JP2003061357A - メッキ用電源装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 均一な厚さのメッキを行え、かつ安価なメッ
キ用電源装置を提供する。 【解決手段】 入力側整流器32による整流出力をインバ
ータ38a、38bが高周波信号に変換する。この高周波信号
を変圧器48a、48bが変圧する。変圧高周波信号が正極性
のとき、変圧高周波信号をダイオード50aまたは50bが整
流して、負荷60に正極性電流を流す。変圧高周波信号が
負のとき、ダイオード50cまたは50dが変圧高周波信号を
整流して、負荷60に負電流を流す。ダイオード50a及び5
0bに直列にIGBT54aが接続され、これは前記高周波信号
よりも低い周波数に従って開閉される。ダイオード50c
及び50dに直列にIGBT54bが接続され、前記低い周波数に
従って、IGBT54aが閉成されているとき開放され、IGBT5
4bが開放されているとき閉成される。IGBT54aが閉成さ
れているときよりもIGBT54bが閉成されているときの高
周波信号の値が大きくなるように、インバータ38a、38b
が、IGBT54a、54bと同期して制御される。
キ用電源装置を提供する。 【解決手段】 入力側整流器32による整流出力をインバ
ータ38a、38bが高周波信号に変換する。この高周波信号
を変圧器48a、48bが変圧する。変圧高周波信号が正極性
のとき、変圧高周波信号をダイオード50aまたは50bが整
流して、負荷60に正極性電流を流す。変圧高周波信号が
負のとき、ダイオード50cまたは50dが変圧高周波信号を
整流して、負荷60に負電流を流す。ダイオード50a及び5
0bに直列にIGBT54aが接続され、これは前記高周波信号
よりも低い周波数に従って開閉される。ダイオード50c
及び50dに直列にIGBT54bが接続され、前記低い周波数に
従って、IGBT54aが閉成されているとき開放され、IGBT5
4bが開放されているとき閉成される。IGBT54aが閉成さ
れているときよりもIGBT54bが閉成されているときの高
周波信号の値が大きくなるように、インバータ38a、38b
が、IGBT54a、54bと同期して制御される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、被メッキ物、メッ
キ液、電極等を含む負荷（以下、メッキ負荷と称する）
に電流を供給して、被メッキ物にメッキを行うメッキ用
電源装置に関する。
キ液、電極等を含む負荷（以下、メッキ負荷と称する）
に電流を供給して、被メッキ物にメッキを行うメッキ用
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】メッキ負荷に供給される電流の極性を正
から負、負から正というように高速に反転させることに
よって、正電流の供給時に被メッキ物にメッキを行い、
負電流の供給時にメッキの中断またはメッキ液の溶解を
行い、メッキ層の結晶を微細化して、被メッキ物に均一
なメッキを行えることが知られている。
から負、負から正というように高速に反転させることに
よって、正電流の供給時に被メッキ物にメッキを行い、
負電流の供給時にメッキの中断またはメッキ液の溶解を
行い、メッキ層の結晶を微細化して、被メッキ物に均一
なメッキを行えることが知られている。
【０００３】被メッキ物としては、例えば図４に示すよ
うな多層プリント配線板２を使用することがある。この
多層プリント配線板２は、電子部品を高密度で集積する
複数の基板、例えば基板２ａ、２ｂからなる。これら基
板２ａには、スルーホール４やビアホール６が多く形成
されている。基板の層数が多くなればなるほど、スルー
ホール４のエッジ部４Ｅのメッキ厚と、内壁部４ＩＮの
メッキ厚とに差が生じ、均一なメッキ層が得られなかっ
た。同様に、ビアホール６においても、それのエッジ部
６Ｅのメッキ厚と、内壁部６ＩＮのメッキ厚とに差が生
じ、均一なメッキ層が得られなかった。各基板２ａ、２
ｂ全体にわたって均一な所定の厚さのメッキ層を形成す
るためには、負電流が流れている時間を、正電流が流れ
ている時間よりも短く、かつ正電流よりも大きな値の負
電流を流す必要性があることが判っている。
うな多層プリント配線板２を使用することがある。この
多層プリント配線板２は、電子部品を高密度で集積する
複数の基板、例えば基板２ａ、２ｂからなる。これら基
板２ａには、スルーホール４やビアホール６が多く形成
されている。基板の層数が多くなればなるほど、スルー
ホール４のエッジ部４Ｅのメッキ厚と、内壁部４ＩＮの
メッキ厚とに差が生じ、均一なメッキ層が得られなかっ
た。同様に、ビアホール６においても、それのエッジ部
６Ｅのメッキ厚と、内壁部６ＩＮのメッキ厚とに差が生
じ、均一なメッキ層が得られなかった。各基板２ａ、２
ｂ全体にわたって均一な所定の厚さのメッキ層を形成す
るためには、負電流が流れている時間を、正電流が流れ
ている時間よりも短く、かつ正電流よりも大きな値の負
電流を流す必要性があることが判っている。
【０００４】そこで、出願人は、例えば５乃至２０ｍ秒
の周期で、メッキ負荷に供給される電流を反転させて、
多層基板からなるプリント配線板のような被メッキ物に
対しても均一な厚みのメッキを行うことができる図５に
示すような電源装置を提案した。
の周期で、メッキ負荷に供給される電流を反転させて、
多層基板からなるプリント配線板のような被メッキ物に
対しても均一な厚みのメッキを行うことができる図５に
示すような電源装置を提案した。
【０００５】図５の電源装置では、直流電源装置１０
ａ、１０ｂと、リアクトル１２ａ、１２ｂ、ＩＧＢＴ１
４ａ、１４ｂによってそれぞれ構成された昇圧コンバー
タ１６ａ、１６ｂと、逆流防止用ダイオード１８ａ、１
８ｂとＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂとからなるチョッパ２２
ａ、２２ｂとが設けられ、メッキ負荷２４に正負の電流
が供給される。ＩＧＢＴ１４ａ、１４ｂ、２０ａ、２０
ｂは、制御装置２６によって開閉制御される。
ａ、１０ｂと、リアクトル１２ａ、１２ｂ、ＩＧＢＴ１
４ａ、１４ｂによってそれぞれ構成された昇圧コンバー
タ１６ａ、１６ｂと、逆流防止用ダイオード１８ａ、１
８ｂとＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂとからなるチョッパ２２
ａ、２２ｂとが設けられ、メッキ負荷２４に正負の電流
が供給される。ＩＧＢＴ１４ａ、１４ｂ、２０ａ、２０
ｂは、制御装置２６によって開閉制御される。
【０００６】例えば、ＩＧＢＴ２０ａがオフ、ＩＧＢＴ
１４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂ
がオフであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２
ａ、ＩＧＢＴ１４ａに電流が流れ、リアクトル１２ａに
エネルギーが蓄積される。また、直流電源１０ｂ、リア
クトル１２ｂ、ダイオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介
してメッキ負荷２４に電流が流れ、メッキ負荷２４には
負電流が供給される。
１４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂ
がオフであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２
ａ、ＩＧＢＴ１４ａに電流が流れ、リアクトル１２ａに
エネルギーが蓄積される。また、直流電源１０ｂ、リア
クトル１２ｂ、ダイオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介
してメッキ負荷２４に電流が流れ、メッキ負荷２４には
負電流が供給される。
【０００７】次に、ＩＧＢＴ２０ａがオン、ＩＧＢＴ１
４ａがオフ、ＩＧＢＴ２０ｂがオフ、ＩＧＢＴ１４ｂが
オンであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２ａ、
ダイオード１８ａ、ＩＧＢＴ２０ａを介してメッキ負荷
２４に正電流が供給され、被メッキ物がメッキされる。
このとき、ＩＧＢＴ１４ａのオフによりリアクトル１２
ａに発生した電圧が直流電源１０ａの電圧に重畳され
て、メッキ負荷２４に今まで流れていた負電流から正電
流に急激に反転する。このとき、ＩＧＢＴ１４ｂがオン
であるので、リアクトル１２ｂにはエネルギーが蓄積さ
れる。
４ａがオフ、ＩＧＢＴ２０ｂがオフ、ＩＧＢＴ１４ｂが
オンであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２ａ、
ダイオード１８ａ、ＩＧＢＴ２０ａを介してメッキ負荷
２４に正電流が供給され、被メッキ物がメッキされる。
このとき、ＩＧＢＴ１４ａのオフによりリアクトル１２
ａに発生した電圧が直流電源１０ａの電圧に重畳され
て、メッキ負荷２４に今まで流れていた負電流から正電
流に急激に反転する。このとき、ＩＧＢＴ１４ｂがオン
であるので、リアクトル１２ｂにはエネルギーが蓄積さ
れる。
【０００８】再び、ＩＧＢＴ２０ａがオフ、ＩＧＢＴ１
４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂが
オフになると、直流電源１０ｂ、リアクトル１２ｂ、ダ
イオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介してメッキ負荷２
４に電流が流れ、メッキ負荷２４には負電流が供給され
る。このとき、リアクトル１２ｂに発生した電圧が直流
電源１０ｂの電圧に重畳されるので、メッキ負荷２４に
今まで流れていた正電流から負電流に急激に反転する。
以下、同様にして、正負の電流がメッキ負荷２４に供給
され、スルーホールやビアホールを有する多層プリント
配線板にも均一な厚さでメッキすることができる。
４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂが
オフになると、直流電源１０ｂ、リアクトル１２ｂ、ダ
イオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介してメッキ負荷２
４に電流が流れ、メッキ負荷２４には負電流が供給され
る。このとき、リアクトル１２ｂに発生した電圧が直流
電源１０ｂの電圧に重畳されるので、メッキ負荷２４に
今まで流れていた正電流から負電流に急激に反転する。
以下、同様にして、正負の電流がメッキ負荷２４に供給
され、スルーホールやビアホールを有する多層プリント
配線板にも均一な厚さでメッキすることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このメッキ用
電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂのように正
負それぞれ用の直流電源が必要であり、主電流を切り換
えるためのＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂの他に、負荷電流を
高速に反転させるために、補助のＩＧＢＴ１４ａ、１４
ｂが必要であり、回路構成が複雑になっていた。そのた
め、メッキ用電源装置が高価になっていた。
電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂのように正
負それぞれ用の直流電源が必要であり、主電流を切り換
えるためのＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂの他に、負荷電流を
高速に反転させるために、補助のＩＧＢＴ１４ａ、１４
ｂが必要であり、回路構成が複雑になっていた。そのた
め、メッキ用電源装置が高価になっていた。
【００１０】また、直流電源装置１０ａ、１０ｂとし
て、商用交流電源を整流し、整流出力をインバータによ
って高周波信号に変換し、これを変圧、整流して直流に
変換することが、直流電源装置の小型化のために行われ
ている。ところで、商用交流電源には、国や地域によっ
て異なる値のものが使用されており、例えば４００Ｖ系
の商用交流電源が使用されているような国や地域向けの
メッキ用電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂの
インバータには商用交流電源４００Ｖ系を整流した電圧
に対応できるＩＧＢＴを使用しなければならないが、こ
のようなＩＧＢＴには、市販されているものが少なく、
高価であり、やはりメッキ用電源装置が高価になってい
た。
て、商用交流電源を整流し、整流出力をインバータによ
って高周波信号に変換し、これを変圧、整流して直流に
変換することが、直流電源装置の小型化のために行われ
ている。ところで、商用交流電源には、国や地域によっ
て異なる値のものが使用されており、例えば４００Ｖ系
の商用交流電源が使用されているような国や地域向けの
メッキ用電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂの
インバータには商用交流電源４００Ｖ系を整流した電圧
に対応できるＩＧＢＴを使用しなければならないが、こ
のようなＩＧＢＴには、市販されているものが少なく、
高価であり、やはりメッキ用電源装置が高価になってい
た。
【００１１】本発明は、均一な厚さのメッキを行え、か
つ安価なメッキ用電源装置を提供することを目的とす
る。
つ安価なメッキ用電源装置を提供することを目的とす
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によるメッキ用電
源装置は、商用交流電源を整流する入力側整流器を有し
ている。この入力側整流器による整流出力を高周波信号
に直流−高周波変換器が変換する。この直流−高周波変
換器としては、チョッパやインバータを使用することが
できる。また、この直流−高周波変換器は、直列に複数
設けることもできるし、１つだけ設けることもできる。
この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変
圧器が変圧する。この変圧器も、直流−高周波変換器が
複数台の場合、直流−高周波変換器の台数と同じ台数が
並列に接続される。この変圧器から出力される変圧高周
波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、メ
ッキ負荷に正極性電流を流すように、前記変圧器と前記
負荷との間に第１の出力側整流器が接続されている。前
記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整
流して、負荷に負極性電流を流すように、前記第１の出
力側整流器に並列に第２の出力側整流器が接続されてい
る。第１及び第２の出力側整流器は、全波整流または半
波整流するように構成されている。第１の出力側整流器
と直列に接続された第１の半導体スイッチング素子が、
前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される。
第２の出力側整流器と直列に接続された第２の半導体ス
イッチング素子が、前記低い周波数に従って、第１の半
導体スイッチング素子が閉成されているとき開放されよ
うに、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放され
ているとき閉成される。第１の半導体スイッチング素子
が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング
素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大き
くなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第
２の半導体スイッチング素子と同期して制御される。こ
の制御は、例えば直流−高周波変換器が備えるフィード
バック制御用の基準信号の値を、第１及び第２の半導体
スイッチング素子と同期して変更することによって行え
る。また、第１の半導体スイッチング素子が閉成されて
いる期間よりも、第２の半導体スイッチング素子が閉成
されている期間を短くすることが望ましい。
源装置は、商用交流電源を整流する入力側整流器を有し
ている。この入力側整流器による整流出力を高周波信号
に直流−高周波変換器が変換する。この直流−高周波変
換器としては、チョッパやインバータを使用することが
できる。また、この直流−高周波変換器は、直列に複数
設けることもできるし、１つだけ設けることもできる。
この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変
圧器が変圧する。この変圧器も、直流−高周波変換器が
複数台の場合、直流−高周波変換器の台数と同じ台数が
並列に接続される。この変圧器から出力される変圧高周
波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、メ
ッキ負荷に正極性電流を流すように、前記変圧器と前記
負荷との間に第１の出力側整流器が接続されている。前
記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整
流して、負荷に負極性電流を流すように、前記第１の出
力側整流器に並列に第２の出力側整流器が接続されてい
る。第１及び第２の出力側整流器は、全波整流または半
波整流するように構成されている。第１の出力側整流器
と直列に接続された第１の半導体スイッチング素子が、
前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される。
第２の出力側整流器と直列に接続された第２の半導体ス
イッチング素子が、前記低い周波数に従って、第１の半
導体スイッチング素子が閉成されているとき開放されよ
うに、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放され
ているとき閉成される。第１の半導体スイッチング素子
が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング
素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大き
くなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第
２の半導体スイッチング素子と同期して制御される。こ
の制御は、例えば直流−高周波変換器が備えるフィード
バック制御用の基準信号の値を、第１及び第２の半導体
スイッチング素子と同期して変更することによって行え
る。また、第１の半導体スイッチング素子が閉成されて
いる期間よりも、第２の半導体スイッチング素子が閉成
されている期間を短くすることが望ましい。
【００１３】このように構成されたメッキ用電源装置で
は、第１の半導体スイッチング素子が閉成され、第２の
半導体スイッチング素子が開放されているとき、第１の
出力側整流器から正電流がメッキ負荷に供給される。ま
た、第１の半導体スイッチング素子が開放され、第２の
半導体スイッチング素子が閉成されているとき、第２の
出力側整流器から負電流がメッキ負荷に供給される。し
かも、直流−高周波変換器では、第１の半導体スイッチ
ング素子が閉成されているとき、即ち正電流が負荷に供
給されているときよりも、第２の半導体スイッチング素
子が閉成されているとき、即ち負電流が負荷に供給され
ているときの方が、高周波信号の値が大きくされている
ので、負電流の値が大きく、均一なメッキを行うことが
できる。しかも、直流電源として機能する入力側整流器
は、１台だけでよく、さらに半導体スイッチング素子も
２つだけでよいので、メッキ用電源装置のコストを低減
することができる。
は、第１の半導体スイッチング素子が閉成され、第２の
半導体スイッチング素子が開放されているとき、第１の
出力側整流器から正電流がメッキ負荷に供給される。ま
た、第１の半導体スイッチング素子が開放され、第２の
半導体スイッチング素子が閉成されているとき、第２の
出力側整流器から負電流がメッキ負荷に供給される。し
かも、直流−高周波変換器では、第１の半導体スイッチ
ング素子が閉成されているとき、即ち正電流が負荷に供
給されているときよりも、第２の半導体スイッチング素
子が閉成されているとき、即ち負電流が負荷に供給され
ているときの方が、高周波信号の値が大きくされている
ので、負電流の値が大きく、均一なメッキを行うことが
できる。しかも、直流電源として機能する入力側整流器
は、１台だけでよく、さらに半導体スイッチング素子も
２つだけでよいので、メッキ用電源装置のコストを低減
することができる。
【００１４】第１の半導体スイッチング素子に第１のリ
アクトルを、第２の半導体スイッチング素子に第２のリ
アクトルを、それぞれ接続することができる。第２の半
導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷
に供給される正の電圧が増加するように、かつ第１の半
導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷
に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２
のリアクトルが同一の鉄心に巻回されている。例えば、
同一の鉄心に第１及び第２のリアクトルを反対方向に巻
回する。
アクトルを、第２の半導体スイッチング素子に第２のリ
アクトルを、それぞれ接続することができる。第２の半
導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷
に供給される正の電圧が増加するように、かつ第１の半
導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷
に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２
のリアクトルが同一の鉄心に巻回されている。例えば、
同一の鉄心に第１及び第２のリアクトルを反対方向に巻
回する。
【００１５】このように構成した場合、変圧器からの高
周波信号を第１の出力側整流器が整流して正の電流をメ
ッキ負荷に供給しているとき、第１のリアクトルからも
正の電流がメッキ負荷に放出される。同様に、変圧器か
らの高周波信号を第２の出力側整流器が整流して負の電
流をメッキ負荷に供給しているとき、第２のリアクトル
からも負の電流がメッキ負荷に放出される。従って、正
電流から負電流への反転及び負電流から正電流への反転
が急速に行われ、さらにメッキ厚を均一とすることがで
きる。
周波信号を第１の出力側整流器が整流して正の電流をメ
ッキ負荷に供給しているとき、第１のリアクトルからも
正の電流がメッキ負荷に放出される。同様に、変圧器か
らの高周波信号を第２の出力側整流器が整流して負の電
流をメッキ負荷に供給しているとき、第２のリアクトル
からも負の電流がメッキ負荷に放出される。従って、正
電流から負電流への反転及び負電流から正電流への反転
が急速に行われ、さらにメッキ厚を均一とすることがで
きる。
【００１６】負荷に電流が流れているとき、充電手段を
充電することができる。この充電手段としては、コンデ
ンサを使用することができ、例えば半導体スイッチング
素子に対して設けたスナバー回路を流用することができ
る。第１及び第２の半導体スイッチング素子の一方が閉
成されたとき、例えば第１の半導体スイッチング素子が
開放されて、第２の半導体スイッチング素子が閉成され
ているとき、或いは逆に、第１の半導体スイッチング素
子が閉成されて、第２の半導体スイッチング素子が開放
されたとき、これに応じて前記メッキ負荷に流れる極性
と同じ極性で、放電電流が流れるように、放電手段が、
前記充電手段を放電させる。放電手段としては、例えば
充電手段とメッキ負荷との間に接続した開閉スイッチを
使用することができる。
充電することができる。この充電手段としては、コンデ
ンサを使用することができ、例えば半導体スイッチング
素子に対して設けたスナバー回路を流用することができ
る。第１及び第２の半導体スイッチング素子の一方が閉
成されたとき、例えば第１の半導体スイッチング素子が
開放されて、第２の半導体スイッチング素子が閉成され
ているとき、或いは逆に、第１の半導体スイッチング素
子が閉成されて、第２の半導体スイッチング素子が開放
されたとき、これに応じて前記メッキ負荷に流れる極性
と同じ極性で、放電電流が流れるように、放電手段が、
前記充電手段を放電させる。放電手段としては、例えば
充電手段とメッキ負荷との間に接続した開閉スイッチを
使用することができる。
【００１７】このように構成した場合、メッキ負荷に電
流を供給しているとき充電手段に充電された電荷が、メ
ッキ負荷に流れる電流の極性が変更されたとき、その変
更された極性と同じ極性で、放電される。従って、正電
流から負電流または負電流から正電流への反転が急速に
行われ、メッキ厚を均等にすることができる。
流を供給しているとき充電手段に充電された電荷が、メ
ッキ負荷に流れる電流の極性が変更されたとき、その変
更された極性と同じ極性で、放電される。従って、正電
流から負電流または負電流から正電流への反転が急速に
行われ、メッキ厚を均等にすることができる。
【００１８】前記直流−高周波変換器は、変換用半導体
スイッチング素子と、この変換用半導体スイッチング素
子を開閉する制御手段とを、有するものとできる。制御
手段は、前記負荷を流れる正電流が、正電流用に設定さ
れた基準値との差が零になるように、前記負荷を流れる
負電流が、負電流用に設定された基準値との差が零にな
るように、前記変換用半導体スイッチング素子を制御信
号によって開閉制御する。前記負電流が前記負荷に流れ
たとき、前記制御手段が発生する制御信号をサンプルホ
ールドするサンプルホールド手段が設けられ、前記負荷
を流れる電流が正電流から負電流に切り換えられたと
き、前記半導体スイッチング素子に前記サンプルホール
ドされた制御信号を供給する。
スイッチング素子と、この変換用半導体スイッチング素
子を開閉する制御手段とを、有するものとできる。制御
手段は、前記負荷を流れる正電流が、正電流用に設定さ
れた基準値との差が零になるように、前記負荷を流れる
負電流が、負電流用に設定された基準値との差が零にな
るように、前記変換用半導体スイッチング素子を制御信
号によって開閉制御する。前記負電流が前記負荷に流れ
たとき、前記制御手段が発生する制御信号をサンプルホ
ールドするサンプルホールド手段が設けられ、前記負荷
を流れる電流が正電流から負電流に切り換えられたと
き、前記半導体スイッチング素子に前記サンプルホール
ドされた制御信号を供給する。
【００１９】このように構成した場合、直流−高周波変
換器は、フィードバック制御されているが、例えばメッ
キ負荷への正電流の供給状態から負電流の供給状態に切
り換えられたとき、正電流用の基準値と負電流用の基準
値とが異なるので、切り換えられた瞬間、負電流が負電
流用の基準値に相当するものに即座に変化しない。そこ
で、予め負電流の供給状態における制御信号をサンプル
アンドホールドしておいて、負電流の供給状態に切り換
えられると、このサンプルアンドホールドされた制御信
号を供給して、即座に負電流を負電流用の基準値に相当
するものに変化させ、メッキ厚を均一にしている。
換器は、フィードバック制御されているが、例えばメッ
キ負荷への正電流の供給状態から負電流の供給状態に切
り換えられたとき、正電流用の基準値と負電流用の基準
値とが異なるので、切り換えられた瞬間、負電流が負電
流用の基準値に相当するものに即座に変化しない。そこ
で、予め負電流の供給状態における制御信号をサンプル
アンドホールドしておいて、負電流の供給状態に切り換
えられると、このサンプルアンドホールドされた制御信
号を供給して、即座に負電流を負電流用の基準値に相当
するものに変化させ、メッキ厚を均一にしている。
【００２０】第１及び第２のリアクトルを設けた場合、
前記負荷が開放されたか否かを検出する検出手段を設け
ることもできる。前記負荷が開放されていることをこの
検出手段が検出したとき、前記第１及び第２のリアクト
ルのうち今まで電流が流れていたものを短絡用半導体ス
イッチング素子が短絡する。
前記負荷が開放されたか否かを検出する検出手段を設け
ることもできる。前記負荷が開放されていることをこの
検出手段が検出したとき、前記第１及び第２のリアクト
ルのうち今まで電流が流れていたものを短絡用半導体ス
イッチング素子が短絡する。
【００２１】負荷がなんらかの原因で開放された場合、
今まで電流が流れていた第１または第２のリアクトルの
電流が零になるので、第１または第２のリアクトルは、
大きな電圧を発生する。この電圧が第１または第２の半
導体スイッチング素子に印加されると、これら半導体ス
イッチング素子が損傷することがある。そこで、負荷が
開放された場合、第１または第２のリアクトルのうち今
まで電流が流れていたものを短絡し、このリアクトルに
発生した電圧が、第１または第２の半導体スイッチング
素子に印加されることを阻止し、損傷することを防止し
ている。
今まで電流が流れていた第１または第２のリアクトルの
電流が零になるので、第１または第２のリアクトルは、
大きな電圧を発生する。この電圧が第１または第２の半
導体スイッチング素子に印加されると、これら半導体ス
イッチング素子が損傷することがある。そこで、負荷が
開放された場合、第１または第２のリアクトルのうち今
まで電流が流れていたものを短絡し、このリアクトルに
発生した電圧が、第１または第２の半導体スイッチング
素子に印加されることを阻止し、損傷することを防止し
ている。
【００２２】直流−高周波変換器は、前記入力側整流器
の出力側に直列に接続された２台のインバータから構成
することができる。この場合、前記２台のインバータそ
れぞれが負担可能な電圧の約２倍の電圧を、前記入力側
整流器に発生させる商用交流電源が、前記入力側整流器
に接続されている。
の出力側に直列に接続された２台のインバータから構成
することができる。この場合、前記２台のインバータそ
れぞれが負担可能な電圧の約２倍の電圧を、前記入力側
整流器に発生させる商用交流電源が、前記入力側整流器
に接続されている。
【００２３】このように構成した場合、２台のインバー
タを構成する半導体スイッチング素子には、入力される
商用交流電圧に基づいて生成される直流電圧の値よりも
地位な値の耐圧持つ半導体スイッチング素子を使用する
ことができ、コストを低減することができる。
タを構成する半導体スイッチング素子には、入力される
商用交流電圧に基づいて生成される直流電圧の値よりも
地位な値の耐圧持つ半導体スイッチング素子を使用する
ことができ、コストを低減することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明の１実施形態のメッキ用電
源装置は、図１に示すように、商用交流電源、例えば三
相商用交流電源の入力端子３０ａ乃至３０ｃを有してい
る。これら入力端子３０ａ乃至３０ｃには、例えば２０
０Ｖ系（１８０Ｖ乃至２４０Ｖ）または、４００Ｖ系
（電圧が３８０Ｖ乃至４６０Ｖ）の商用交流電圧が供給
されている。
源装置は、図１に示すように、商用交流電源、例えば三
相商用交流電源の入力端子３０ａ乃至３０ｃを有してい
る。これら入力端子３０ａ乃至３０ｃには、例えば２０
０Ｖ系（１８０Ｖ乃至２４０Ｖ）または、４００Ｖ系
（電圧が３８０Ｖ乃至４６０Ｖ）の商用交流電圧が供給
されている。
【００２５】これら入力端子３０ａ乃至３０ｃは、入力
側整流器３２に接続されている。入力側整流器３２は、
整流ダイオード３２ａ乃至３２ｆからなる全波整流回路
である。入力側整流器３２の出力側は、並列に接続され
たサイリスタ３４ａと抵抗器３４ｂを介して、直列に接
続された２つの平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに接続
されている。
側整流器３２に接続されている。入力側整流器３２は、
整流ダイオード３２ａ乃至３２ｆからなる全波整流回路
である。入力側整流器３２の出力側は、並列に接続され
たサイリスタ３４ａと抵抗器３４ｂを介して、直列に接
続された２つの平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに接続
されている。
【００２６】平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂそれぞれ
に並列に、直流−高周波変換器、例えばインバータ３８
ａ、３８ｂが接続されている。インバータ３８ａ、３８
ｂは、半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴ４
０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂとコンデンサ４４ａ、４
４ｂ、４６ａ、４６ｂからなるハーフブリッジ型のもの
である。なお、コンデンサ４４ａ、４４ｂ、４６ａ、４
６ｂに代えて、フルブリッジ型のインバータを使用する
こともできる。これらＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４
２ａ、４４ｂは、インバータ制御部４８からのインバー
タ制御信号がゲートに供給されることに応じて、高周波
スイッチングし、平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに生
成された直流電圧を２０乃至１００ｋＨｚの高周波電圧
に変換する。なお、符号４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、４９
ｃで示すのは、フライホイールダイオードで、ＭＯＳＦ
ＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂのドレイン−ソー
ス導電路に逆並列に接続されている。
に並列に、直流−高周波変換器、例えばインバータ３８
ａ、３８ｂが接続されている。インバータ３８ａ、３８
ｂは、半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴ４
０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂとコンデンサ４４ａ、４
４ｂ、４６ａ、４６ｂからなるハーフブリッジ型のもの
である。なお、コンデンサ４４ａ、４４ｂ、４６ａ、４
６ｂに代えて、フルブリッジ型のインバータを使用する
こともできる。これらＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４
２ａ、４４ｂは、インバータ制御部４８からのインバー
タ制御信号がゲートに供給されることに応じて、高周波
スイッチングし、平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに生
成された直流電圧を２０乃至１００ｋＨｚの高周波電圧
に変換する。なお、符号４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、４９
ｃで示すのは、フライホイールダイオードで、ＭＯＳＦ
ＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂのドレイン−ソー
ス導電路に逆並列に接続されている。
【００２７】これらインバータ３８ａ、３８ｂからの高
周波電圧は、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−
ｐ、４８ｂ−ｐに供給される。変圧器４８ａ、４８ｂの
２次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓは、並列に接続され、
それぞれ中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔを有してい
る。これら中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔは互いに
接続されている。
周波電圧は、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−
ｐ、４８ｂ−ｐに供給される。変圧器４８ａ、４８ｂの
２次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓは、並列に接続され、
それぞれ中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔを有してい
る。これら中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔは互いに
接続されている。
【００２８】並列接続された変圧器４８ａ、４８ｂの二
次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起された変圧高周波
電圧は、出力側整流器５０によって整流される。出力側
整流器５０は、ダイオード５０ａ乃至５０ｄからなる。
次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起された変圧高周波
電圧は、出力側整流器５０によって整流される。出力側
整流器５０は、ダイオード５０ａ乃至５０ｄからなる。
【００２９】この出力側整流器５０の整流出力は、平滑
用リアクトル５２ａ、５２ｂを介して直列に接続された
半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５４ａ、５４
ｂに接続されている。平滑用リアクトル５２ａ、５３ｂ
は、同一の鉄心に、平滑リアクトル５２ａ、５２ｂ用の
巻線を巻いたものである。その巻線の方向は、互いに逆
方向に巻かれている。その結果、例えば平滑用リアクト
ル５２ａにＩＧＢＴ５４ａ側に向かって流れていた電流
が停止したとき、平滑用リアクトル５２ｂにダイオード
５０ｃ、５０ｄに向かう電流が流れ、平滑用リアクトル
５２ｂにダイオード５０ｃ、５０ｄに向かって流れてい
た電流が停止したとき、平滑用リアクトル５２ａにＩＧ
ＢＴ５４ａ側に向かう電流が流れる。
用リアクトル５２ａ、５２ｂを介して直列に接続された
半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５４ａ、５４
ｂに接続されている。平滑用リアクトル５２ａ、５３ｂ
は、同一の鉄心に、平滑リアクトル５２ａ、５２ｂ用の
巻線を巻いたものである。その巻線の方向は、互いに逆
方向に巻かれている。その結果、例えば平滑用リアクト
ル５２ａにＩＧＢＴ５４ａ側に向かって流れていた電流
が停止したとき、平滑用リアクトル５２ｂにダイオード
５０ｃ、５０ｄに向かう電流が流れ、平滑用リアクトル
５２ｂにダイオード５０ｃ、５０ｄに向かって流れてい
た電流が停止したとき、平滑用リアクトル５２ａにＩＧ
ＢＴ５４ａ側に向かう電流が流れる。
【００３０】ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂと、リアクトル５
２ａ、５２ｂとは、それぞれチョッパを構成している。
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂは、チョッパ制御部５６からの
チョッパ制御信号によってそれぞれ開閉制御される。こ
のＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの開閉期間は、チョッパ制御
部５６に付属するタイマ５７によって規定され、ＩＧＢ
Ｔ５４ａが導通する期間が、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する
期間よりも長く設定されている。例えばＩＧＢＴ５４ｂ
が導通を開始し、次に導通を開始するまでの期間（周
期）は、約５乃至２０ｍ秒である。
２ａ、５２ｂとは、それぞれチョッパを構成している。
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂは、チョッパ制御部５６からの
チョッパ制御信号によってそれぞれ開閉制御される。こ
のＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの開閉期間は、チョッパ制御
部５６に付属するタイマ５７によって規定され、ＩＧＢ
Ｔ５４ａが導通する期間が、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する
期間よりも長く設定されている。例えばＩＧＢＴ５４ｂ
が導通を開始し、次に導通を開始するまでの期間（周
期）は、約５乃至２０ｍ秒である。
【００３１】ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの接続点は、出力
端子５８ａに接続され、出力端子５８ｂは、変圧器４８
ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに接続
されている。これら出力端子５８ａ、５８ｂは、メッキ
負荷６０に接続されている。
端子５８ａに接続され、出力端子５８ｂは、変圧器４８
ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに接続
されている。これら出力端子５８ａ、５８ｂは、メッキ
負荷６０に接続されている。
【００３２】例えばＩＧＢＴ５４ａが導通していると
き、変圧器４８ａ、４８ｂの上側端子側が中間タップ４
８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正であると、上側端子から
ダイオード５０ａを介して負荷６０側に電流が流れ、下
側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正で
あると、下側端子からダイオード５０ｂを介して負荷６
０側に電流が流れる。また、ＩＧＢＴ５４ｂが導通して
いるとき、上側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−
Ｔよりも負であると、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−
Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダイオード５０ｃを
介して上側端子に帰還する。下側端子が中間タップ４８
ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも負であると、中間タップ４８
ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダ
イオード５０ｄを介して下側端子に帰還する。ダイオー
ド５０ａ、５０ｂが第１の出力側整流器として機能し、
ダイオード５０ｃ、５０ｄが第２の出力側整流器として
機能する。
き、変圧器４８ａ、４８ｂの上側端子側が中間タップ４
８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正であると、上側端子から
ダイオード５０ａを介して負荷６０側に電流が流れ、下
側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正で
あると、下側端子からダイオード５０ｂを介して負荷６
０側に電流が流れる。また、ＩＧＢＴ５４ｂが導通して
いるとき、上側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−
Ｔよりも負であると、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−
Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダイオード５０ｃを
介して上側端子に帰還する。下側端子が中間タップ４８
ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも負であると、中間タップ４８
ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダ
イオード５０ｄを介して下側端子に帰還する。ダイオー
ド５０ａ、５０ｂが第１の出力側整流器として機能し、
ダイオード５０ｃ、５０ｄが第２の出力側整流器として
機能する。
【００３３】リアクトル５２ａとＩＧＢＴ５４ａとの間
には、ＩＧＢＴ５４ａに向かう電流（以下正電流と言
う）の値を検出する正電流検出器６２ａが設けられてい
る。同様にリアクトル５２ｂとＩＧＢＴ５４ｂとの間に
は、リアクトル５２ｂに向かう電流（以下負電流と言
う）の値を検出する負電流検出器６２ｂが設けられてい
る。これら正電流検出器６２ａ、負電流検出器６２ｂの
検出信号は、インバータ制御部４８に供給されている。
には、ＩＧＢＴ５４ａに向かう電流（以下正電流と言
う）の値を検出する正電流検出器６２ａが設けられてい
る。同様にリアクトル５２ｂとＩＧＢＴ５４ｂとの間に
は、リアクトル５２ｂに向かう電流（以下負電流と言
う）の値を検出する負電流検出器６２ｂが設けられてい
る。これら正電流検出器６２ａ、負電流検出器６２ｂの
検出信号は、インバータ制御部４８に供給されている。
【００３４】インバータ制御部４８では、図２に示すよ
うに、正電流検出器６２ａまたは負電流検出器６２ｂの
検出信号と、基準信号源６４からの基準信号との差分が
誤差増幅器６６によって得られる。この誤差信号が零と
なるように、PWMドライバ６８がインバータ３８ａ、３
８ｂにPWM形式のインバータ制御信号を供給する。
うに、正電流検出器６２ａまたは負電流検出器６２ｂの
検出信号と、基準信号源６４からの基準信号との差分が
誤差増幅器６６によって得られる。この誤差信号が零と
なるように、PWMドライバ６８がインバータ３８ａ、３
８ｂにPWM形式のインバータ制御信号を供給する。
【００３５】基準信号源６４からの基準信号は、図３
（ｂ）に示すようにパルス信号で、ベース部分ｂとピー
ク部分ｐとからなる。このパルス信号は、チョッパ制御
部５６からの信号に基づいてＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの
開閉と同期している。即ち、ＩＧＢＴ５４ａが導通し、
ＩＧＢＴ５４ｂが非導通である結果、正電流が流れてい
るとき、パルス信号のベース部分ｂが発生する。ＩＧＢ
Ｔ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する結果、
負電流が流れているとき、パルス信号のピーク部分ｐが
発生する。上述したように、このパルス信号は、ＩＧＢ
Ｔ５４ａ、５４ｂの開閉と同期しているので、ピーク部
分ｐが立ち上がってから次に立ち上がるまでの期間（周
期）は、例えば５乃至２０ｍ秒で、インバータ３８ａ、
３８ｂの高周波信号の周期よりも格段に長い。
（ｂ）に示すようにパルス信号で、ベース部分ｂとピー
ク部分ｐとからなる。このパルス信号は、チョッパ制御
部５６からの信号に基づいてＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの
開閉と同期している。即ち、ＩＧＢＴ５４ａが導通し、
ＩＧＢＴ５４ｂが非導通である結果、正電流が流れてい
るとき、パルス信号のベース部分ｂが発生する。ＩＧＢ
Ｔ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する結果、
負電流が流れているとき、パルス信号のピーク部分ｐが
発生する。上述したように、このパルス信号は、ＩＧＢ
Ｔ５４ａ、５４ｂの開閉と同期しているので、ピーク部
分ｐが立ち上がってから次に立ち上がるまでの期間（周
期）は、例えば５乃至２０ｍ秒で、インバータ３８ａ、
３８ｂの高周波信号の周期よりも格段に長い。
【００３６】また、誤差増幅器６６には、サンプルホー
ルド回路７０が設けられており、チョッパ制御部５６か
らの信号に基づいて、ＩＧＢＴ５４ａが非導通し、ＩＧ
ＢＴ５４ｂが導通であるとき、即ち、基準信号がピーク
部分ｐであるときに、誤差増幅器６６が発生する誤差信
号をサンプルアンドホールドする。また、そのホールド
した誤差信号を、チョッパ制御部５６からの信号に基づ
いて、次のＩＧＢＴ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂ
が導通したとき、PWMドライバ６８に出力する。
ルド回路７０が設けられており、チョッパ制御部５６か
らの信号に基づいて、ＩＧＢＴ５４ａが非導通し、ＩＧ
ＢＴ５４ｂが導通であるとき、即ち、基準信号がピーク
部分ｐであるときに、誤差増幅器６６が発生する誤差信
号をサンプルアンドホールドする。また、そのホールド
した誤差信号を、チョッパ制御部５６からの信号に基づ
いて、次のＩＧＢＴ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂ
が導通したとき、PWMドライバ６８に出力する。
【００３７】図１において、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの
直列に接続されたコレクタ−エミッタ導電路に並列に、
スナバ回路７２が設けられている。このスナバ回路７２
は、ダイオード７４と、充電手段、例えばコンデンサ７
６との直列回路からなり、ＩＧＢＴ５４ａまたは５４ｂ
が非導通時に、リアクトル５２ａまたは５２ｂによって
発生する過電圧を吸収するためのものである。また、ダ
イオード７４とコンデンサ７６との接続点と、出力端子
５８ｂとの間には、抵抗器７８と半導体スイッチング素
子、例えばＩＧＢＴ８０のコレクタ−エミッタ導電路が
接続されている。ＩＧＢＴ８０のゲートに、チョッパ制
御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢＴ８０が
導通し、コンデンサ７６の電荷が出力端子５８ｂに放電
される。
直列に接続されたコレクタ−エミッタ導電路に並列に、
スナバ回路７２が設けられている。このスナバ回路７２
は、ダイオード７４と、充電手段、例えばコンデンサ７
６との直列回路からなり、ＩＧＢＴ５４ａまたは５４ｂ
が非導通時に、リアクトル５２ａまたは５２ｂによって
発生する過電圧を吸収するためのものである。また、ダ
イオード７４とコンデンサ７６との接続点と、出力端子
５８ｂとの間には、抵抗器７８と半導体スイッチング素
子、例えばＩＧＢＴ８０のコレクタ−エミッタ導電路が
接続されている。ＩＧＢＴ８０のゲートに、チョッパ制
御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢＴ８０が
導通し、コンデンサ７６の電荷が出力端子５８ｂに放電
される。
【００３８】正電流検出器６２ａとＩＧＢＴ５４ａのコ
レクタとの接続点と、出力端子５８ｂとの間には、半導
体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ａのコレクタ
−エミッタ導電路が接続されている。同様に負電流検出
器６２ｂとＩＧＢＴ５４ｂのエミッタとの接続点には、
半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ｂのエミ
ッタが接続され、コレクタが出力端子５８ｂに接続され
ている。これらＩＧＢＴ８４ａ、８４ｂのベースに、チ
ョッパ制御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢ
Ｔ８４ａ、８４ｂが導通し、リアクトル５２ａ、５２ｂ
を出力端子５８ｂに接続する。出力端子５８ａ、５８ｂ
間に設けた電圧検出器８６が、出力端子５８ａ、５８ｂ
間の電圧が零であることを検出したとき、チョッパ制御
部５６は、閉信号を発生する。
レクタとの接続点と、出力端子５８ｂとの間には、半導
体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ａのコレクタ
−エミッタ導電路が接続されている。同様に負電流検出
器６２ｂとＩＧＢＴ５４ｂのエミッタとの接続点には、
半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ｂのエミ
ッタが接続され、コレクタが出力端子５８ｂに接続され
ている。これらＩＧＢＴ８４ａ、８４ｂのベースに、チ
ョッパ制御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢ
Ｔ８４ａ、８４ｂが導通し、リアクトル５２ａ、５２ｂ
を出力端子５８ｂに接続する。出力端子５８ａ、５８ｂ
間に設けた電圧検出器８６が、出力端子５８ａ、５８ｂ
間の電圧が零であることを検出したとき、チョッパ制御
部５６は、閉信号を発生する。
【００３９】このように構成されたメッキ用電源装置で
は、図３（ａ）に示す時刻ｔ１に電源端子３０ａ乃至３
０ｃに商用交流電源が接続されると、サイリスタ３４ａ
は開放されており、抵抗器３４ｂを介して入力側整流器
３２の整流出力がコンデンサ３６ａ、３６ｂに供給さ
れ、これらを充電する。充電が完了すると、サイリスタ
３４ａが導通し、以後、サイリスタ３４ａを介して平滑
コンデンサ３６ａ、３６ｂに整流出力が供給され、整流
出力が平滑され、直流電圧となる。
は、図３（ａ）に示す時刻ｔ１に電源端子３０ａ乃至３
０ｃに商用交流電源が接続されると、サイリスタ３４ａ
は開放されており、抵抗器３４ｂを介して入力側整流器
３２の整流出力がコンデンサ３６ａ、３６ｂに供給さ
れ、これらを充電する。充電が完了すると、サイリスタ
３４ａが導通し、以後、サイリスタ３４ａを介して平滑
コンデンサ３６ａ、３６ｂに整流出力が供給され、整流
出力が平滑され、直流電圧となる。
【００４０】平滑コンデンサ３６ａ、３６ｂの直流電圧
がインバータ３８ａ、３８ｂに供給され、高周波電圧に
変換され、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−
ｐ、４８ｂ−ｐに供給され、変圧された高周波電圧が二
次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される。
がインバータ３８ａ、３８ｂに供給され、高周波電圧に
変換され、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−
ｐ、４８ｂ−ｐに供給され、変圧された高周波電圧が二
次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される。
【００４１】ここで、チョッパ制御部５６によってＩＧ
ＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通である
と、上述したようにインバータ制御部４８の基準信号と
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの導通、非導通は同期している
ので、基準信号は、図３（ｂ）のベース部分ｂであり、
変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−
ｓに誘起される高周波電圧の値は、低い値である。
ＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通である
と、上述したようにインバータ制御部４８の基準信号と
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの導通、非導通は同期している
ので、基準信号は、図３（ｂ）のベース部分ｂであり、
変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−
ｓに誘起される高周波電圧の値は、低い値である。
【００４２】この状態において、二次巻線４８ａ−ｓ、
４８ｂ−ｓの上側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ
−Ｔよりも高い電圧が誘起されていると、ダイオード５
０ａ、リアクトル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢ
Ｔ５４ａ、出力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子
５８ｂ、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３
（ａ）に示すように、低い正電流が流れる。
４８ｂ−ｓの上側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ
−Ｔよりも高い電圧が誘起されていると、ダイオード５
０ａ、リアクトル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢ
Ｔ５４ａ、出力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子
５８ｂ、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３
（ａ）に示すように、低い正電流が流れる。
【００４３】また、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの
下側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも高
い電圧が誘起されていると、ダイオード５０ｂ、リアク
トル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢＴ５４ａ、出
力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子５８ｂ、中間
タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３（ａ）に示すよ
うに、低い正電流が流れる。
下側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも高
い電圧が誘起されていると、ダイオード５０ｂ、リアク
トル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢＴ５４ａ、出
力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子５８ｂ、中間
タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３（ａ）に示すよ
うに、低い正電流が流れる。
【００４４】この正電流が正電流検出器６２ａによって
検出され、インバータ制御部４８に供給される。インバ
ータ制御部４８は、この検出された正電流が基準信号の
ベース部ｂに相当する値となるように、ＭＯＳＦＥＴ４
０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂの導通期間を調整する。
検出され、インバータ制御部４８に供給される。インバ
ータ制御部４８は、この検出された正電流が基準信号の
ベース部ｂに相当する値となるように、ＭＯＳＦＥＴ４
０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂの導通期間を調整する。
【００４５】正電流が流れることにより、スナバ回路７
２のコンデンサ７６も充電されている。
２のコンデンサ７６も充電されている。
【００４６】図３（ａ）に示す時刻ｔ２になると、チョ
ッパ制御部５６は、ＩＧＢＴ５４ａを非導通とし、ＩＧ
ＢＴ５４ｂを導通させる。このとき、インバータ制御部
４８の基準信号は、図３（ｂ）に示すピーク部ｐに切り
換えられ、変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−
ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される高周波電圧は、大きな値と
なる。
ッパ制御部５６は、ＩＧＢＴ５４ａを非導通とし、ＩＧ
ＢＴ５４ｂを導通させる。このとき、インバータ制御部
４８の基準信号は、図３（ｂ）に示すピーク部ｐに切り
換えられ、変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−
ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される高周波電圧は、大きな値と
なる。
【００４７】この状態において、二次巻線４８ａ−ｓ、
４８ｂ−ｓの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧
が上側端子よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８
ｂ−Ｔから、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端
子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑
用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃを介して、二次
巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの上側端子に負電流が流れ
る。
４８ｂ−ｓの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧
が上側端子よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８
ｂ−Ｔから、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端
子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑
用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃを介して、二次
巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの上側端子に負電流が流れ
る。
【００４８】同様に、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓ
の中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧が下側端子
よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔか
ら、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端子５８
ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑用リア
クトル５２ｂ、ダイオード５０ｄを介して、二次巻線４
８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの下側端子に負電流が流れる。こ
の負電流は、負電流検出器６２ｂによって検出され、イ
ンバータ制御部４８に供給される。インバータ制御部４
８は、この検出された負電流が基準信号のピーク部分ｐ
に相当する値になるように、インバータ３８ａ、３８ｂ
のＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂの導通
期間を制御する。
の中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧が下側端子
よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔか
ら、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端子５８
ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑用リア
クトル５２ｂ、ダイオード５０ｄを介して、二次巻線４
８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの下側端子に負電流が流れる。こ
の負電流は、負電流検出器６２ｂによって検出され、イ
ンバータ制御部４８に供給される。インバータ制御部４
８は、この検出された負電流が基準信号のピーク部分ｐ
に相当する値になるように、インバータ３８ａ、３８ｂ
のＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂの導通
期間を制御する。
【００４９】このように正電流の供給から負電流の供給
に切り換えられたことにより、メッキ負荷６０に流れる
電流は、図３（ａ）に示すように、小さな値の正電流か
ら大きな値の負電流に移行する。今まで正電流が流れて
いた平滑用リアクトル５２ａに電流が流れなくなったこ
とにより、平滑用リアクトル５２ｂには、ダイオード５
０ｃ、５０ｄ側に流れる電流が誘起され、負電流を増加
させるので、さらに急速に正電流から負電流に移行す
る。
に切り換えられたことにより、メッキ負荷６０に流れる
電流は、図３（ａ）に示すように、小さな値の正電流か
ら大きな値の負電流に移行する。今まで正電流が流れて
いた平滑用リアクトル５２ａに電流が流れなくなったこ
とにより、平滑用リアクトル５２ｂには、ダイオード５
０ｃ、５０ｄ側に流れる電流が誘起され、負電流を増加
させるので、さらに急速に正電流から負電流に移行す
る。
【００５０】時刻ｔ２には、チョッパ制御部５６は、Ｉ
ＧＢＴ８０を導通させる。これによって、コンデンサ７
６の正の電荷が、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出
力端子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、
平滑用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃまたは５０
ｄに流すので、負電流の値が大きくなり、更に急速に正
電流から負電流に移行する。この負電流により、メッキ
された被メッキ物のエッジ部のメッキが溶融され、均一
なメッキ厚が得られる。
ＧＢＴ８０を導通させる。これによって、コンデンサ７
６の正の電荷が、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出
力端子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、
平滑用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃまたは５０
ｄに流すので、負電流の値が大きくなり、更に急速に正
電流から負電流に移行する。この負電流により、メッキ
された被メッキ物のエッジ部のメッキが溶融され、均一
なメッキ厚が得られる。
【００５１】図３（ａ）に示す時刻ｔ３には、再びＩＧ
ＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通となり、
上述したように正電流が流れ、負電流から正電流に反転
される。この負電流が流れている期間は、正電流が流れ
ている期間よりも短く、負電流の値は、正電流よりも大
きい。この正電流が流れるようになったことにより、平
滑用リアクトル５２ｂに流れていた負電流が停止し、平
滑用リアクトル５２ａには、ＩＧＢＴ５４ａ側に流れる
電流、即ち正電流が流れ、負電流から正電流への急速な
移行が行われる。また、コンデンサ７６の充電が行われ
る。
ＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通となり、
上述したように正電流が流れ、負電流から正電流に反転
される。この負電流が流れている期間は、正電流が流れ
ている期間よりも短く、負電流の値は、正電流よりも大
きい。この正電流が流れるようになったことにより、平
滑用リアクトル５２ｂに流れていた負電流が停止し、平
滑用リアクトル５２ａには、ＩＧＢＴ５４ａ側に流れる
電流、即ち正電流が流れ、負電流から正電流への急速な
移行が行われる。また、コンデンサ７６の充電が行われ
る。
【００５２】以下、同様にして正電流、負電流が交互に
メッキ負荷６０に供給される。このように正電流よりも
大きな値の負電流が、正電流の期間よりも短い期間供給
されることが繰り返されるので、メッキ負荷６０の被メ
ッキ物に均一な厚さのメッキを行うことができる。しか
も、正電流から負電流への反転時、負電流から正電流へ
の反転時には、平滑用リアクトル５２ｂ、５２ａに誘起
された負電流、正電流が重畳されるので、反転が急速に
行われる。しかも、正電流から負電流への反転時には、
コンデンサ７６の電荷に基づく電流が、負電流を増加さ
せる方向に追加されるので、正電流から負電流への反転
をさらに急速に行うことができる。
メッキ負荷６０に供給される。このように正電流よりも
大きな値の負電流が、正電流の期間よりも短い期間供給
されることが繰り返されるので、メッキ負荷６０の被メ
ッキ物に均一な厚さのメッキを行うことができる。しか
も、正電流から負電流への反転時、負電流から正電流へ
の反転時には、平滑用リアクトル５２ｂ、５２ａに誘起
された負電流、正電流が重畳されるので、反転が急速に
行われる。しかも、正電流から負電流への反転時には、
コンデンサ７６の電荷に基づく電流が、負電流を増加さ
せる方向に追加されるので、正電流から負電流への反転
をさらに急速に行うことができる。
【００５３】ところで、正電流の値と負電流の値とで
は、差が大きい。従って、正電流から負電流に移行する
際、インバータ３８ａ、３８ｂの応答性が充分に速くな
いと、なかなか正電流から負電流の所定の値に移行する
ことができず、被メッキ物のエッジ部のメッキの溶融が
充分でない。そのため、インバータ３８ａ、３８ｂの応
答性を高める必要がある。そこで、図２に示すインバー
タ制御部４８のサンプルアンドホールド回路７０は、負
電流が供給されているときの誤差信号をサンプルアンド
ホールドしており、正電流から負電流への移行が指令さ
れたとき、ホールドしている誤差信号をＰＷＭドライバ
６８に供給する。これによって、時間遅れが生じること
なく、インバータ３８ａ、３８ｂの高周波電圧を、負電
流供給用の高い電圧に急速に変更することができ、応答
性を高めることができる。
は、差が大きい。従って、正電流から負電流に移行する
際、インバータ３８ａ、３８ｂの応答性が充分に速くな
いと、なかなか正電流から負電流の所定の値に移行する
ことができず、被メッキ物のエッジ部のメッキの溶融が
充分でない。そのため、インバータ３８ａ、３８ｂの応
答性を高める必要がある。そこで、図２に示すインバー
タ制御部４８のサンプルアンドホールド回路７０は、負
電流が供給されているときの誤差信号をサンプルアンド
ホールドしており、正電流から負電流への移行が指令さ
れたとき、ホールドしている誤差信号をＰＷＭドライバ
６８に供給する。これによって、時間遅れが生じること
なく、インバータ３８ａ、３８ｂの高周波電圧を、負電
流供給用の高い電圧に急速に変更することができ、応答
性を高めることができる。
【００５４】また、メッキ負荷６０を構成するものに、
被メッキ物とこれらを吊り下げるためのハンガー等が含
まれているが、被メッキ物とハンガー等の間で接触不良
が生じ、メッキ負荷６０が開放された状態になることが
ある。このため、正電流検出器６２ａ、負電流検出器６
２ｂを流れる電流が零となる。このとき、出力端子５８
ａ、５８ｂに最大電圧を発生するように、インバータ３
８ａ、３８ｂは制御される。また、リアクトル５２ａ、
５２ｂに流れていた電流が停止しているので、リアクト
ル５２ａ、５２ｂにも大きな電圧が発生する。このた
め、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂには過電圧が印加され、Ｉ
ＧＢＴ５４ａ、５４ｂが損傷する可能性がある。さら
に、この状態で、メッキ負荷６０において接触不良が解
消されると、過大な電流がメッキ負荷６０に流れる。
被メッキ物とこれらを吊り下げるためのハンガー等が含
まれているが、被メッキ物とハンガー等の間で接触不良
が生じ、メッキ負荷６０が開放された状態になることが
ある。このため、正電流検出器６２ａ、負電流検出器６
２ｂを流れる電流が零となる。このとき、出力端子５８
ａ、５８ｂに最大電圧を発生するように、インバータ３
８ａ、３８ｂは制御される。また、リアクトル５２ａ、
５２ｂに流れていた電流が停止しているので、リアクト
ル５２ａ、５２ｂにも大きな電圧が発生する。このた
め、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂには過電圧が印加され、Ｉ
ＧＢＴ５４ａ、５４ｂが損傷する可能性がある。さら
に、この状態で、メッキ負荷６０において接触不良が解
消されると、過大な電流がメッキ負荷６０に流れる。
【００５５】これを防止するために、出力端子５８ａ、
５８ｂの間に設けられた電圧検出器５４が、メッキ負荷
６０の開放による過大電圧を検出すると、その検出信号
がチョッパ制御回路５６に供給され、今まで電流が流れ
ていたリアクトル５２ａまたは５２ｂに接続されている
ＩＧＢＴ８４ａまたは８４ｂを導通させ、リアクトル５
２ａまたは５２ｂを短絡させ、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂ
に過電圧が供給されることや、メッキ負荷６０が再び接
触したときに過電流が供給されることを防止している。
５８ｂの間に設けられた電圧検出器５４が、メッキ負荷
６０の開放による過大電圧を検出すると、その検出信号
がチョッパ制御回路５６に供給され、今まで電流が流れ
ていたリアクトル５２ａまたは５２ｂに接続されている
ＩＧＢＴ８４ａまたは８４ｂを導通させ、リアクトル５
２ａまたは５２ｂを短絡させ、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂ
に過電圧が供給されることや、メッキ負荷６０が再び接
触したときに過電流が供給されることを防止している。
【００５６】なお、これらインバータ３８ａ、３８ｂが
直列に接続されているので、４００Ｖ系の商用交流電源
が使用された場合でも、ＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、
４２ａ、４２ｂには、４００Ｖ系の電圧を整流した電圧
に耐える耐圧を持つものを使用する必要がなく、２００
Ｖ系の電圧を整流した電圧に耐える耐圧を持つものを使
用することができる。無論、４００Ｖ系ではなく、２０
０Ｖ系の商用交流電源が使用された場合でも、そのまま
使用することができる。即ち、このメッキ用電源装置
は、２００Ｖ系または４００Ｖ系いずれの商用交流電源
でも使用することができる。
直列に接続されているので、４００Ｖ系の商用交流電源
が使用された場合でも、ＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、
４２ａ、４２ｂには、４００Ｖ系の電圧を整流した電圧
に耐える耐圧を持つものを使用する必要がなく、２００
Ｖ系の電圧を整流した電圧に耐える耐圧を持つものを使
用することができる。無論、４００Ｖ系ではなく、２０
０Ｖ系の商用交流電源が使用された場合でも、そのまま
使用することができる。即ち、このメッキ用電源装置
は、２００Ｖ系または４００Ｖ系いずれの商用交流電源
でも使用することができる。
【００５７】上記の実施の形態では、商用交流電源が４
００Ｖ系の場合でも使用できるようにするために、２台
のインバータ３８ａ、３８ｂを使用したが、２００Ｖ系
のみで使用する場合には、インバータは１台だけでよ
い。この場合、変圧器も１台だけにすることもできる。
但し出力側整流器には、ダイオード５０ａと５０ｄだけ
を設ける。また、上記の実施の形態では、正電流検出器
６２ａ、６２ｂをリアクトル５２ａ、５２ｂに直列に設
けたが、変圧器４８ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−
Ｔ、４８ｂ−Ｔと出力端子５５８ｂとの間に設けること
もできる。また、上記の実施の形態では、正電流から負
電流への移行時のみにコンデンサ７６の電荷を放電した
が、コンデンサ７６とダイオード７４との接続点に、ダ
イオード７４に相当するダイオードのカソードを接続
し、アノードを出力端子５８ｂに接続して、負電流が供
給されているときにも、コンデンサ７６を充電できるよ
うに構成し、コンデンサ７６とダイオード７４との接続
点から出力端子５８ａまでの間に、抵抗器７８、ＩＧＢ
Ｔ８０、逆防止ダイオード８２に相当する抵抗器、ＩＧ
ＢＴ、逆流防止用ダイオードを直列に接続し、ＩＧＢＴ
５４が導通したとき、このＩＧＢＴを導通させて、コン
デンサ７６の電荷を、負電流から正電流への移行時に供
給して、この移行を急速に行わせることもできる。また
両者を共に設ける必要はなく、例えば上述したような負
電流から正電流への移行時のみ、コンデンサの電荷を放
電するように構成してもよい。上記の実施の形態では、
メッキ負荷６０の開放を検出するために、電圧検出器８
０を使用したが、これに代えて、電流検出器を使用して
もよい。また、上記の実施の形態では、直流−高周波変
換器にインバータを使用したが、これに代えてチョッパ
を使用することもできる。また、ＩＧＢＴ５４ａ、５４
ｂを使用したが、これに代えて、ＭＯＳＦＥＴやバイポ
ーラトランジスタを使用することもできる。同様にイン
バータ３８ａ、３８ｂはＭＯＳＦＥＴによって構成した
が、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタによって構成す
ることもできる。
００Ｖ系の場合でも使用できるようにするために、２台
のインバータ３８ａ、３８ｂを使用したが、２００Ｖ系
のみで使用する場合には、インバータは１台だけでよ
い。この場合、変圧器も１台だけにすることもできる。
但し出力側整流器には、ダイオード５０ａと５０ｄだけ
を設ける。また、上記の実施の形態では、正電流検出器
６２ａ、６２ｂをリアクトル５２ａ、５２ｂに直列に設
けたが、変圧器４８ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−
Ｔ、４８ｂ−Ｔと出力端子５５８ｂとの間に設けること
もできる。また、上記の実施の形態では、正電流から負
電流への移行時のみにコンデンサ７６の電荷を放電した
が、コンデンサ７６とダイオード７４との接続点に、ダ
イオード７４に相当するダイオードのカソードを接続
し、アノードを出力端子５８ｂに接続して、負電流が供
給されているときにも、コンデンサ７６を充電できるよ
うに構成し、コンデンサ７６とダイオード７４との接続
点から出力端子５８ａまでの間に、抵抗器７８、ＩＧＢ
Ｔ８０、逆防止ダイオード８２に相当する抵抗器、ＩＧ
ＢＴ、逆流防止用ダイオードを直列に接続し、ＩＧＢＴ
５４が導通したとき、このＩＧＢＴを導通させて、コン
デンサ７６の電荷を、負電流から正電流への移行時に供
給して、この移行を急速に行わせることもできる。また
両者を共に設ける必要はなく、例えば上述したような負
電流から正電流への移行時のみ、コンデンサの電荷を放
電するように構成してもよい。上記の実施の形態では、
メッキ負荷６０の開放を検出するために、電圧検出器８
０を使用したが、これに代えて、電流検出器を使用して
もよい。また、上記の実施の形態では、直流−高周波変
換器にインバータを使用したが、これに代えてチョッパ
を使用することもできる。また、ＩＧＢＴ５４ａ、５４
ｂを使用したが、これに代えて、ＭＯＳＦＥＴやバイポ
ーラトランジスタを使用することもできる。同様にイン
バータ３８ａ、３８ｂはＭＯＳＦＥＴによって構成した
が、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタによって構成す
ることもできる。
【００５８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、簡単な
構成によってメッキの厚さを均一にすることができる。
また、正電流から負電流への移行、負電流から正電流へ
の移行が速やかにおこなうことができる。さらに、電圧
値が約２倍ことなる２種類の商用交流電源のいずれでも
使用可能なメッキ用電源装置を安価に製造することもで
きる。
構成によってメッキの厚さを均一にすることができる。
また、正電流から負電流への移行、負電流から正電流へ
の移行が速やかにおこなうことができる。さらに、電圧
値が約２倍ことなる２種類の商用交流電源のいずれでも
使用可能なメッキ用電源装置を安価に製造することもで
きる。
【図１】本発明の１実施形態のメッキ用電源装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１のメッキ用電源装置のインバータ制御部の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】図１のメッキ用電源装置の負荷電流の変化状態
を示す図と、インバータ制御部で使用する基準信号の変
化状態を示す図である。
を示す図と、インバータ制御部で使用する基準信号の変
化状態を示す図である。
【図４】多層配線板の縦断面図である。
【図５】従来のメッキ用電源装置のブロック図である。
３２ 入力側整流器
３８ａ ３８ｂ インバータ（直流−高周波変換器）
４８ａ ４８ｂ 変圧器
５０ 出力側整流器
５４ａ ５４ｂ ＩＧＢＴ（第１及び第２の半導体スイ
ッチング素子） ６０ メッキ負荷
ッチング素子） ６０ メッキ負荷
フロントページの続き
(72)発明者 西岡 吉行
大阪府大阪市東淀川区西淡路３丁目１番56
号 株式会社三社電機製作所内
Ｆターム(参考） 5H006 AA04 BB02 BB03 CA02 CA03
CA07 CA12 CA13 CB01 CB09
CC02 CC04 CC08 DA02 DA04
DB02 DC02 DC05
5H730 AA11 AS00 AS05 BB26 BB57
BB82 BB86 BB88 BB98 CC02
DD04 DD12 DD13 EE04 EE08
EE19 EE60 EE79 FD01 FD51
Claims (6)
- 【請求項１】 商用交流電源を整流する入力側整流器
と、 この入力側整流器による整流出力を高周波信号に変換す
る直流−高周波変換器と、 この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変
圧する変圧器と、 この変圧器から出力される変圧高周波信号が正極性のと
き、変圧高周波信号を整流して、負荷に正極性電流を流
すように前記変圧器と前記負荷との間に接続された第１
の出力側整流器と、 前記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を
整流して、負荷に負極性電流を流すように前記第１の出
力側整流器に並列に接続された第２の出力側整流器と、 第１の出力側整流器と直列に接続され、前記高周波信号
よりも低い周波数に従って開閉される第１の半導体スイ
ッチング素子と、 第２の出力側整流器と直列に接続され、前記低い周波数
に従って、第１の半導体スイッチング素子が閉成されて
いるとき開放され、かつ、第１の半導体スイッチング素
子が開放されているとき閉成されるように、制御される
第２の半導体スイッチング素子と、 第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよ
りも第２の半導体スイッチング素子が閉成されていると
きの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流
−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング
素子と同期して制御されるメッキ用電源装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のメッキ用電源装置におい
て、第１の半導体スイッチング素子に第１のリアクトル
が、第２の半導体スイッチング素子に第２のリアクトル
が、それぞれ接続され、第２の半導体スイッチング素子
が開放されているとき、前記負荷に供給される正の電圧
が増加させるように、かつ第１の半導体スイッチング素
子が開放されているとき、前記負荷に供給される負の電
圧が増加するように、第１及び第２のリアクトルが同一
の鉄心に巻回されているメッキ用電源装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のメッキ用電源装置におい
て、前記負荷に電流が供給されているとき、充電される
充電手段と、 第１及び第２の半導体スイッチング素子のうち一方が閉
成されたとき、この閉成に応じて前記負荷に流れる極性
と同じ極性で、放電電流が流れるように、前記充電手段
を放電させる放電手段とを、具備するメッキ用電源装
置。 - 【請求項４】 請求項１記載のメッキ用電源装置におい
て、前記直流−高周波変換器は、変換用半導体スイッチ
ング素子と、この変換用半導体スイッチング素子を開閉
する制御手段とを、有し、この制御手段は、前記負荷を
流れる正電流が、正電流用に設定された基準値との差が
零になるように、前記負荷を流れる負電流が、負電流用
に設定された基準値との差が零になるように、前記変換
用半導体スイッチング素子を制御信号によって開閉制御
し、前記負電流が前記負荷に流れたとき、前記制御手段
が発生する制御信号をサンプルホールドするサンプルホ
ールド手段が設けられ、前記負荷を流れる電流が正電流
から負電流に切り換えられたとき、前記半導体スイッチ
ング素子に前記サンプルホールドされた制御信号を供給
するメッキ用電源装置。 - 【請求項５】 請求項３記載のメッキ用電源装置におい
て、前記負荷が開放されたか否かを検出する検出手段
と、前記負荷が開放されていることを前記検出手段が検
出したとき、前記第１及び第２のリアクトルのうち今ま
で電流が流れていたものを短絡させる短絡用半導体スイ
ッチング素子を有するメッキ用電源装置。 - 【請求項６】 請求項１記載のメッキ用電源装置におい
て、前記直流−高周波変換器は、前記入力側整流器の出
力側に直列に接続された２台のインバータからなり、前
記２台のインバータそれぞれが負担可能な電圧の約２倍
の電圧を、前記入力側整流器に発生させる商用交流電源
が、前記入力側整流器に接続されているメッキ用電源装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001248316A JP4773002B2 (ja) | 2001-08-17 | 2001-08-17 | メッキ用電源装置 |
| TW091118354A TW571499B (en) | 2001-08-17 | 2002-08-15 | Electroplating power supply apparatus |
| US10/222,068 US6754090B2 (en) | 2001-08-17 | 2002-08-16 | AC/DC/HFAC/DC/AC power supply |
| CNB021303215A CN1202612C (zh) | 2001-08-17 | 2002-08-16 | 电镀电源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001248316A JP4773002B2 (ja) | 2001-08-17 | 2001-08-17 | メッキ用電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003061357A true JP2003061357A (ja) | 2003-02-28 |
| JP4773002B2 JP4773002B2 (ja) | 2011-09-14 |
Family
ID=19077498
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001248316A Expired - Lifetime JP4773002B2 (ja) | 2001-08-17 | 2001-08-17 | メッキ用電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6754090B2 (ja) |
| JP (1) | JP4773002B2 (ja) |
| CN (1) | CN1202612C (ja) |
| TW (1) | TW571499B (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006312758A (ja) * | 2005-05-06 | 2006-11-16 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | メッキ用電源装置 |
| JP2006527302A (ja) * | 2003-06-06 | 2006-11-30 | アイゼンマン マシーネンバウ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディト ゲゼルシャフト | 電気泳動浸漬塗装装置 |
| JP2010047792A (ja) * | 2008-08-20 | 2010-03-04 | Chuo Seisakusho Ltd | 停電補償機能を備えためっき装置 |
| JP2010059511A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Chuo Seisakusho Ltd | 直流電源装置 |
| JP2011001624A (ja) * | 2009-06-22 | 2011-01-06 | Chuo Seisakusho Ltd | 高速反転パルス電源装置 |
| KR101025093B1 (ko) | 2003-10-09 | 2011-03-25 | 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼 | 도금용 전원 장치 |
| JP2015105423A (ja) * | 2013-12-02 | 2015-06-08 | 株式会社中央製作所 | 高速反転パルス電源装置 |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4622856B2 (ja) * | 2003-06-05 | 2011-02-02 | トヨタ自動車株式会社 | モータ駆動装置、それを搭載した自動車および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| CN100420139C (zh) * | 2003-09-19 | 2008-09-17 | 株式会社三社电机制作所 | 电镀电源装置 |
| JP2005267008A (ja) * | 2004-03-17 | 2005-09-29 | Hitachi Ltd | ストレージ管理方法およびストレージ管理システム |
| US7054176B2 (en) * | 2004-11-03 | 2006-05-30 | Intersil Americas Inc. | Architecture for achieving resonant circuit synchronization of multiple zero voltage switched push-pull DC-AC converters |
| US20090190378A1 (en) * | 2008-01-29 | 2009-07-30 | Hideo Ishii | Power supply device outputting pulsed electrical current |
| CN101842971B (zh) * | 2008-12-12 | 2013-04-24 | 株式会社三社电机制作所 | Dc-dc变换电路 |
| ES2538136T1 (es) | 2009-04-01 | 2015-06-17 | Eaglepicher Technologies, Llc | Sistema de almacenamiento de energía híbrido, sistema de energía renovable que incluye el sistema de almacenamiento, y procedimiento de uso del mismo |
| CA2767557A1 (en) * | 2009-07-10 | 2011-01-13 | National Research Council Of Canada | Novel pulsed power supply for plasma electrolytic deposition and other processes |
| CN101951163A (zh) * | 2010-09-16 | 2011-01-19 | 上海交通大学 | 交流链路的单相交流变换器 |
| MX2013007362A (es) | 2010-12-22 | 2013-12-16 | Ge Energy Power Conversion Technology Ltd | Circuito compensador de capacitor y metodo de control para un dispositivo electronico tal como un inversor de potencia de niveles multiples. |
| CA2822593A1 (en) | 2010-12-22 | 2012-06-28 | Ge Energy Power Conversion Technology Limited | Mechanical arrangement of a multilevel power converter circuit |
| DE102011051482A1 (de) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | Sma Solar Technology Ag | Brückenschaltungsanordnung und Betriebsverfahren für einen Spannungswandler und Spannungswandler |
| CN103248263B (zh) * | 2012-02-09 | 2017-02-15 | 中兴通讯股份有限公司 | Pwm直流脉冲电路和镀膜电路 |
| US9397514B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-07-19 | Bakercorp | DC power signal generation for electro-chemical reactor |
| EP3930165A1 (en) * | 2013-11-27 | 2021-12-29 | Momentum Dynamics Corporation | Wireless transmission of line-frequency and line-voltage ac |
| CN109478849B (zh) * | 2016-07-26 | 2021-10-29 | 三菱电机株式会社 | 谐振型功率转换装置 |
| US10840814B2 (en) * | 2016-10-12 | 2020-11-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion system |
| JP7081292B2 (ja) * | 2018-05-09 | 2022-06-07 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US11411510B2 (en) * | 2020-01-24 | 2022-08-09 | Lear Corporation | DC/AC inverter resonance topology |
| CN111441078B (zh) * | 2020-06-03 | 2021-03-26 | 东莞市环侨金属制品有限公司 | 一种金属电镀用电流辅助调节装置 |
| CN113890374B (zh) * | 2021-10-11 | 2022-04-29 | 深圳市金源康实业有限公司 | 一种自适应调节的高性能正负脉冲电镀电源 |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63281777A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 交流ア−ク溶接機用電源装置 |
| JPS63281776A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | ア−ク溶接機用電源装置 |
| JPS63297590A (ja) * | 1987-05-29 | 1988-12-05 | Nagano Pref Gov | 高速電流反転電解によるめつき方法 |
| JPH05104247A (ja) * | 1991-10-07 | 1993-04-27 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク溶接機 |
| JPH05161357A (ja) * | 1991-12-05 | 1993-06-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 電源装置 |
| JPH06237580A (ja) * | 1993-02-09 | 1994-08-23 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | パルス電源装置 |
| JPH0823680A (ja) * | 1994-07-04 | 1996-01-23 | Sharp Corp | インバータ |
| JP2000092841A (ja) * | 1998-09-17 | 2000-03-31 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 高速電流反転めっき用電源装置 |
| US6535399B2 (en) * | 2001-08-14 | 2003-03-18 | Bose Corporation | Tracking power supply controlling |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS524035A (en) * | 1975-06-28 | 1977-01-12 | Tohoku Metal Ind Ltd | Dc stabilizing power source |
| US4719550A (en) * | 1986-09-11 | 1988-01-12 | Liebert Corporation | Uninterruptible power supply with energy conversion and enhancement |
| EP0398722A3 (en) * | 1989-05-18 | 1991-01-30 | Hirotami Nakano | Uninterruptable power supply apparatus and isolating method thereof |
| US5291383A (en) * | 1992-09-02 | 1994-03-01 | Exide Electronics Corporation | Simplified UPS system |
| US5546295A (en) * | 1994-02-24 | 1996-08-13 | Rotron Incorporated | Electrical power converter, power supply, and inverter with series-connected switching circuits |
| US5625539A (en) * | 1994-05-30 | 1997-04-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for controlling a DC to AC inverter system by a plurality of pulse-width modulated pulse trains |
| US5771163A (en) * | 1996-11-19 | 1998-06-23 | Sansha Electric Manufacturing Company, Limited | AC-DC converter apparatus |
| US6515878B1 (en) * | 1997-08-08 | 2003-02-04 | Meins Juergen G. | Method and apparatus for supplying contactless power |
| JP3288281B2 (ja) * | 1997-09-17 | 2002-06-04 | 株式会社三社電機製作所 | 直流電源装置 |
| JP3357627B2 (ja) * | 1999-04-09 | 2002-12-16 | 株式会社三社電機製作所 | アーク加工装置用電源装置 |
| US6288916B1 (en) * | 1999-10-15 | 2001-09-11 | Alpha Technologies, Inc. | Multiple output uninterruptible alternating current power supplies for communications system |
| US6404655B1 (en) * | 1999-12-07 | 2002-06-11 | Semikron, Inc. | Transformerless 3 phase power inverter |
-
2001
- 2001-08-17 JP JP2001248316A patent/JP4773002B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-08-15 TW TW091118354A patent/TW571499B/zh not_active IP Right Cessation
- 2002-08-16 US US10/222,068 patent/US6754090B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-08-16 CN CNB021303215A patent/CN1202612C/zh not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63281777A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 交流ア−ク溶接機用電源装置 |
| JPS63281776A (ja) * | 1987-05-13 | 1988-11-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | ア−ク溶接機用電源装置 |
| JPS63297590A (ja) * | 1987-05-29 | 1988-12-05 | Nagano Pref Gov | 高速電流反転電解によるめつき方法 |
| JPH05104247A (ja) * | 1991-10-07 | 1993-04-27 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク溶接機 |
| JPH05161357A (ja) * | 1991-12-05 | 1993-06-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 電源装置 |
| JPH06237580A (ja) * | 1993-02-09 | 1994-08-23 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | パルス電源装置 |
| JPH0823680A (ja) * | 1994-07-04 | 1996-01-23 | Sharp Corp | インバータ |
| JP2000092841A (ja) * | 1998-09-17 | 2000-03-31 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 高速電流反転めっき用電源装置 |
| US6535399B2 (en) * | 2001-08-14 | 2003-03-18 | Bose Corporation | Tracking power supply controlling |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006527302A (ja) * | 2003-06-06 | 2006-11-30 | アイゼンマン マシーネンバウ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディト ゲゼルシャフト | 電気泳動浸漬塗装装置 |
| KR101025093B1 (ko) | 2003-10-09 | 2011-03-25 | 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼 | 도금용 전원 장치 |
| JP2006312758A (ja) * | 2005-05-06 | 2006-11-16 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | メッキ用電源装置 |
| JP4680664B2 (ja) * | 2005-05-06 | 2011-05-11 | 株式会社三社電機製作所 | メッキ用電源装置 |
| JP2010047792A (ja) * | 2008-08-20 | 2010-03-04 | Chuo Seisakusho Ltd | 停電補償機能を備えためっき装置 |
| JP2010059511A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Chuo Seisakusho Ltd | 直流電源装置 |
| JP2011001624A (ja) * | 2009-06-22 | 2011-01-06 | Chuo Seisakusho Ltd | 高速反転パルス電源装置 |
| JP2015105423A (ja) * | 2013-12-02 | 2015-06-08 | 株式会社中央製作所 | 高速反転パルス電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1402419A (zh) | 2003-03-12 |
| US6754090B2 (en) | 2004-06-22 |
| US20030035305A1 (en) | 2003-02-20 |
| TW571499B (en) | 2004-01-11 |
| JP4773002B2 (ja) | 2011-09-14 |
| CN1202612C (zh) | 2005-05-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080708 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110329 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110527 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140701 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
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