異なるように設定されることを特徴とする。

【００２４】この発明によれば、上記の発明において、
前記複数個の差動アンプそれぞれにおけるトランジスタ
のエミッタ電極対間を接続する抵抗素子は、抵抗値が互
いに異なるように設定される。その結果、前記複数個の
差動アンプそれぞれにおける電圧・電流の変換利得が互
いに異なる値となるように設定される。

【００２５】つぎの発明にかかるオペレーショナルトラ
ンスコンダクタンスアンプは、上記の発明において、前
記カレントミラー回路は、ＭＯＳトランジスタで構成さ
れることを特徴とする。

【００２６】この発明によれば、上記の発明において、
前記カレントミラー回路は、ＭＯＳトランジスタで構成
される。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明にかかるオペレーショナルトランスコンダクタンス
アンプの好適な実施の形態を詳細に説明する。

【００２８】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１であるオペレーショナルトランスコンダクタンス
アンプの構成を示す回路図である。なお、図１では、従
来例（図４）で示した構成要素と同一ないしは同等であ
る要素には、同一の符号が付されている。

【００２９】図１において、実施の形態１によるＯＴＡ
は、入力部１と出力部２とで構成されている。入力部１
は、差動対トランジスタを構成するＮＰＮトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２（ダイオード接続
のトランジスタで構成されている）とが設けられてい
る。従来例（図４）での入力部１と同様の構成であるの
で、説明を省略する。

【００３０】出力部２では、差動対トランジスタを構成
するＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４と、定電流回路であ
るカレントミラー回路２１と、バイアス供給回路（Ｂｉ
ａｓ）２２と、コモンモードフィードバック回路（ＣＭ
ＦＢ）２３と、コンダクタンス制御器４４とが設けられ
ている。

【００３１】ＮＰＮトランジスタＱ３のベース電極は、
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電極に接続され、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ４のベース電極は、ＮＰＮトランジ
スタＱ２のコレクタ電極に接続されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電極は、共通の可変定電
流源４５を介して接地ＧＮＤに接続されている。可変定
電流源４５の電流値は、コンダクタンス制御器４４によ
って可変制御できるようになっている。以上は従来例
（図４）と同様である。この実施の形態１では、ＮＰＮ
トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ電極は、カレントミ
ラー回路２１に接続されるとともに、ＣＭＦＢ２３と差
動出力端子４８，４９とに接続されている。

【００３２】カレントミラー回路２１は、六個のＰＮＰ
トランジスタＱ１１〜Ｑ１６で構成されているが、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１１とＱ１４、ＰＮＰトランジスタＱ
１２とＱ１５、ＰＮＰトランジスタＱ１３とＱ１６は、
それぞれ、エミッタ電極とコレクタ電極とが互いに接続
されるカスコード接続がなされている。

【００３３】すなわち、ＰＮＰトランジスタＱ１１のコ
レクタ電極は、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ電極
に接続され、ＰＮＰトランジスタＱ１２のコレクタ電極
は、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電極に接続され
ている。ＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の
ベース電極は、共通にＢｉａｓ２２に接続されている。
エミッタ電極が電源Ｖｃｃに接続されるＰＮＰトランジ
スタＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６のベース電極は、共通にＰ
ＮＰトランジスタＱ１３のコレクタ電極と共にＣＭＦＢ
２３に接続されている。

【００３４】次に、動作について説明する。図１におい
て、入力部１では、差動入力端子１１，１２から入力さ
れる差動電圧信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２、
抵抗素子Ｒ１および定電流源１３，１４で構成される差
動アンプにて差動電流信号に変換され、負荷であるダイ
オードＤ１，Ｄ２によって差動電圧信号に変換される。
このとき、抵抗素子Ｒ１を流れる電流がダイオードＤ
１，Ｄ２を流れるので、変換される差動電圧信号は、ダ
イオードＤ１，Ｄ２を構成するトランジスタのベース・
エミッタ間電圧Ｖｂｅの式（１）で示される対数特性に
従って対数圧縮されている。

【００３５】出力部２では、上記対数圧縮された差動電
圧信号が、エミッタ電極同士が直接接続されたＮＰＮト
ランジスタＱ３，Ｑ４のベース電極に印加される。ＮＰ
ＮトランジスタＱ３，Ｑ４および可変定電流源４５で構
成される差動アンプでは、対数圧縮された差動電圧信号
を指数伸張して元の状態に戻すとともに差動電流信号に
変換する。以上は、従来例（図４）と同様である。

【００３６】このとき、Ｂｉａｓ２２は、カレントミラ
ー回路２１に対し、ＰＮＰトランジスタＱ１４〜Ｑ１６
が飽和せず、ＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレ
クタ電極に最大出力電圧が得られるように、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ１１〜Ｑ１３のベース電極にバイアス電圧を
供給するようになっている。その結果、カレントミラー
回路２１は、高出力インピーダンスでの動作が行えるこ
とになる。また、ＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２の
ベース電極に最適なバイアス電圧が与えられるので、出
力ダイナミックレンジを広くすることができる。

【００３７】ここに、ＣＭＦＢ２３では、ＮＰＮトラン
ジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ電極から出力される差動電
流信号に対応する差動電圧の中点電圧を基準電圧と同電
圧にするための基準電流を発生し、カレントミラー回路
２１に出力される。カレントミラー回路２１では、ＣＭ
ＦＢ２３から供給される上記基準電流を入力電流として
ＰＮＰトランジスタＱ１４〜Ｑ１６が動作を行い、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ電極から直流
のカレントミラー電流が出力される。

【００３８】その結果、カレントミラー回路２１を構成
するＰＮＰトランジスタＱ１１〜Ｑ１６は、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４および可変定電流源４５で構成され
る差動アンプで変換される差動電流信号に依存しないで
動作することができる。したがって、この実施の形態１
によれば、高速動作が可能となる。

【００３９】なお、この種のＯＴＡでは、低電圧化も重
要な要件であるが、図１の構成から理解できるように、
この実施の形態１によるＯＴＡは、十分にその要求に応
え得るものである。

【００４０】実施の形態２．図２は、この発明の実施の
形態２であるオペレーショナルトランスコンダクタンス
アンプの構成を示す回路図である。なお、図２では、図
１で示した構成要素と同一ないしは同等である要素に
は、同一の符号が付されている。ここでは、この実施の
形態２に関わる部分を中心に説明する。

【００４１】図２に示すように、実施の形態２によるＯ
ＴＡでは、図１に示した構成において、出力部２に代え
て出力部３が設けられている。出力部３では、出力部２
におけるカレントミラー回路２１に代えてカレントミラ
ー回路３１が設けられている。その他は、図１における
出力部２の構成と同様である。

【００４２】カレントミラー回路３１は、カレントミラ
ー回路２１におけるＰＮＰトランジスタＱ１１〜Ｑ１６
を、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１６に置き換えて
構成されている。動作は、カレントミラー回路２１と同
様であるが、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１６を用
いるので、直流での入出力アイソレーションが高く動作
精度が向上する。

【００４３】したがって、この実施の形態２によれば、
実施の形態１と同様に、高速化が図れるのに加えて、動
作精度を向上させることができる。

【００４４】実施の形態３．図３は、この発明の実施の
形態３であるオペレーショナルトランスコンダクタンス
アンプの構成を示す回路図である。なお、図３では、図
１で示した構成要素と同一ないしは同等である要素に
は、同一の符号が付されている。ここでは、この実施の
形態３に関わる部分を中心に説明する。

【００４５】図３において、差動入力端子１１には、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１，Ｑ５のベース電極が共通に接続
され、差動入力端子１２には、ＮＰＮトランジスタＱ
２，Ｑ６のベース電極が共通に接続されている。ＮＰＮ
トランジスタＱ１，Ｑ５のコレクタ電極は、共通に図１
に示した構成のカレントミラー回路２１に接続されると
ともに、ＣＭＦＢ２３と差動出力端子４８に接続されて
いる。また、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ６のコレクタ
電極は、共通に図１に示した構成のカレントミラー回路
２１に接続されるとともに、ＣＭＦＢ２３と差動出力端
子４９に接続されている。カレントミラー回路２１に
は、図１に示したように、Ｂｉａｓ２２が接続されてい
る。

【００４６】ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ
電極は、抵抗素子Ｒ１を介して互いに接続されている。
ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ電極と接地ＧＮＤと
の間には可変定電流源３３が設けられ、ＮＰＮトランジ
スタＱ２のエミッタ電極と接地ＧＮＤとの間には可変定
電流源３４が設けられている。ＮＰＮトランジスタＱ
１，Ｑ２と、抵抗素子Ｒ１と、可変定電流源３３，３４
とは、全体として差動アンプを構成している。ここで、
可変定電流源３３，３４の電流値は、コンダクタンス制
御器３７によって可変制御できるようになっている。

【００４７】また、ＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６のエ
ミッタ電極は、抵抗素子Ｒ２を介して互いに接続されて
いる。ＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタ電極と接地Ｇ
ＮＤとの間には可変定電流源３５が設けられ、ＮＰＮト
ランジスタＱ６のエミッタ電極と接地ＧＮＤとの間には
可変定電流源３６が設けられている。ＮＰＮトランジス
タＱ５，Ｑ６と、抵抗素子Ｒ２と、可変定電流源３５，
３６とは、全体として差動アンプを構成している。ここ
で、可変定電流源３５，３６の電流値は、コンダクタン
ス制御器３７によって可変制御できるようになってい
る。

【００４８】つまり、実施の形態３によるＯＴＡは、入
力部が並列接続された二組の差動アンプで構成され、こ
の二組の差動アンプの定電流回路がそのまま出力部とな
る構成であり、出力部には図１で説明したカレントミラ
ー回路２１が設けられている。従来例（図４）で示した
対数圧縮してそれを元に戻す操作を省略したものであ
る。

【００４９】ここに、二組の差動アンプは、電圧・電流
の変換利得が互いに異なるように構成され、コンダクタ
ンス制御器３７は、一方の差動アンプの可変定電流源３
３，３４と他方の差動アンプの可変定電流源３５，３６
とは、電流値が互いに異なる方向に増減するように可変
制御するようになっている。その結果、コンダクタンス
値可変範囲を広く取ることができるようになる。

【００５０】なお、電圧・電流の変換利得に一番影響す
るのは、トランジスタのサイズよりも抵抗素子Ｒ１，Ｒ
２の抵抗値であるので、少なくとも抵抗素子Ｒ１，Ｒ２
は、互いに異なる抵抗値のものを使用すれば、コンダク
タンス値可変範囲を効果的に広くすることができる。

【００５１】また、図３では、二組の差動アンプを並列
接続した例を示したが、さらに並列数を増加させれば、
コンダクタンス値可変範囲を一層広くすることができ
る。さらに、この実施の形態３においても、実施の形態
１によるカレントミラー回路２１に代えて、実施の形態
２によるカレントミラー回路３１も同様に用いることが
できる。

【００５２】このように、実施の形態３によれば、入力
部を異なる変換利得を持つ差動アンプを並列接続して構
成し、入力部が直接駆動する出力部を設け、その出力部
に差動出力電流に依存しない動作をするこの実施の形態
によるカレントミラー回路を設けるようにしたので、一
層高速化が図れる。

【００５３】また、従来例（図４）で示したような対数
圧縮してそれを元に戻す操作をしないので、ノイズ特性
も改善される。さらに、並列接続した各差動アンプの出
力電流値を個別に異なる値に制御することでができるの
で、コンダクタンス値の可変範囲を広く取ることができ
るようになる。

【００５４】さらに、図３に示す構成から理解できるよ
うに、実施の形態３によるＯＴＡは、低電源電圧動作が
可能である。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、入力回路にて、入力される差動電圧信号が対数圧縮
した差動電圧信号に変換される。差動アンプでは、コン
ダクタンス制御手段によって、可変定電流源の電流値が
可変制御され、差動アンプのコンダクタンス値が可変制
御される。そのような差動アンプにて、前記対数圧縮さ
れた差動電圧信号を元の差動電圧信号に対応する差動電
流信号に変換される。このとき、コモンモードフィード
バック回路にて、前記差動アンプが変換する差動電流信
号に対応する差動電圧の中点電圧を基準電圧と同電圧に
するための基準電流が生成され、前記差動アンプの出力
からカスコード接続されたトランジスタで構成されるカ
レントミラー回路に出力される。カレントミラー回路で
は、電源側に配置されるトランジスタが飽和せず、差動
アンプへの出力電圧が最大となるように差動アンプ側に
配置されるトランジスタにバイアス電圧が供給されるよ
うになっている。したがって、カレントミラー回路で
は、カスコード接続されたトランジスタがコモンモード
フィードバック回路から供給される前記基準電流に従っ
てカレントミラー動作を行い、差動のカレントミラー電
流が前記差動アンプに出力される。その結果、差動アン
プから所望の差動電流信号が外部に出力される。このよ
うに、カレントミラー回路は、差動電流信号に依存しな
いでカレントミラー動作を行うので、高速動作が可能と
なり、移動体通信装置などで使用されるアクティブフィ
ルタ用に好適なオペレーショナルトランスコンダクタン
スアンプが実現できる。また、差動アンプのコンダクタ
ンス値を可変制御することができる。

【００５６】つぎの発明によれば、差動電圧信号が入力
される差動アンプが、トランジスタのエミッタ電極対が
抵抗素子を介して互いに接続されるとともに、それぞれ
に可変定電流源が接続され、トランジスタのベース電極
対に印加される差動電圧信号を変換した差動電流信号を
トランジスタのコレクタ電極対から出力する差動アンプ
であって、電圧・電流の変換利得が互いに異なり並列に
接続される複数個の差動アンプで構成される。このと
き、コンダクタンス制御手段によって複数個の差動アン
プそれぞれの可変定電流源がそれぞれ異なる電流値に可
変制御される。その結果、前記複数個の差動アンプそれ
ぞれのコンダクタンス値が個別に異なる値に可変制御さ
れる。そのような前記複数個の差動アンプに共通の定電
流回路としてカスコード接続されたトランジスタによっ
て構成されるカレントミラー回路が設けられる。カレン
トミラー回路では、電源側に配置されるトランジスタが
飽和せず、差動アンプへの出力電圧が最大となるように
差動アンプ側に配置されるトランジスタにバイアス電圧
が供給されるようになっている。そして、コモンモード
フィードバック回路にて、前記複数個の差動アンプが共
通にトランジスタのコレクタ電極対から出力する差動電
流信号に対応する差動電圧の中点電圧を基準電圧と同電
圧にするための基準電流が生成され、カレントミラー回
路に出力される。カレントミラー回路では、カスコード
接続されたトランジスタがコモンモードフィードバック
回路から供給される前記基準電流に従ってカレントミラ
ー動作を行い、差動のカレントミラー電流が前記差動ア
ンプに出力される。その結果、複数の差動アンプに共通
のトランジスタのコレクタ電極対から所望の差動電流信
号が外部に出力される。このように、入力される差動電
圧信号を対数圧縮し、それを元に戻す操作を行わないの
で、ノイズ特性が改善される。また、カレントミラー回
路は、差動電流信号に依存しないでカレントミラー動作
を行うので、高速動作が可能であるが、複数の差動アン
プに共通のトランジスタのコレクタ電極対から直接差動
電流信号が供給されるので、一層の高速化が図れる。し
たがって、移動体通信装置などで使用されるアクティブ
フィルタ用に好適なオペレーショナルトランスコンダク
タンスアンプが実現できる。また、複数個の差動アンプ
それぞれのコンダクタンス値を個別に異なる値に可変制
御することによって、コンダクタンス値の可変範囲を広
く取ることができる。

【００５７】つぎの発明によれば、上記の発明におい
て、前記複数個の差動アンプそれぞれにおけるトランジ
スタのエミッタ電極対間を接続する抵抗素子は、抵抗値
が互いに異なるように設定される。その結果、前記複数
個の差動アンプそれぞれにおける電圧・電流の変換利得
が互いに異なる値となるように設定される。その結果、
前記複数個の差動アンプそれぞれにおける電圧・電流の
変換利得が互いに異なる値となるように設定することが
できる。

【００５８】つぎの発明によれば、上記の発明におい
て、前記カレントミラー回路は、ＭＯＳトランジスタで
構成されるので、直流でのアイソレーションが高くな
り、動作精度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１であるオペレーショ
ナルトランスコンダクタンスアンプの構成を示す回路図
である。

【図２】 この発明の実施の形態２であるオペレーショ
ナルトランスコンダクタンスアンプの構成を示す回路図
である。

【図３】 この発明の実施の形態３であるオペレーショ
ナルトランスコンダクタンスアンプの構成を示す回路図
である。

【図４】 従来のオペレーショナルトランスコンダクタ
ンスアンプの構成例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 入力部、２，３ 出力部、１３，１４ 定電流源、
２１，３１ カレントミラー回路、２２ バイアス供給
回路（Ｂｉａｓ）、２３ コモンモードフィードバック
回路（ＣＭＦＢ）、３３〜３６，４５ コンダクタンス
値可変用の可変定電流源、３７，４４ コンダクタンス
制御器、Ｑ１，Ｑ２ ＮＰＮトランジスタ（差動対トラ
ンジスタ）、Ｑ３，Ｑ４ ＮＰＮトランジスタ（差動対
トランジスタ）、Ｑ５，Ｑ６ ＮＰＮトランジスタ（差
動対トランジスタ）、Ｑ１１〜Ｑ１６ ＰＮＰトランジ
スタ、Ｍ１１〜Ｍ１６ ＰＭＯＳトランジスタ、Ｄ１，
Ｄ２ ダイオード、Ｒ２，Ｒ３ 抵抗素子。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J066 AA01 AA12 CA53 CA61 CA65 FA10 FA17 FA20 HA08 HA19 HA25 KA05 KA07 KA08 KA09 KA12 MA11 MA21 ND01 ND14 ND22 ND28 PD02 5J500 AA01 AA12 AC53 AC61 AC65 AF10 AF17 AF20 AH08 AH19 AH25 AK05 AK07 AK08 AK09 AK12 AM11 AM21 DN01 DN14 DN22 DN28 DP02

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力される差動電圧信号を対数圧縮した
   差動電圧信号に変換して出力する入力回路と、 トランジスタのエミッタ電極対が共通の可変定電流源に
   接続され、トランジスタのベース電極対に印加される前
   記対数圧縮された差動電圧信号を元の差動電圧信号に対
   応する差動電流信号に変換してトランジスタのコレクタ
   電極対から出力する差動アンプと、 前記可変定電流源の電流値を制御するコンダクタンス制
   御手段と、 前記差動アンプが変換する差動電流信号に対応する差動
   電圧の中点電圧を基準電圧と同電圧にするための基準電
   流を発生するコモンモードフィードバック回路と、 前記差動アンプのトランジスタのコレクタ電極対に接続
   される定電流回路であって、カスコード接続されたトラ
   ンジスタによって構成され、供給される前記基準電流に
   従った差動のカレントミラー電流を前記差動アンプに出
   力するカレントミラー回路と、 を備えたことを特徴とするオペレーショナルトランスコ
   ンダクタンスアンプ。
2. 【請求項２】 トランジスタのエミッタ電極対が抵抗素
   子を介して互いに接続されるとともに、それぞれに可変
   定電流源が接続され、トランジスタのベース電極対に印
   加される差動電圧信号を変換した差動電流信号をトラン
   ジスタのコレクタ電極対から出力する差動アンプであっ
   て、電圧・電流の変換利得が互いに異なり並列に接続さ
   れる複数個の差動アンプと、 前記可変定電流源をそれぞれ異なる電流値に制御するコ
   ンダクタンス制御手段と、 前記複数個の差動アンプが共通にトランジスタのコレク
   タ電極対から出力する差動電流信号に対応する差動電圧
   の中点電圧を基準電圧と同電圧にするための基準電流を
   発生するコモンモードフィードバック回路と、 前記複数個の差動アンプが共通に差動電流信号を出力す
   るトランジスタのコレクタ電極対に接続される定電流回
   路であって、カスコード接続されたトランジスタによっ
   て構成され、供給される前記基準電流に従った差動のカ
   レントミラー電流を前記複数個の差動アンプに出力する
   カレントミラー回路と、 を備えたことを特徴とするオペレーショナルトランスコ
   ンダクタンスアンプ。
3. 【請求項３】 前記複数個の差動アンプそれぞれにおけ
   るトランジスタのエミッタ電極対間を接続する抵抗素子
   は、抵抗値が互いに異なるように設定されることを特徴
   とする請求項２に記載のオペレーショナルトランスコン
   ダクタンスアンプ。
4. 【請求項４】 前記カレントミラー回路は、ＭＯＳトラ
   ンジスタで構成されることを特徴とする請求項１または
   ２に記載のオペレーショナルトランスコンダクタンスア
   ンプ。