JP2003110639A

JP2003110639A - マルチレート受信機

Info

Publication number: JP2003110639A
Application number: JP2001298620A
Authority: JP
Inventors: Toru Kayaya; 徹加冶屋
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-09-27
Filing date: 2001-09-27
Publication date: 2003-04-11

Abstract

(57)【要約】【課題】調整が難しいアナログ調整部が少なく、
１つの発振器で様々な再生搬送波周波数と様々なシンボ
ルレートの受信信号の復調を行うマルチレート受信機を
得る。【解決手段】位相制御器１８は、受信信号をダウン・
コンバートかつＡ／Ｄ変換して作成されるディジタル・
ベースバンド信号をサンプリングするときに、オフセッ
ト値A １９に基づいて所定の時刻を示すアドレス値を出
力する。また、補間フィルタ１６、１７は上記ディジタ
ル・ベースバンド信号の所定の時刻における大きさを算
出し、位相比較手段２３は、所定のサンプリング数毎に
前記アドレス値とナイキスト点の位相誤差を検出する。
位相制御器１８は前記位相誤差が０になるように前記ア
ドレス値を制御する。またClock Divider２５は位相制
御器１８の出力に基づいて歯抜けのクロックを出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチレート受信
機に関するものであり、特にディジタル通信等に用いら
れる位相変調方式の復調装置に使用する復調方法並びに
クロック再生装置およびクロック再生方法に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】クロック再生方式として、知られている
ものに、例えば特開2001-007877号公報に提示されてい
るような図１２に示す方式がある。同回路では、受信信
号が分配器(DIV)101に入力され、分配された信号の一方
は、アナログ乗算器102とアナログローパスフィルタ(A_
LPF)106を経てアナログ・ベースバンド信号となり、さ
らに、アナログ／ディジタルコンバータ(以下、A/Dと呼
ぶこともある)108による変換を受けてディジタル・ベー
スバンド信号Iとなる。

【０００３】一方、分配器(DIV)101で分配された他方の
信号は、乗算器103とアナログローパスフィルタ(A_LPF)
107を経てアナログ・ベースバンド信号となる。そして
その信号が、アナログ／ディジタルコンバータ(A/D)109
によって、ディジタル・ベースバンド信号Ｑに変換され
る。

【０００４】上記の乗算器102には、再生搬送波発信器1
05からの再生搬送波が入力され、アナログ乗算器103に
は、９０°移相器104からの出力が入力される。また、
ディジタル・ベースバンド信号I及びディジタル・ベー
スバンド信号Ｑは、位相比較器23に入力され、位相比較
器23からの出力は、ループフィルタ24によって帯域制限
される。そして、このループフィルタ24の出力が、電圧
制御発信器110に入力される。

【０００５】電圧制御発振器110の出力クロックは、A/D
108,109のクロックとなり、上記電圧制御発振器110,A/D
108,109,位相比較器23及びループフィルタ24でPLL(位相
同期ループ)を構成し、受信信号のシンボルクロックを
再生している。これらのA/Dは、このシンボルクロック
の２倍の周波数で変換を行う。

【０００６】電圧制御発振器110の出力クロックもシン
ボルクロックの２倍の周波数であるが、これは、アイ・
パターンの開いた点同士の、ちょうど中間点で位相比較
信号の生成を行うためである。なお、電圧制御発振器11
0の出力からシンボルクロックを取り出すには、不図示
の１／２分周器等で行う。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の回路では、アナログの受信信号が、アナログ／ディ
ジタル変換されるまで、乗算器、LPF、電圧制御発振器
等アナログ機器が多く調整が難しい、また、A/Dに用い
るクロックは、電圧制御発振器で作成するため、様々な
シンボルレートに対して、１つの電圧制御発振器で対応
することが難しい。さらには、再生搬送波の周波数を変
更することが難しいという問題がある。

【０００８】本発明は、上述の課題に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、調整が難しいアナログ
調整部が少なく、１つの発振器で様々な再生搬送波周波
数及び様々なシンボルレートの受信信号の復調を行うマ
ルチレート受信機を得ることである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明は、受信信号を
ダウン・コンバートかつアナログからディジタルに変換
してディジタルのベースバンド信号を作成する手段と、
このディジタル・ベースバンド信号を所定の時間間隔で
サンプリングするためのサンプリングクロックを生成す
るクロック発生手段と、前記サンプリングクロックでデ
ィジタル・ベースバンド信号をサンプリングするとき
に、第１のオフセット値に基づいて前記サンプリングク
ロックとは異なる所定の時刻を示すアドレス値を出力す
る位相制御器と、所定のサンプリング数毎に前記アドレ
ス値とナイキスト点の位相誤差を検出する位相比較手段
とを備え、前記位相制御器は前記位相誤差が０になるよ
うに前記アドレス値を制御するようにしたものである。

【００１０】また、この発明は、前記位相制御器が示す
時刻の間隔がナイキスト間隔の１／（２ｎ）（ｎは整
数）倍の時間間隔となるようにしたものである。

【００１１】また、この発明は、位相制御器は、サンプ
リング毎に第１のオフセット値を加算し、前記加算値が
所定の上限値を超えたときに、前記第１のオフセット値
の加算を停止するとともに、前記加算値から上限値を減
算し、さらに歯抜け指示信号を出力し、クロック発生手
段は、前記歯抜け指示信号によりサンプリングクロック
に対して歯抜け処理を行い所定の周波数をもつ再生クロ
ックを生成するようにしたものである。

【００１２】また、この発明は、前記所定の周波数がシ
ンボルレートの２ｎ倍（ｎは整数）となるようにしたも
のである。

【００１３】また、この発明は、所定の周波数を有する
第１の再生搬送波と、この第１の再生搬送波に直交する
第２の再生搬送波を生成する搬送波生成手段と、受信信
号と第１の再生搬送波とに基づいて第１のアナログ・ベ
ースバンド信号を生成する第１の乗算手段と、前記受信
信号と第２の再生搬送波とに基づいて第２のアナログ・
ベースバンド信号を生成する第２の乗算手段と、前記第
１のアナログ・ベースバンド信号から第１のディジタル
・ベースバンド信号を生成する第１のアナログ／ディジ
タル変換手段と、前記第２のアナログ・ベースバンド信
号から第２のディジタル・ベースバンド信号を生成する
第２のアナログ／ディジタル変換手段と、前記第１のデ
ィジタル・ベースバンド信号から所定の時刻における前
記第１のアナログ・ベースバンド信号の大きさを算出
し、第３のディジタル・ベースバンド信号として出力す
る第１の補間フィルタ手段と、前記第２のディジタル・
ベースバンド信号から所定の時刻における前記第２のア
ナログ・ベースバンド信号の大きさを算出し、第４のデ
ィジタル・ベースバンド信号として出力する第２の補間
フィルタ手段と、前記所定の時刻を算出する位相制御手
段と、所定のサンプリング数における前記第３のディジ
タル・ベースバンド信号のデータと前記第４のディジタ
ル・ベースバンド信号のデータに基づいて前記ベースバ
ンド信号のナイキスト点からの位相誤差信号を生成する
位相誤差生成手段とを備え、前記位相誤差信号により、
前記位相制御手段において前記所定の時刻を補正し、ナ
イキスト点におけるディジタル・ベースバンド信号を出
力するっようにしたものである。

【００１４】また、この発明は、受信信号をサンプリン
グクロックにてアナログからディジタルに変換し、受信
ディジタル信号を作成するアナログ／ディジタル変換手
段と、所定の周波数を有する第１の再生ディジタル搬送
波及びこの第１の再生ディジタル搬送波に直交する第２
の再生ディジタル搬送波を生成するディジタル搬送波生
成手段と、前記受信ディジタル信号に対し第１の再生デ
ィジタル搬送波を乗算して第１のディジタル・ベースバ
ンド信号を生成する第１の乗算手段と、前記受信ディジ
タル信号に第２の再生ディジタル搬送波を乗算して第２
のディジタル・ベースバンド信号を生成する第２の乗算
手段と、前記第１のディジタル・ベースバンド信号がア
ナログ・ベースバンド信号であった場合に、所定の時刻
において予想される信号の大きさを前記第１のディジタ
ル・ベースバンド信号から算出し、第３のディジタル・
ベースバンド信号として出力する第１の補間フィルタ手
段と、前記第２のディジタル・ベースバンド信号がアナ
ログ・ベースバンド信号であった場合に、所定の時刻に
おいて予想される信号の大きさを前記第２のディジタル
・ベースバンド信号から算出し、第４のディジタル・ベ
ースバンド信号として出力する第２の補間フィルタ手段
と、前記所定の時刻を算出する位相制御手段と、前記第
３のディジタル・ベースバンド信号の位相と前記第４の
ディジタル・ベースバンド信号の位相とから前記ベース
バンド信号の位相誤差信号を生成する位相誤差生成手段
とを備え、前記位相誤差信号により、前記位相制御手段
において前記所定の時刻を補正し、ナイキスト点におけ
る信号を出力するようにしたものである。

【００１５】また、この発明は、前記ディジタル搬送波
生成手段が、第２のオフセット値により、再生ディジタ
ル搬送波周波数を変更するようにしたものである。

【００１６】また、この発明は、前記周波数誤差信号の
帯域を制限するループフィルタを備えるものである。

【００１７】また、この発明は、前記ディジタル搬送波
生成手段は、サンプリングクロックが再生ディジタル搬
送波の周波数の４倍のとき、ディジタル受信信号の符号
を反転する符号反転手段と、ディジタル受信信号、アー
スおよび前記符号反転手段の出力のいずれかを選択する
スイッチとを備えたものである。

【００１８】また、この発明は、受信信号をアナログ／
ディジタル変換する際に、再生ディジタル搬送波の周波
数の４倍のサンプリングクロックでサンプリングし、デ
ィジタル受信信号およびディジタル受信信号の符号反転
出力のいずれかを選択するスイッチで構成したディジタ
ル搬送波生成手段をサンプリングクロックの半分のクロ
ックでスイッチングを行い、前記スイッチの出力を再生
ディジタル搬送波の周波数の４倍のサンプリングクロッ
クで振り分けて第１のディジタル・ベースバンド信号と
第２のディジタル・ベースバンド信号を出力する振り分
け手段を備え、補間フィルタを再生ディジタル搬送波周
波数の２倍の周波数をもつサンプリングクロックで動作
するようにしたものである。

【００１９】また、この発明は、位相制御手段が第１の
オフセット値に応じてシンボルレートを変更するもので
ある。

【００２０】また、この発明は、ディジタル搬送波生成
手段が、ナイキスト点を含むディジタル・ベースバンド
信号から、設定した搬送波周波数と、実際の搬送波周波
数との誤差を算出する周波数誤差検出手段と、前記周波
数の誤差に基づいて、周波数を指示するＡＦＣ手段とを
備え、前記指示された周波数に基づいて搬送波周波数を
補正するようにしたものである。

【００２１】また、この発明は、ディジタル・ベースバ
ンド信号を作成するためのローパスフィルタを備え、こ
のローパスフィルタは、前記所定の周波数をもつ再生ク
ロックからシンボルレートの周波数を持つ再生クロック
を作成するための分周比に応じて特性が変わるようにし
たものである。

【００２２】また、この発明は、前記位相誤差信号の帯
域を制限するループフィルタを備えるものである。

【００２３】また、この発明は、位相比較器が、位相が
ナイキスト点よりも前方、後方のいずれにどの程度ずれ
ているかを示す歪み量信号を出力するようにしたもので
ある。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施の形態について説明する。説明の前に、今後使用す
る用語について定義しておく。「クロックの歯抜け」と
は、クロックの一部を非周期的に除去することであると
定義する。また、「データの歯抜け」とはデータの一部
を非周期的に除去した後、ぬけた部分を直前のデータで
埋めることであると定義する。また、「クロックを間引
く」とはクロックの一部を周期的に除去することである
と定義する。また、「データを間引く」とはデータの一
部を周期的に除去した後、除去した部分を直前のデータ
で埋めることであると定義する。

【００２５】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１に係るマルチレート受信機の構成を示すブロック
図である。同図において、１０はサンプリングクロック
を発生する電圧制御発振器、１６，１７はサンプリング
毎に指定された時刻のディジタル・ベースバンド信号を
出力する補間フィルタ，１８はオフセット値と位相差信
号に基づき推定時刻を示すアドレス値およびLock信号を
出力する位相制御器，２０，２１は送信側のフィルタと
共に動作することで、ベースバンド信号I,Qの符号間干
渉を防ぐと共に帯域外の雑音を取り除くディジタル・ロ
ーパスフィルタ（D_LPF），２３は推定時刻を示すアド
レス値とナイキスト点の位相誤差を示す信号を出力する
位相比較器，２４は帯域制限を行うループフィルタ，２
５はサンプリングクロックを分周し、Lock信号に基づい
て分周されたクロックの歯抜けを行うClock Dividerで
ある。１００は受信信号を入力するIN端子，１０２，１
０３は受信信号と再生搬送波を乗算する乗算器，１０４
は９０°移相器、１０５は再生搬送波発振器，１０８，
１０９はアナログ／ディジタル変換器（A/D）である。

【００２６】次に、図１を参照して動作を説明する。受
信信号はIN端子100から分配器(DIV)101に入力され、分
配された信号の一方は、アナログ乗算器102を経てアナ
ログ・ベースバンド信号I_Ａとなり、さらに、アナログ
／ディジタルコンバータ(A/D)108による変換を受けて、
ディジタル・ベースバンド信号I_１となる。

【００２７】一方、分配器(DIV)101で分配された他方の
信号は、アナログ乗算器103を経てアナログ・ベースバ
ンド信号Q_Ａとなり、さらに、アナログ／ディジタルコ
ンバータ(A/D) 109による変換を受けて、ディジタル・
ベースバンド信号Ｑ_１となる。

【００２８】上記アナログ乗算器102には、再生搬送波
発振器105からの再生搬送波が入力され、アナログ乗算
器103には90°移相器 104からの出力が入力される。

【００２９】補間フィルタ16にて、前後数シンボル区間
のディジタル・ベースバンド信号I _１を用いて逆フーリ
エ変換によりディジタル・ベースバンド信号を再生し、
この再生したディジタル・ベースバンド信号から、位相
制御器18によって指定された時刻におけるディジタル・
ベースバンド信号を抽出し、ディジタル・ベースバンド
信号I_２として出力する。

【００３０】位相制御器18 が指定する時刻の間隔は、
再生するシンボル間隔の1/(2n)倍であり、サンプリング
クロックの間隔と同じかもしくはそれより長い。長い場
合は、補間フィルタ16は、サンプリングクロックで動作
するため、位相制御器 18が指定する時刻に、偶に無効
な時刻が挿入され、ディジタル・ベースバンド信号I _２
に不必要な信号が挿入される。

【００３１】以下、この動作について詳細に説明する。
位相制御器18 から補間フィルタ 16及び補間フィルタ 1
7 に送られる推定すべき時刻を示す信号をアドレス値と
呼ぶことにする。アドレス値が0であった場合、基準と
なるディジタル・ベースバンド信号の時刻をａとし、そ
の後のサンプリングクロックの時刻をｂとすると、補間
フィルタ16 及び補間フィルタ 17 で推定する時刻は、
図２に示す通り、時刻ａそのものとする。アドレス値が
0.25であった場合、補間フィルタ16 及び補間フィルタ
17 で推定する時刻は、時刻ａと時刻ｂとを1:3に内分す
る時刻とする。

【００３２】アドレス値が0.5であった場合、補間フィ
ルタ16 及び補間フィルタ 17 で推定する時刻は、時刻
ａと時刻ｂとを1:1に内分する時刻とする。アドレス値
が0.75であった場合、補間フィルタ16 及び補間フィル
タ 17 で推定する時刻は、時刻ａと時刻ｂとを3:1に内
分する時刻とする。まとめると、基準となるディジタル
・ベースバンド信号の時刻から、(アドレス値)サンプリ
ングクロック分進んだ時刻を補間フィルタ16 及び補間
フィルタ 17 で推定する時刻とする。なお、アドレス値
は0以上１未満のディジタル信号とする。なお、１サン
プリングクロック経過すると、補間フィルタ16 及び補
間フィルタ 17の内部のタップがシフトするため、基準
となるディジタル・ベースバンド信号の時刻は時刻ａか
ら時刻ｂへ変化する。

【００３３】アドレス値はオフセット値A 19をサンプリ
ングクロック毎に加算することにより出力される。但
し、アドレス値が1以上となった場合、アドレス値は小
数部分のみとし、以下、整数部分の値に対応するクロッ
ク数だけ加算を行わないようにする。例えば、整数部分
の値が２の場合、２回加算を行わないようにし、整数部
分が５の場合は５回加算を行わないようにする。また加
算を行った結果、アドレス値が１以上になったクロック
の時に、Clock Divider 25に対して歯抜け指示を示すLo
ck信号を送る。また、上記クロックにおいて作成された
アドレス値は有効な値ではないが、補間フィルタ 16 及
び補間フィルタ 17にその値が取り込まれるため、前述
の様にディジタル・ベースバンド信号I_２及びディジタ
ル・ベースバンド信号Q_２に無効な時刻の値が挿入され
ることになる。

【００３４】オフセット値A 19は０以上の値であり、サ
ンプリングクロックの周波数の周期を周期Ｌ、シンボル
レートの2n倍の周波数の周期を周期Ｍとすると、(オフ
セット値A 19)=(周期Ｌ周期Ｍ)/(周期Ｌ) で示され
る。このオフセット値A 19はシンボルレート毎に決定さ
れる。

【００３５】歯抜けの２ｎ倍クロック再生の様子を図３
に示す。この動作について図３を参照して説明する。な
お、オフセット値Aは1.25とする。 (1)まず、アドレス値が0.00とする。整数部分は０であ
るからアドレス値は有効である。また、Lock信号が無効
となり、サンプリングクロックは歯抜けされずに再生2n
倍クロックとして残る。また、補間フィルタが出力する
時刻は○印である。そこで、このアドレス値0.00にオフ
セット値1.25を加算すると結果は1.25となる。従って整
数部分は１であるから、以後の加算は１回お休みとな
る。 (2)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は無
効となる。また、加算がお休みだったためLock信号が有
効となり、サンプリングクロックは歯抜けされて再生2n
倍クロックとして出力される。また、補間フィルタが出
力する時刻は×印である。また、アドレス値は1.25の少
数部分である0.25となる。また、加算は行わないから0.
25のままである。規定どおり１回お休みしたので、次の
加算はおこなわれる。 (3)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は有
効となる。また、Lock信号が無効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされずに再生2n倍クロックとして残
る。また、補間フィルタが出力する時刻は○印である。
そこで、このアドレス値0.25にオフセット値1.25を加算
すると結果は1.50となる。従って整数部分は１であるか
ら、以後の加算は１回お休みとなる。 (4)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は無
効となる。また、Lock信号が有効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされて再生2n倍クロックとして出力さ
れる。また、補間フィルタが出力する時刻は×印であ
る。また、アドレス値は1.50の少数部分である0.50とな
る。また、加算は行わないから0.50のままである。規定
どおり１回お休みしたので、次の加算はおこなわれる。 (5)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は有
効となる。また、Lock信号が無効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされずに再生2n倍クロックとして残
る。また、補間フィルタが出力する時刻は○印である。
そこで、このアドレス値0.50にオフセット値1.25を加算
すると結果は1.75となる。従って整数部分は１であるか
ら、以後の加算は１回お休みとなる。 (6)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は無
効となる。また、Lock信号が有効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされて再生2n倍クロックとして出力さ
れる。また、補間フィルタが出力する時刻は×印であ
る。また、アドレス値は1.75の少数部分である0.75とな
る。また、加算は行わないから0.75のままである。規定
どおり１回お休みしたので、次の加算はおこなわれる。 (7)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は有
効となる。また、Lock信号が無効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされずに再生2n倍クロックとして残
る。また、補間フィルタが出力する時刻は○印である。
そこで、このアドレス値0.75にオフセット値1.25を加算
すると結果は2.00となる。従って整数部分は２であるか
ら、以後の加算は２回お休みとなる。 (8)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は無
効となる。また、Lock信号が有効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされる。また、補間フィルタが出力す
る時刻は×印である。また、アドレス値は2.00の少数部
分である0.00となる。また、加算は行わないから0.00の
ままである。 (9)２回お休みであるから次のサンプリングでも、アド
レス値は無効となる。また、Lock信号も有効となり、サ
ンプリングクロックは歯抜けされる。また、補間フィル
タが出力する時刻は×印である。また、アドレス値は0.
00であり、加算は行わないから0.00のままである。規定
どおり２回お休みをした後なので、次の加算はおこなわ
れる。 (10)すなわち、次のサンプリングでは、アドレス値は有
効となる。また、Lock信号が無効となり、サンプリング
クロックは歯抜けされずに再生2n倍クロックとして残
る。また、補間フィルタが出力する時刻は○印である。
そこで、このアドレス値0.00にオフセット値1.25を加算
すると結果は1.25となる。従って整数は１であるから、
以後の加算は１回お休みとなる。以下同様である。

【００３６】このように、補間フィルタの出力は、○印
のついた有効な値の間に、×印のついた無効な値が混じ
ることになる。

【００３７】Clock Divider 25については、位相制御器
18から出力されるLock信号を元に、Lock信号の区間だ
けサンプリングクロックから歯抜けを行い、2n倍再生ク
ロックを生成する。これを適当なサンプリングクロック
分遅延させ、無効な時刻のディジタル・ベースバンド信
号I_２及び、無効な時刻のディジタル・ベースバンド信
号Ｑ_２が、D_LPF 20及びD_LPF 21の直前に来た時の次の
サンプリングクロックで、D_LPF 20及びD_LPF 21を動作
させないようにすることにより、D_LPF 20及びD_LPF 21
に無効な時刻の信号が取り込まれないようにする。

【００３８】上記の結果、D_LPF 20には、シンボルレー
トの2n倍相当のクロックでA/Dされた場合に推定される
データのみが取り込まれ、D_LPF 20の出口では、シンボ
ルレートの2n倍でサンプリングされたディジタル・ベー
スバンド信号I_３が出力される。

【００３９】ディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１につい
ても、ディジタル・ベースバンド信号I_１と同様な処理
が行われ、補間フィルタ 17及びディジタル・ローパス
フィルタ(D_LPF) 21を経て、D_LPF 21の出口では、シン
ボルレートの2n倍でサンプリングされたディジタル・ベ
ースバンド信号Ｑ_３が出力される。

【００４０】位相比較器23 では、Clock Divider 25か
ら供給されるシンボルレートの２倍相当のクロックで動
作させることにより、シンボルレートの2n倍のサンプリ
ングレートで出力されたディジタル・ベースバンド信号
I_３及びディジタル・ベースバンド信号Ｑ_３の間引きを
行い、シンボルレートの２倍のサンプリングレートでサ
ンプリングした信号と等価なＩ，Ｑのディジタル・ベー
スバンド信号（図示せず）を生成し、これらの信号に基
づき、特開2001-007877号公報に示される位相比較器23
における位相比較方法や、本発明で使用している軟判定
ゼロクロス法等により位相を判定し、位相誤差信号を出
力する。

【００４１】なお、上記において、ディジタル・ベース
バンド信号I_３、ディジタル・ベースバンド信号Ｑ_３自
体は歯抜けとなったデータとなっており、これからシン
ボルレートの２倍のサンプリングレートでサンプリング
した信号と等価なディジタル・ベースバンド信号を生成
する際には、歯抜けになったデータ部分（この部分は定
義したようにその直前にあるデータで埋められている）
と、この歯抜けのデータの直前の同一データとを合わせ
て一つ分のデータとして扱い、これを等間隔で間引くよ
うにしている。

【００４２】次に、軟判定ゼロクロス法について図を参
照して概説する。基準となる時刻をＴ（ｎ）とし、ナイ
キスト間隔をΔＴ、時刻ｔにおけるディジタル・ベース
バンド信号値をｆ（ｔ）とすると、軟判定ゼロクロス判
定値Ｚ（Ｔ（ｎ））は、Ｚ(Ｔ(ｎ)＝{ｆ(Ｔ(ｎ))−ｆ(Ｔ(ｎ)−ΔＴ)}×ｆ(Ｔ
(ｎ)−ΔＴ/2) と表される。次に、ＱＰＳＫ時のゼロクロス法の一例を
示す。このとき各チャネルはＢＰＳＫとなる。ゼロクロ
ス法は、符号が変化する時にナイキスト点の中間点はゼ
ロであり、符号が変化しなかった場合、１シンボル区間
の差が０となることを利用したものである。図４に示す
ように、サンプリング点がナイキスト点よりも早かった
場合には出力は負となり、遅かった場合には正となる。

【００４３】上記位相比較方法では、ナイキスト点から
前方にずれているか後方にずれているかの情報しか得る
ことができないが、軟判定ゼロクロス法ではこの情報に
加えて前方または後方にどの程度ずれているかを示す大
凡の歪み量も得ることができる。従って、より精度が向
上する。

【００４４】なお、位相比較器２３の入力がシンボルレ
ートの２倍であるため、出力もシンボルレートの２倍と
なる。従って、ゼロクロス判定に用いるのが不適当な値
となる場合がある。即ち、軟判定ゼロクロス法で対象と
しているものは、”ナイキスト点と前回のナイキスト点
と中間のゼロクロス点”の３点である。ところがこの３
点に引き続く３点は”ゼロクロス点と前回のゼロクロス
点と中間のナイキスト点”となる。この３点はゼロクロ
ス判定の対象でなく明らかに不適当な値である。このた
め、出力値をシンボルレートに間引く必要がある。これ
をフィルタ２４でおこなっており、ループフィルタ２４
はシンボルレートで動作する。このように、位相誤差信
号の帯域を制限するループフィルタを備えることによ
り、シンボルレートの設計値と実際のシンボルレートに
大きな差があっても安定して受信することができる。

【００４５】位相制御器 18では、位相誤差信号に基づ
き、補間フィルタ 16 及び補間フィルタ 17で推定する
時刻を前後に補正する。これにより、ナイキスト点にお
けるディジタル・ベースバンド信号I及びディジタル・
ベースバンド信号Ｑを取り出すことが可能になる。

【００４６】また、Clock Divider 25は、シンボルレー
トの2n倍の再生クロックを生成し、さらにこの再生クロ
ックを分周することにより、位相比較器 23で使用する
シンボルレートの２倍の再生クロック、及び、シンボル
レートと同じ再生クロックを生成する。再生クロック自
体は歯抜けクロックのため、ジッタ成分を持つが、ディ
ジタル・ベースバンド信号I_３及びディジタル・ベース
バンド信号Ｑ_３も同様に歯抜け（この場合、定義したよ
うに歯抜けされたデータ部分は直前のデータで埋められ
ている）されており、上記歯抜けされた再生クロックと
同期するため、図示しない後段の復調部において問題な
く処理できる。

【００４７】以上のように、この実施の形態によれば、
所定の周波数のクロックでディジタル・ベースバンド信
号をサンプリングするときに、所定のオフセット値に基
づいて上記クロックとは異なる時刻を示すアドレス値を
位相制御器によって出力し、所定のサンプリング数毎に
前記アドレス値とナイキスト点の位相誤差を位相比較手
段によって検出し、前記位相制御器は前記位相誤差が０
になるように前記アドレス値を制御するので上記オフセ
ット値をシンボルレート単位で切り替えることにより広
範囲のシンボルレートの受信信号を復調できる。

【００４８】また、位相制御手段１８に外部よりオフセ
ット値１９を入力することにより、適応するシンボルレ
ートを変更するので、様々なシンボルレートに対応する
ことができる。

【００４９】また、位相制御手段及びディジタル・ベー
スバンド信号I及びディジタル・ベースバンド信号Qを作
成する際に使用するローパスフィルタにおいて、外部か
ら分周比を与えて、周波数特性を変更させることによ
り、低シンボルレートにおける帯域外の雑音を抑えるこ
とができる。

【００５０】実施の形態２．実施の形態１では、アナロ
グ受信信号をアナログ乗算器で再生搬送波と乗算した
が、この場合、わずかながら位相歪みや振幅歪みが発生
し、これを補正するためにアナログ調整が必要になる。
この問題を解消するために、この実施の形態２では、ア
ナログ乗算ではなく、ディジタル乗算を行うようにし
た。

【００５１】図５は、この発明の実施の形態２に係るマ
ルチレート受信機の構成を示すブロック図である。同図
において、図１と同符号は同一または相当部分を示す。
１１はアナログの受信信号をディジタル信号に変換する
アナログ／ディジタルコンバータ(A/D)、１２はディジ
タル搬送波の同相成分と直交成分を再生し、これらの信
号を乗算器１４，１５に送るＩＦ-ＢＢ制御器である。

【００５２】次に、動作を説明する。実施の形態１と異
なる部分について説明する。受信信号をサンプリングク
ロック10でアナログディジタルコンバータ(A/D)１１に
よりアナログからディジタルに変換した後、ＩＦ-ＢＢ
制御器１２にて所定の周波数の再生ディジタル搬送波１
及びそれに直交する再生ディジタル搬送波2を生成し、
上記ディジタル受信信号に対してディジタル乗算器14及
びディジタル乗算器15で乗じ、ディジタル・ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑを生成する。なお、所定の周波数は、オフ
セット値B 13により与えられる。

【００５３】この実施の形態によれば、ディジタル信号
を対象にするため、実施の形態１と異なり、わずかの位
相歪みや振幅の歪みがなくなるため、煩雑なアナログ調
整作業が不要となる。

【００５４】また、ディジタル搬送波生成手段は、外部
からのオフセット値Ｂ１３に応じて、適応する再生デ
ィジタル搬送波周波数を変更するので、様々な搬送波を
もつ受信信号を復調することができる。実施の形態３．

【００５５】図６はこの発明の実施の形態３に係るマル
チレート受信機のＩＦ-ＢＢ制御器の構成を示すブロッ
ク図である。図において、２９は符号反転器である。次
に動作を説明する。Ａ／Ｄに用いられるクロックの周波
数が再生搬送波の周波数の４倍である場合、ＩＦ-ＢＢ
制御器を図６に示すようにスイッチと符号反転器２９及
びアースを接続した回路で構成することができる。この
場合、当該ＩＦ-ＢＢ制御器において、A/Dから出力され
たディジタルの受信信号に対して１、０、−１のいずれ
かを乗算した値と等価なディジタル・ベースバンド信号
Ｉを生成し、同様にA/Dから出力されたディジタルの受
信信号に対して１、０、−１のいずれかを乗算した値と
等価なディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する。例
えば、ＩＦ-ＢＢ制御器１２において、A/D１１から出力
されたベースバンド信号Ｉ_１のオーバサンプリングデー
タをＡ_１、Ａ_２、Ａ_３、Ａ_４とすると、上記構成により
Ａ_１、０、−Ａ_３、０の順に出力する。同時に、A/D１
１から出力されたディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１の
オーバサンプリングデータＡ_１、Ａ_２、Ａ_３、Ａ_４に対
して上記構成により、０、Ａ_２、０、−Ａ_４の順に出力
する。

【００５６】このように、この実施の形態３によれば、
複雑な乗算器などは不要であるため、ＩＦ-ＢＢ制御器
を非常に簡単な構成にすることができる。

【００５７】実施の形態４．上記実施の形態３では、補
間フィルタに用いられるクロックが再生搬送波の２ｎ倍
で、具体例として４倍で行う場合について説明したが、
この実施の形態４では、補間フィルタに用いられるクロ
ックが再生搬送波の２倍で行う場合について説明する。
図７はこの発明の実施の形態４に係るマルチレート受信
機の構成を示すブロック図である。同図において、図１
と同符号は同一または相当部分を示す。２９はディジタ
ル受信信号の符号を反転する符号反転器，３０はディジ
タル受信信号または符号反転器の出力を振り分けてベー
スバンド信号Ｉ，Ｑを出力する振り分け器，３１はサン
プリングクロックの周波数の１／２の周波数のクロック
を生成する１／２分周器である。

【００５８】次に、動作を図７を参照して説明する。実
施の形態３では、図６に示すように、ＩＦ-ＢＢ制御器
において、A/Dから出力されたベースバンド信号Ｉ_１を
Ａ_１、Ａ_２、Ａ_３、Ａ_４とすると、スイッチにより、Ａ
_１、０、−Ａ_３、０の順に出力したが、図７において
は、スイッチ及び振り分け器３０の動作により、上記の
内の０の部分を除去し、除去した部分を直前のクロック
におけるデータで埋めて間引いた形にする。従って、デ
ィジタル・ベースバンド信号Ｉ_１をＡ_１、Ａ_１、−
Ａ_３、−Ａ_３の順に出力する。また、実施の形態３で
は、図６に示すように、ＩＦ-ＢＢ制御器において、A/D
から出力されたディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１をＡ
_１、Ａ_２、Ａ_３、Ａ_４とすると、スイッチにより、０、
Ａ_２、０、−Ａ_４の順に出力したが、図７においては、
スイッチ及び振り分け器３０の動作により、上記の内の
０の部分を除去し、除去した部分を直後のクロックにお
けるデータで埋めて間引いた形にする。従って、ベース
バンド信号Ｑ_１をＡ_２、Ａ_２、−Ａ_４、−Ａ_４の順に出
力する。

【００５９】但し、図８に示すようにディジタル・ベー
スバンド信号Ｉ_１はディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１
に比べ１サンプリングクロック分遅れた形で出力され
る。そのため、図９のように補間フィルタ１６，１７に
おいて、ディジタル・ベースバンド信号Ｉ_１の基準時刻
とディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１の基準時刻が１サ
ンプリングクロック分ずれるため、ディジタル・ベース
バンド信号Ｑ_１の補間フィルタ１７の特性を、ディジタ
ル・ベースバンド信号Ｉ_１の補間フィルタ１６の特性よ
り１サンプリング分時刻が早いものを用意すればよい。
例えば、図９のようにアドレスが0の場合、ディジタル
・ベースバンド信号Ｉ_１は、基準時刻の値を推定してい
るのに対し、ディジタル・ベースバンド信号Ｑ_１は、基
準時刻より１サンプリング分早い時刻の値を推定してい
る。

【００６０】このとき、オフセット値A 19は０以上の値
であり、サンプリングクロックの周波数の周期を周期
Ｌ、シンボルレートの2n倍の周波数の周期を周期Ｍとす
ると、補間フィルタの直前においては、サンプリングの
周期が(２×周期Ｌ)となるため、(オフセット値A 19)=
(２×周期Ｌ周期Ｍ)/(周期Ｌ) で示される。サンプリ
ングクロックの周期およびシンボルレートが図３のそれ
と同じ場合、のタイミングチャートを図１０に示す。こ
の場合、動作は、図３で示したものと同じなので説明を
省略する。図３においては、サンプリングクロックが9
クロックにつき5つの割合で歯抜けが生じて再生2n倍ク
ロックが作成されている。一方、図１０では、サンプリ
ングクロックが18クロックにつき10の割合で歯抜けが生
じて再生2n倍クロックが作成されており、クロックの波
形は異なれども全く同じ周波数のクロックが生成され
る。

【００６１】このように搬送波の２倍でサンプリングす
る場合には、搬送波の４倍でサンプリングするときに比
べて、補間フィルタのタップ数が半分で済むので、経済
的であり、省スペース化を図ることができる。また、補
間フィルタの計算量も半分で済むので、その分省電力化
が図れる。

【００６２】実施の形態５．送信機の搬送波の周波数と
受信機の再生搬送波の周波数が異なる場合、双方の周波
数誤差によってディジタル・ベースバンド信号Ｉ，Ｑの
位相が変動する。この実施の形態５は、このような周波
数誤差に基づいて発生するディジタル・ベースバンド信
号Ｉ，Ｑの位相変動の問題を解決するものである。

【００６３】図１１は、この発明の実施の形態５に係る
マルチレート受信機の構成を示すブロック図である。同
図において、図１と同符号は同一または相当部分を示
す。２６は周波数誤差検出器、２７はループフィルタ、
２８は所定の周波数を指示するＡＦＣである。

【００６４】次に、動作を説明する。受信信号をサンプ
リングクロック10でアナログ／ディジタル(A/D)変換器1
1によりディジタル受信信号に変換した後、IF-BB 制御
器12にて後段のAFC 28から指示された所定の周波数の再
生搬送波１及びそれに直交する再生搬送波2を生成し、
上記ディジタル受信信号に対してディジタル乗算器14及
びディジタル乗算器15で乗じ、ディジタル・ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑを生成する。なお、AFC 28から指示される
所定の周波数は、オフセット値B 13により与えられる。
補間フィルタ16及び補間フィルタ17は、位相制御器18に
よって指示された時刻でのベースバンド信号I,Qを推定
する。

【００６５】位相制御器18は、補間フィルタ16及び補間
フィルタ17に対し、外部から入力されるオフセット値A
19により、シンボル間隔の1/(2n)で定められる時刻での
入力信号の値を推定するよう指示するため、補間フィル
タ16及び補間フィルタ17の出力はシンボル周波数の2n倍
でサンプリングされたベースバンド信号I,Qとなり、こ
れらをディジタル・ローパスフィルタ(D_LPF) 20及びデ
ィジタル・ローパスフィルタ(D_LPF) 21に入力する。D_
LPF 20及びD_LPF 21はベースバンド信号I,Qの符号間干
渉を防ぐと共に信号帯域外の雑音を取り除く。補間フィ
ルタから出力されるデータは、シンボル間隔の1/(2n)で
定められる時刻での入力信号の値であり、ｎの値により
異なる。そのため、ｎの値に応じて、外部から入力され
る分周比22を与えることによりタップ内の係数値を変
え、フィルタの特性を変えることができる。

【００６６】すなわち、位相制御手段及びディジタル・
ベースバンド信号I及びディジタル・ベースバンド信号Q
を作成する際に使用するローパスフィルタにおいて、外
部から分周比を与えて、周波数特性を変更させることに
より、低シンボルレートにおける信号帯域外の雑音を抑
えることができる。例えば2MHzのシンボルレート時に、
４倍オーバーサンプリング用のD_LPFを用いた場合、8×
m倍MHz近傍(mは整数)の雑音が透過する(ディジタル・ロ
ーパスフィルタの特性上)。普通は、受信信号前のBPF
(バンドパスフィルタ)及び、補間フィルタで除去される
が、マルチレートに対応する場合、この部分の帯域幅は
広げざるを得ない。

【００６７】例えば2MHzのシンボルレート時に、８倍オ
ーバーサンプリング用のD_LPFを用いた場合、16×m倍MH
z近傍(mは整数)の雑音が透過するが、４倍オーバーサン
プリング時に比べ雑音が少なくなる。さらには、目的の
信号より搬送波が±8MHzずれた別の信号が存在した場
合、４倍オーバーサンプリング用では受信信号前のBPF
(バンドパスフィルタ)及び、補間フィルタで除去しない
限り、目的の信号を復調できないが、８倍オーバーサン
プリング用では復調が可能となる。D_LPF 20及びD_LPF
21の出力を位相比較器 23に入力し、その出力の帯域を
ループフィルタ 24で制限する。

【００６８】このループフィルタ 24の出力値に基づ
き、位相制御器 18は、補間フィルタ 16及び補間フィル
タ 17に指示する時刻を補正する。また、位相制御器 18
は補間フィルタ 16及び補間フィルタ17に指示する時刻
の信号から、Clock Divider 25でサンプリングクロック
から歯抜けの2n倍シンボルクロックを作成するための基
準となるLock 信号を出力する。Clock Divider 25で
は、前記のLock信号とサンプリングクロック 10から時
間間隔が当該サンプリングクロックの2n倍で歯抜けのシ
ンボルクロックを作成すると共に、外部から入力される
分周比 22を元に、２倍のシンボルクロック及び１倍の
シンボルクロックを生成する。さらには、D_LPF 20及び
D_LPF 21の出力を周波数誤差検出器 26に入力し、周波
数誤差検出器26では、入力信号の周波数誤差情報を作成
し、現在AFC 27がIF-BB 制御器12に与えている周波数を
補正する。

【００６９】なお、周波数誤差検出器２６において、周
波数誤差情報は以下のようにして作成される。すなわ
ち、送信機側の周波数と受信機の再生周波数にずれがあ
ると、ディジタル・ベースベンド信号の位相が時間とと
もに変動する。そこで、所定の時間において、この変動
量を調べることにより、周波数のずれの量、すなわち周
波数誤差を算出することができる。

【００７０】このように、この実施の形態５によれば、
ディジタル搬送波生成手段は、ナイキスト点を含むディ
ジタル・ベースバンド信号から、設定した搬送波周波数
と、実際の搬送波周波数との誤差を算出する周波数誤差
検出手段を備え、前記周波数の誤差により、搬送波周波
数を補正するので、搬送波周波数の設計値と実際の搬送
波周波数に差があっても安定して受信することができ
る。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、所定の周波数のクロックでディジタル・ベースバン
ド信号をサンプリングするときに、所定のオフセット値
に基づいて上記クロックとは異なる時刻を示すアドレス
値を位相制御器によって出力し、所定のサンプリング数
毎に前記アドレス値とナイキスト点の位相誤差を位相比
較手段によって検出し、前記位相制御器は前記位相誤差
が０になるように前記アドレス値を制御するので上記オ
フセット値をシンボルレート単位で切り替えることによ
り広範囲のシンボルレートの受信信号を復調できる。

【００７２】また、この発明によれば、位相制御器は、
サンプリング毎に所定のオフセット値を加算し、前記加
算値が所定の上限値を超えたときに、所定数のサンプリ
ングにおいて上記オフセット値の加算を停止するととも
に、前記加算値から上限値を減算し、さらには歯抜け指
示信号を出力し、クロック発生手段は前記歯抜け指示信
号によりサンプリングクロックに対して歯抜けを行い所
定の周波数をもつ再生クロックを生成するので、出力さ
れるディジタル・ベースバンド信号と再生クロックとが
うまく同期し、復調精度を損なわなくて済む。

【００７３】また、この発明によれば、ディジタル搬送
波生成手段は、外部からの第２のオフセット値に応じ
て、適応する再生ディジタル搬送波周波数を変更するの
で、様々な搬送波をもつ受信信号を復調することができ
る。

【００７４】また、この発明によれば、さらに、上記位
相誤差信号の帯域を制限するループフィルタを備えるこ
とにより、シンボルレートの設計値と実際のシンボルレ
ートに大きな差があっても安定して受信することができ
る。

【００７５】また、この発明によれば、ディジタル搬送
波生成手段に、受信信号の符号を反転する符号反転器
と、受信信号、アースおよび前記符号反転器の出力のい
ずれかを選択するスイッチとを設けたので、複雑な乗算
器などは不要であるため、ＩＦ-ＢＢ制御器を非常に簡
単な構成にすることができる。

【００７６】また、この発明によれば、ディジタル受信
信号およびディジタル受信信号の符号反転出力のいずれ
かを選択するスイッチで構成したディジタル搬送波生成
手段を再生ディジタル搬送波の周波数の４倍のサンプリ
ングクロックでサンプリングし、前記スイッチの出力を
再生ディジタル搬送波の周波数の４倍のサンプリングク
ロックで振り分けて第１のディジタル・ベースバンド信
号と第２のディジタル・ベースバンド信号を出力する振
り分け器を備え、補間フィルタを再生ディジタル搬送波
の周波数の２倍のサンプリングクロックでサンプリング
するようにしたので、搬送波の４倍のサンプリングクロ
ックでサンプリングする場合に比べて、補間フィルタの
タップ数が半分で済むので、経済的であり、省スペース
化を図ることができる。また、補間フィルタの計算量も
半分で済むので、その分省電力化が図れる。

【００７７】また、この発明によれば、位相制御手段に
外部より第１のオフセット値を入力することにより、適
応するシンボルレートを変更するので、様々なシンボル
レートに対応することができる。

【００７８】また、この発明によれば、ディジタル搬送
波生成手段は、ナイキスト点を含むディジタル・ベース
バンド信号から、設定した搬送波周波数と、実際の搬送
波周波数との誤差を算出する周波数誤差検出手段を備
え、前記周波数の誤差により、搬送波周波数を補正する
ので、搬送波周波数の設計値と実際の搬送波周波数に差
があっても安定して受信することができる。

【００７９】また、この発明によれば、位相制御手段及
びディジタル・ベースバンド信号I及びディジタル・ベ
ースバンド信号Qを作成する際に使用するローパスフィ
ルタにおいて、外部から分周比を与えて、周波数特性を
変更させることにより、低シンボルレートにおける帯域
外の雑音を抑えることができる。

【００８０】また、この発明によれば、位相比較器は、
位相がナイキスト点よりも前方、後方のいずれにどの程
度ずれているかを示す歪み量信号を出力するので、従来
のように位相比較器は、位相がナイキスト点よりも前
方、後方のいずれにずれているかの情報だけを示す信号
を出力するよりも精度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１に係るマルチレート
受信機の構成を示すブロック図である。

【図２】実施の形態１における補間フィルタ16 及び
補間フィルタ 17 で推定する時刻を示す説明図である。

【図３】実施の形態１における歯抜けの２ｎ倍クロッ
ク再生の様子を示す説明図である。

【図４】軟判定ゼロクロス法を示す説明図である。

【図５】この発明の実施の形態２に係るマルチレート
受信機の構成を示すブロック図である。

【図６】この発明の実施の形態３に係るマルチレート
受信機のＩＦ-ＢＢ制御器の構成を示すブロック図であ
る。

【図７】この発明の実施の形態４に係るマルチレート
受信機の構成を示すブロック図である。

【図８】振り分け器の機能を示す説明図である。

【図９】実施の形態４における補間フィルタ16 及び
補間フィルタ 17 で推定する時刻を示す説明図である。

【図１０】実施の形態４における歯抜けの２ｎ倍クロ
ック再生の様子を示す説明図である。

【図１１】この発明の実施の形態５に係るマルチレー
ト受信機の構成を示すブロック図である。

【図１２】従来のクロック再生方式の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１０電圧制御発振器、１１アナログ／ディジタルコ
ンバータ(A/D)、１２ＩＦ-ＢＢ制御器，１６，１７補
間フィルタ，１８位相制御器，２０，２１ディジタル
・ローパスフィルタ（D_LPF），２３位相比較器，２
４ループフィルタ，２５ Clock Divider，２６周
波数誤差検出器，２７ループフィルタ，２８ＡＦ
Ｃ，２９符号反転器，３０振り分け器，３１１／２
分周器，１００ IN端子，１０２，１０３乗算器，１
０４９０°移相器、１０５再生搬送波発振器，１０
８，１０９アナログ／ディジタル変換器（A/D）。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号をダウン・コンバートかつアナ
ログからディジタルに変換してディジタルのベースバン
ド信号を作成する手段と、このディジタル・ベースバン
ド信号を所定の時間間隔でサンプリングするためのサン
プリングクロックを生成するクロック発生手段と、前記サンプリングクロックでディジタル・ベースバンド
信号をサンプリングするときに、第１のオフセット値に
基づいて前記サンプリングクロックとは異なる所定の時
刻を示すアドレス値を出力する位相制御器と、所定のサンプリング数毎に前記アドレス値とナイキスト
点の位相誤差を検出する位相比較手段とを備え、前記位
相制御器は前記位相誤差が０になるように前記アドレス
値を制御することを特徴とするマルチレート受信機。
【請求項２】前記位相制御器が示す時刻の間隔は、ナ
イキスト間隔の１／（２ｎ）（ｎは整数）倍の時間間隔
であることを特徴とする請求項１記載のマルチレート受
信機。
【請求項３】位相制御器は、サンプリング毎に第１の
オフセット値を加算し、前記加算値が所定の上限値を超
えたときに、前記第１のオフセット値の加算を停止する
とともに、前記加算値から上限値を減算し、さらに歯抜
け指示信号を出力し、クロック発生手段は、前記歯抜け指示信号によりサンプ
リングクロックに対して歯抜け処理を行い所定の周波数
をもつ再生クロックを生成することを特徴とする請求項
１記載のマルチレート受信機。
【請求項４】前記所定の周波数は、シンボルレートの
２ｎ倍（ｎは整数）であることを特徴とする請求項３記
載のマルチレート受信機。
【請求項５】所定の周波数を有する第１の再生搬送波
と、この第１の再生搬送波に直交する第２の再生搬送波
を生成する搬送波生成手段と、受信信号と第１の再生搬送波とに基づいて第１のアナロ
グ・ベースバンド信号を生成する第１の乗算手段と、前記受信信号と第２の再生搬送波とに基づいて第２のア
ナログ・ベースバンド信号を生成する第２の乗算手段
と、前記第１のアナログ・ベースバンド信号から第１のディ
ジタル・ベースバンド信号を生成する第１のアナログ／
ディジタル変換手段と、前記第２のアナログ・ベースバンド信号から第２のディ
ジタル・ベースバンド信号を生成する第２のアナログ／
ディジタル変換手段と、前記第１のディジタル・ベースバンド信号から所定の時
刻における前記第１のアナログ・ベースバンド信号の大
きさを算出し、第３のディジタル・ベースバンド信号と
して出力する第１の補間フィルタ手段と、前記第２のディジタル・ベースバンド信号から所定の時
刻における前記第２のアナログ・ベースバンド信号の大
きさを算出し、第４のディジタル・ベースバンド信号と
して出力する第２の補間フィルタ手段と、前記所定の時
刻を算出する位相制御手段と、所定のサンプリング数に
おける前記第３のディジタル・ベースバンド信号のデー
タと前記第４のディジタル・ベースバンド信号のデータ
に基づいて前記ベースバンド信号のナイキスト点からの
位相誤差信号を生成する位相誤差生成手段とを備え、前
記位相誤差信号により、前記位相制御手段において前記
所定の時刻を補正し、ナイキスト点におけるディジタル
・ベースバンド信号を出力することを特徴とするマルチ
レート受信機。
【請求項６】受信信号をサンプリングクロックにてア
ナログからディジタルに変換し、受信ディジタル信号を
作成するアナログ／ディジタル変換手段と、所定の周波
数を有する第１の再生ディジタル搬送波及びこの第１の
再生ディジタル搬送波に直交する第２の再生ディジタル
搬送波を生成するディジタル搬送波生成手段と、前記受
信ディジタル信号に対し第１の再生ディジタル搬送波を
乗算して第１のディジタル・ベースバンド信号を生成す
る第１の乗算手段と、前記受信ディジタル信号に第２の
再生ディジタル搬送波を乗算して第２のディジタル・ベ
ースバンド信号を生成する第２の乗算手段と、前記第１
のディジタル・ベースバンド信号がアナログ・ベースバ
ンド信号であった場合に、所定の時刻において予想され
る信号の大きさを前記第１のディジタル・ベースバンド
信号から算出し、第３のディジタル・ベースバンド信号
として出力する第１の補間フィルタ手段と、前記第２の
ディジタル・ベースバンド信号がアナログ・ベースバン
ド信号であった場合に、所定の時刻において予想される
信号の大きさを前記第２のディジタル・ベースバンド信
号から算出し、第４のディジタル・ベースバンド信号と
して出力する第２の補間フィルタ手段と、前記所定の時
刻を算出する位相制御手段と、前記第３のディジタル・
ベースバンド信号の位相と前記第４のディジタル・ベー
スバンド信号の位相とから前記ベースバンド信号の位相
誤差信号を生成する位相誤差生成手段とを備え、前記位
相誤差信号により、前記位相制御手段において前記所定
の時刻を補正し、ナイキスト点における信号を出力する
ことを特徴とするマルチレート受信機。
【請求項７】前記ディジタル搬送波生成手段は、第２
のオフセット値により、再生ディジタル搬送波周波数を
変更することを特徴とする請求項１〜４、６のいずれか
に記載のマルチレート受信機。
【請求項８】前記周波数誤差信号の帯域を制限するル
ープフィルタを備えることを特徴とする請求項１〜７の
いずれかに記載のマルチレート受信機。
【請求項９】前記ディジタル搬送波生成手段は、サン
プリングクロックが再生ディジタル搬送波の周波数の４
倍のとき、ディジタル受信信号の符号を反転する符号反
転手段と、ディジタル受信信号、アースおよび前記符号反転手段の
出力のいずれかを選択するスイッチとを備えたことを特
徴とする請求項１〜４、６のいずれかに記載のマルチレ
ート受信機。
【請求項１０】受信信号をアナログ／ディジタル変換
する際に、再生ディジタル搬送波の周波数の４倍のサン
プリングクロックでサンプリングし、ディジタル受信信
号およびディジタル受信信号の符号反転出力のいずれか
を選択するスイッチで構成したディジタル搬送波生成手
段をサンプリングクロックの半分のクロックでスイッチ
ングを行い、前記スイッチの出力を再生ディジタル搬送波の周波数の
４倍のサンプリングクロックで振り分けて第１のディジ
タル・ベースバンド信号と第２のディジタル・ベースバ
ンド信号を出力する振り分け手段を備え、補間フィルタを再生ディジタル搬送波周波数の２倍の周
波数をもつサンプリングクロックで動作することを特徴
とする請求項１〜４、６のいずれかに記載のマルチレー
ト受信機。
【請求項１１】前記位相制御手段は、第１のオフセッ
ト値に応じてシンボルレートを変更することを特徴とす
る請求項１〜１０のいずれかに記載のマルチレート受信
機。
【請求項１２】ディジタル搬送波生成手段は、ナイキ
スト点を含むディジタル・ベースバンド信号から、設定
した搬送波周波数と、実際の搬送波周波数との誤差を算
出する周波数誤差検出手段と、前記周波数の誤差に基づ
いて、周波数を指示するＡＦＣ手段とを備え、前記指示
された周波数に基づいて搬送波周波数を補正することを
特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載のマルチレ
ート受信機。
【請求項１３】ディジタル・ベースバンド信号を作成
するためのローパスフィルタを備え、このローパスフィ
ルタは、前記所定の周波数をもつ再生クロックからシン
ボルレートの周波数を持つ再生クロックを作成するため
の分周比に応じて特性が変わることを特徴とする請求項
１〜１２のいずれかに記載のマルチレート受信機。
【請求項１４】前記位相誤差信号の帯域を制限するル
ープフィルタを備えることを特徴とする請求項１〜１３
のいずれかに記載のマルチレート受信機。
【請求項１５】位相比較器は、位相がナイキスト点よ
りも前方、後方のいずれにどの程度ずれているかを示す
歪み量信号を出力することを特徴とするマルチレート受
信機。