JP2003174099A - 電源電圧レベル検出器 - Google Patents
電源電圧レベル検出器Info
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Abstract
して所望のレベルの電圧を検出できるようにした電源電
圧レベル検出器を提供することを可能にすることを目的
としている。 【解決手段】 本発明に係る電源電圧レベル検出器は、
制御信号に応じて一定レベルの基準電圧を発生する基準
電圧発生部と、制御信号に応じて外部から供給される電
源電圧より変化率の大きい比較電圧を発生する比較電圧
発生部と、制御信号に応じて基準電圧と比較電圧とを比
較して所定の信号を出力する比較部とからなるが、比較
電圧発生部は、制御信号に応じて動作し、ソースが電源
電圧に接続された第1PMOSトランジスタと、第1P
MOSトランジスタのドレインとノードとの間に接続さ
れた抵抗と、電源電圧と出力端子との間に接続され、制
御信号に応じて動作する第2PMOSトランジスタと、
出力端子と接地との間に接続され、ゲートがノードに接
続されたNMOSトランジスタとからなることを特徴と
する。
Description
る電源電圧のレベルを検出する装置に関し、特に基準電
圧と比較電圧との差を感知して所望のレベルの電圧を検
出できるようにした電源電圧レベル検出器に関する。
来ており、各回路は外部から供給される電源電圧で動作
する。ところで、電源電圧のレベルが変動して各回路の
動作電圧範囲から外れると回路の誤動作が発生するた
め、電源電圧のレベルを感知して、回路が適正レベルの
電圧範囲内で正常的に動作できるようにしなければなら
ない。
のバイアス電圧が印加されるようにするためのクランプ
(clamping)回路またはブースト(boosting)回路の場合、
電源電圧の変動に応じて出力電圧が変動するため、電源
電圧の変動を感知して、適正範囲内の電圧が出力される
ようにしなければならない。このような電源電圧のレベ
ル感知のために電源電圧レベル検出器が用いられる。
に、制御信号ctrlbに応じて一定レベルの基準電圧
Vrefを発生させるための基準電圧発生部1と、制御
信号ctrlbに応じて外部から供給される電源電圧V
DDより変化率の大きい比較電圧afvdd/hfvdd
を発生するための比較電圧発生部2と、制御信号ctr
lbに応じて基準電圧Vrefと比較電圧afvdd/
hfvddとを比較して電源電圧VDDが所定のレベルよ
り高い場合、ハイ状態の信号vdd_detを出力し、
所定のレベルより低い場合、ロー状態の信号vdd_d
etを出力するための比較部3とからなる。
は、図8に示すように、電源電圧VDDの変化幅に比べて
比較電圧発生部2からの電圧afvddの変化幅が小さ
いため、検出速度が遅いだけでなく、ノイズによってセ
ンシングマージン(sensing margin)が減少するという短
所がある。
示すように、制御信号ctrlbによってPMOSトラ
ンジスタP1がターンオンすると、抵抗R1及びR2に
よって分配された電圧hfvddが出力されるように構
成されるため、図8に示すように、基準電圧Vrefと
比較電圧hfvddとの差が小さく、これにより比較部
3の出力が遅くなり、少ないノイズによっても誤動作が
生ずる恐れがある。
は、電源電圧の変化による比較電圧の変化が大きくなる
ように比較電圧発生部を構成することにより、かかる短
所を解消できる電源電圧レベル検出器を提供することに
ある。
の本発明に係る電源電圧レベル検出器は、制御信号に応
じて一定レベルの基準電圧を発生する基準電圧発生部
と、制御信号に応じて外部から供給される電源電圧より
変化率の大きい比較電圧を発生する比較電圧発生部と、
制御信号に応じて基準電圧と比較電圧とを比較して所定
の信号を出力する比較部とからなり、比較電圧発生部
は、制御信号に応じて動作し、ソースが電源電圧に接続
された第1PMOSトランジスタと、第1PMOSトラ
ンジスタのドレインとノードとの間に接続された抵抗
と、電源電圧と出力端子との間に接続され、制御信号に
応じて動作する第2PMOSトランジスタと、出力端子
と接地との間に接続され、ゲートがノードに接続された
NMOSトランジスタとからなることを特徴とする。
のウェルを有する基板に形成され、Pウェルはノードに
接続され、Nウェルは電源電圧に接続され、基板は接地
に接続されるように構成されたことを特徴とする。
出器は、制御信号に応じて一定レベルの基準電圧を発生
する基準電圧発生部と、制御信号に応じて外部から供給
される電源電圧より変化率の大きい比較電圧を発生する
比較電圧発生部と、制御信号に応じて基準電圧と比較電
圧とを比較し、所定の信号を出力する比較部とからな
り、比較電圧発生部は、制御信号に応じて動作し、ソー
スが電源電圧に接続された第1PMOSトランジスタ
と、第1PMOSトランジスタのドレインとノードとの
間に接続された抵抗と、ノードと接地との間に接続され
たダイオードと、電源電圧と出力端子との間に接続さ
れ、制御信号に応じて動作する第2PMOSトランジス
タと、出力端子と接地との間に接続され、ゲートがノー
ドに接続されたNMOSトランジスタとから構成される
ことを特徴とする。
御信号ctrlbに応じて一定レベルの基準電圧Vre
fを発生させるための基準電圧発生部1と、制御信号c
trlbに応じて外部から供給される電源電圧VDDより
変化率の大きい比較電圧afvdd/hfvddを発生
するための比較電圧発生部2と、制御信号ctrlbに
応じて基準電圧vrefと比較電圧afvdd/hfv
ddとを比較し、電源電圧VDDが所定のレベルより高い
場合、ハイ状態の信号vdd_detを出力し、所定の
レベルより低い場合、ロー状態の信号vdd_detを
出力するための比較部3とからなる電源電圧レベル検出
器を提供する。
いて、比較電圧発生部2は、電源電圧VDDの変化による
比較電圧afvddの変化が従来より大きくなるように
構成され、これにより基準電圧Vrefと比較電圧af
vddとの差を感知する比較部3のセンシングマージン
が向上する。
化による比較電圧afvddの変化が大きくなるよう
に、比較電圧発生部2を次のように構成する。
明する。図3及び図4は本発明の比較電圧発生部を説明
するための回路図である。
の基本回路を示す。制御信号ctrlbに応じて動作す
るPMOSトランジスタP11のソースが電源電圧VDD
に接続され、PMOSトランジスタP11のドレインと
ノードbiasとの間に抵抗R11が接続される。
との間に、制御信号ctrlbに応じて動作するPMO
SトランジスタP12が接続され、出力端子afvdd
と接地との間に、ゲートが前記ノードbiasに接続さ
れたNMOSトランジスタN11が接続される。
は、図5に示すように、トリプル構造のウェルを有する
基板10に形成されるが、Pウェル12のピックアップ
領域15は前記ノードbiasに接続され、Nウェル1
1のピックアップ領域16は電源電圧VDDに接続され、
前記基板10のピックアップ領域17はソース13と共
に接地に接続される。
で前記ノードbiasと接地との間に、制御信号ctr
lbに応じて動作するNMOSトランジスタN12を連
結した回路、図4(a)は図3(b)の回路でNMOS
トランジスタN12のゲートに、反転された制御信号c
trlbを供給するためのインバータI11をさらに連
結した回路、図4(b)は図3(a)のような基本回路
でノードbiasの初期化のためにノードと接地との間
に抵抗R12を連結した回路である。
動作は次のように行われる。待機状態において、前記制
御信号ctrlbはハイ状態に維持され、前記PMOS
トランジスタP11及びPMOSトランジスタP12は
ターンオフし、ノードbiasがフローティング(float
ing)されるにつれて、NMOSトランジスタN11のゲ
ートとPウェル12がフローティング状態に維持され、
不要な電力消耗が発生しなくなる。
するとともに電源電圧VDDが1.7V以下の区間で、前
記PMOSトランジスタP11、PMOSトランジスタ
P12、NMOSトランジスタN12がターンオンす
る。
電位は、前記NMOSトランジスタN11のゲート及び
Pウェルのピックアップ領域15に印加されるが、ノー
ドの電位が上昇しながら前記NMOSトランジスタN1
1のチャネル幅が増加すると同時に、Pウェルのピック
アップ領域15とソース13間のPN接合が順方向バイ
アス状態になることにより、DTMOS(Dynamic Thres
hold MOSfet)動作が誘導されて前記NMOSトランジス
タN11のしきい値電圧Vthが低くなる。
1がターンオンした状態であるが、前記NMOSトラン
ジスタN11の電荷駆動能力が一層強くなって、図8の
ように従来の比較電圧hfvddより低い比較電圧af
vddが出力される。
では、抵抗R11を介して流れる電流が順方向バイアス
状態のPウェルのピックアップ領域15とソース13間
のPN接合によって十分に流れるため、ノードbias
の電位が電源電圧VDDに応じて線形的に増加せず、一定
の飽和状態に達する。
NMOSトランジスタN11のゲート電圧の増加または
DTMOS動作による効果はそれ以上向上しないため、
前記NMOSトランジスタN11の電荷駆動能力は変動
しない一方、PMOSトランジスタP12の電荷駆動能
力は電源電圧VDDの増加によって大幅増加するので、出
力される比較電圧afvddは図8に示すように急速に
上昇する。
て流れる電流、波形BはNMOSトランジスタN12を
介して流れる電流、波形CはPMOSトランジスタP1
2を介して流れる電流、波形DはNMOSトランジスタ
N11のソース13を介して接地へ流れる電流、波形E
はNMOSトランジスタN11のPウェル12とソース
13間のPN接合によって流れる電流をそれぞれ示す。
比較電圧発生部を説明するための回路図である。
較電圧発生部の基本回路を示す。制御信号ctrlbに
応じて動作するPMOSトランジスタP21のソースが
電源電圧VDDに接続され、PMOSトランジスタP21
のノードbiasと接地との間に抵抗R21が接続さ
れ、ノードbiasと接地との間にダイオードD21が
接続される。
との間に、制御信号ctrlbに応じて動作するPMO
SトランジスタP22が接続され、出力端子afvdd
と接地端子との間に、ゲートが前記ノードbiasに接
続されたNMOSトランジスタN21が接続される。
で前記ノードbiasと接地との間に、制御信号ctr
lbに応じて動作するNMOSトランジスタN22を連
結した回路、図7(a)は図6(b)の回路でNMOS
トランジスタN22のゲートに、反転された制御信号c
trlbを供給するためのインバータI21をさらに連
結した回路、図7(b)は図6(a)のような基本回路
でノードbiasの初期化のためにノードbiasと接
地との間に抵抗R22を連結した回路である。
動作は次のように行われる。待機状態において、前記制
御信号ctrlbはハイ状態に維持され、前記PMOS
トランジスタP21及びPMOSトランジスタP22は
ターンオンし、ノードbiasがフローティングされる
につれて、NMOSトランジスタN21のゲートがフロ
ーティング状態に維持され、不要な電力消耗が発生しな
くなる。
するとともに電源電圧VDDが1.7V以下の区間で、前
記PMOSトランジスタP21、PMOSトランジスタ
P22、NMOSトランジスタN22がターンオンす
る。
iasの電位は、前記NMOSトランジスタN21のゲ
ート及びダイオードD21に印加されるが、ノードbi
asの電位が上昇しながら前記NMOSトランジスタN
21のチャネル幅が増加すると同時にダイオードD21
が順方向バイアス状態になることにより、DTMOS動
作が誘導されて前記NMOSトランジスタN21のしき
い値電圧Vthが低くなる。
1がターンオンした状態であるが、前記NMOSトラン
ジスタN21の電荷駆動能力が一層強くなって、図8の
ように従来の比較電圧hfvddより低い比較電圧af
vddが出力される。
では、抵抗R21を介して流れる電流が順方向バイアス
状態のダイオードD21を介して十分に流れるため、ノ
ードbiasの電位が電源電圧VDDに応じて線形的に増
加せず、一定の飽和状態に達する。
NMOSトランジスタN21のゲート電圧の増加または
DTMOS動作による効果はそれ以上向上しないため、
前記NMOSトランジスタN21の電荷駆動能力は変動
しない一方、PMOSトランジスタP22の電荷駆動能
力は電源電圧VDDの増加によって大幅増加するので、出
力される比較電圧afvddは図8に示すように急速に
上昇する。
圧afvddの変化が大きくなるようにするため、図5
に示すトリプル構造のウェルを有する基板10に形成さ
れたNMOSトランジスタN11を使用する。
ランジスタP12のチャネルが弱く形成され、電荷駆動
能力が弱くなる。一方、抵抗R11によって分配された
電圧がNMOSトランジスタN11のゲートへ供給され
るにつれて、Pウェル15とソース13間のPN接合が
順方向バイアス状態になり、これによりDTMOS動作
が誘導されてNMOSトランジスタN11のしきい値電
圧Vthが低くなる。即ち、NMOSトランジスタN1
1の電荷駆動能力がPMOSトランジスタP12より強
くなって、低い比較電圧afvddが出力される。
ドbiasの電位が飽和状態になるので、NMOSトラ
ンジスタN11の電荷駆動能力は制限される反面、PM
OSトランジスタP12の電荷駆動能力は増加し、出力
される比較電圧afvddが引き続き上昇する。
ウェル15とソース13間のPN接合が順方向バイアス
状態になることにより、NMOSトランジスタN11の
電荷駆動能力が向上し、接地を介した放電が活発に行わ
れるため、ノードbiasの電位が飽和状態になる。
DDの変化による比較電圧afvddの変化が大きくなる
ように電源電圧レベル検出器の比較電圧発生部を構成す
ることにより、基準電圧Vrefと比較電圧afvdd
との差を感知する比較部のセンシングマージンが向上
し、ノイズによる誤動作が防止されて安定的な動作が実
現する。
である。
回路図である。
回路図である。
するトランジスタを説明するための素子の断面図であ
る。
明するための回路図である。
明するための回路図である。
直流電圧波形図である。
電流波形図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 制御信号に応じて一定レベルの基準電圧
を発生する基準電圧発生部と、 前記制御信号に応じて外部から供給される電源電圧より
変化率の大きい比較電圧を発生する比較電圧発生部と、 前記制御信号に応じて前記基準電圧と比較電圧とを比較
して所定の信号を出力する比較部とからなり、 前記比較電圧発生部は、前記制御信号に応じて動作し、
ソースが電源電圧に接続された第1PMOSトランジス
タと、 前記第1PMOSトランジスタのドレインとノードとの
間に接続された抵抗と、 電源電圧と出力端子との間に接続され、前記制御信号に
応じて動作する第2PMOSトランジスタと、 前記出力端子と接地との間に接続され、ゲートが前記ノ
ードに接続されたNMOSトランジスタとからなること
を特徴とする電源電圧レベル検出器。 - 【請求項2】 前記NMOSトランジスタは、トリプル
構造のウェルを有する基板に形成され、Pウェルはノー
ドに接続され、Nウェルは電源電圧に接続され、基板は
接地に接続されるように構成されたことを特徴とする請
求項1記載の電源電圧レベル検出器。 - 【請求項3】 前記ノードと接地との間に接続され、前
記制御信号に応じて動作するNMOSトランジスタと、 前記NMOSトランジスタのゲートに、反転された前記
制御信号を供給するために接続されるインバータとをさ
らに含んでなることを特徴とする請求項1記載の電源電
圧レベル検出器。 - 【請求項4】 前記ノードの初期化のために前記ノード
と接地との間に接続された抵抗をさらに含んでなること
を特徴とする請求項1記載の電源電圧レベル検出器。 - 【請求項5】 制御信号に応じて一定レベルの基準電圧
を発生する基準電圧発生部と、 前記制御信号に応じて外部から供給される電源電圧より
変化率の大きい比較電圧を発生する比較電圧発生部と、 前記制御信号に応じて前記基準電圧と比較電圧とを比較
し、所定の信号を出力する比較部とからなり、 前記比較電圧発生部は、前記制御信号に応じて動作し、
ソースが電源電圧に接続された第1PMOSトランジス
タと、 前記第1PMOSトランジスタのドレインとノードとの
間に接続された抵抗と、 前記ノードと接地との間に接続されたダイオードと、 電源電圧と出力端子との間に接続され、前記制御信号に
応じて動作する第2PMOSトランジスタと、 前記出力端子と接地との間に接続され、ゲートが前記ノ
ードに接続されたNMOSトランジスタとから構成され
ることを特徴とする電源電圧レベル検出器。 - 【請求項6】 前記ノードと接地との間に接続され、前
記制御信号に応じて動作するNMOSトランジスタと、 前記NMOSトランジスタのゲートに、反転された前記
制御信号を供給するために接続されるインバータとをさ
らに含んでなることを特徴とする請求項5記載の電源電
圧レベル検出器。 - 【請求項7】 前記ノードの初期化のために前記ノード
と接地との間に接続された抵抗をさらに含んでなること
を特徴とする請求項5記載の電源電圧レベル検出器。
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