CN1402419A - 电镀电源装置 - Google Patents

Abstract

用于电镀的一种电源装置，包括一个输入端整流器(32)。整流器的输出被转换为反相器(38a，38b)中的高频信号，该高频信号在变压器(48a，48b)中变压。当变压的高频信号为正极时，它们被二极管(50a或50b)整流以使正电流被提供给负载(60)，为负极时，它们被二极管(50c或50d)整流以使负电流流过负载。第一IGBT(54a)以串联形式与二极管(50a，50b)的每一个相连并且以低于高频信号的频率变为导通和不导通。第二IGBT(54b)也以串联形式与二极管(50c，50d)的每一个相连，并且当第一IGBT导通时，第二IGBT不导通，反之亦然。反相器(38a，38b)与第一和第二IGBT(54a，54b)同步被控制。

Description

电镀电源装置

技术领域

本发明涉及用于电镀的电源装置，该装置将电流提供给一负载，负载包括被镀物体、电解液和电极，以由此电镀该物体。(在本文中，这种电源装置指电镀电源装置，负载指电镀负载)。

背景技术

在电镀中，提供给电镀负载的电流极性以极快的速度被反相是公知的。当正极电流被提供给电镀负载时，发生电镀；而当负极电流被提供给该负载时，电镀被中断或形成电镀层的部分金属被分解成电解液，由此形成电镀层的结晶体被制造得更加精细以使该物体可被均匀地电镀。

当如图1所示的多层印刷电路板2被电镀时，会发生一些问题。多层印刷电路板2包括例如衬底2a、2b，在其上集成高密度电子元件。电路板2具有多个像通孔4的通孔和多个像通路孔6的通路孔。由于衬底层的数量较大，在通孔4的边缘4E和内壁4IN的电镀金属层之间的厚度差异变大，结果导致不均匀的电镀。换句话说，通孔4的均匀电镀是困难的。同样地，由于衬底数量的增加，在通路孔6的边缘6E和内壁6IN的电镀金属层之间的厚度差异变大，结果导致不均匀的电镀。人们发现为了在衬底2a和2b上形成厚度均匀的电镀金属层，有必要使具有较大值的负电极电镀电流比正电极电镀电流的流动时间短。

在于1998年9月17日申请的日本专利申请第HEI 10-281954号中(日本专利申请第2000-92841号)，包括本发明的一个发明者的发明人提出了一种电镀电源装置，该装置将以例如从5毫秒到20毫秒的间隔极性反相的电流提供给电镀负载以由此在包括诸如多层印刷电路板之类的多个衬底的电镀负载上形成厚度均匀的层。图2中示出了日本专利申请的该装置。

图2中所示的该装置包括直流电源10a和10b、升压转换器16a和16b、斩波器(chopper)22a和22b，以提供带有在正极和负极之间交替变换的电流给电镀负载24。升压转换器16a包括扼流圈(reactor)12a和IGBT 14a，升压转换器16b包括扼流圈12b和IGBT14b。斩波器22a包括反向隔流二极管18a和IGBT 20a，而斩波器22b包括反向隔流二极管18b和IGBT 20b。IGBT 14a、14b、20a和20b由控制器26控制。

例如，当IGBT 20a和14b不导通而IGBT 20b和14a导通时，电流流过直流电源10a、扼流圈12a和IGBT14a，导致扼流圈12a中能量的储存。与此同时，负电流通过扼流圈12b、二极管18b和IGBT 20b从直流电源10b被提供给电镀负载24。

然后，IGBT 20a和14b变为导通而IGBT 20b和14a变为不导通，正电流通过扼流圈12a、二极管18a和IGBT 20a从直流电源10a流到电镀负载24以电镀要被电镀的物体。在这种情况下，因为IGBT14a截止，基于储存在扼流圈12a的能量的电压被叠加在由直流电源10a提供的电压上，导致流向电镀负载24的负电流迅速变为正电流。与此同时，因为IGBT14b是导通的，所以能量被储存在扼流圈12b中。

然后，随着IGBT 20b和14a变为导通，IGBT 20a和14b又变成不导通，负电流通过扼流圈12b、二极管18b和IGBT 20b从直流电源10b被提供给电镀负载24。也在这种情况下，由扼流圈12b产生的电压被叠加在由直流电源10b提供的电压上，结果从正电流到负电流的变化是迅速的。

用这种方法，极性交替变换的电流被提供给电镀负载24，并且带有通孔和通路孔的多层印刷电路板可以以均匀的厚度层被电镀。

上述的该电源装置要求单独的直流电源10a和10b提供正、负电流。除了IGBT 20a和20b被用于转换主电流以外，该装置也要求辅助的IGBT14a和14b以极高的速度转换负载电流，这使得电路的布局变得复杂，反过来导致了电镀电源装置成本的增加。

为了使电镀电源装置小型化，直流电源10a和10b通过使整流市用交流信号，在反相器中将整流输出变换为高频信号，并且变换和整流高频信号为直流信号来缩小尺寸。

市用交流电源电压的数值在国家与国家之间或地区与地区之间是不同的。因此，在用于市用交流电源提供“400V组”电压(即电压从380V到460V)的国家或地区的电镀电源装置中，直流电源10a和10b要求一个包括IGBT的反相器，其能耐整流“400V组”交流电压产生的电压。然而，这种IGBT不是广泛适用的，所以它们非常昂贵，导致了该电源装置成本的增加。

本发明的目的是提供一种用于电镀的价格便宜的电源装置，该装置可提供均匀的电镀。

发明内容

根据本发明的电镀电源装置包括一个用于整流市用交流信号的输入端整流器。该输入端整流器的输出信号由直流-高频转换器转换为高频信号。斩波器或反相器可用做直流-高频转换器。多个直流-高频转换器可以串联形式连接使用。当多个直流-高频转换器被使用时，它们以串联形式被连接。由直流-高频转换器输出的高频信号在变压器被变换。变压器的数量与直流-高频转换器的数量相同。当两个以上直流-高频转换器被使用时，相同数量的变压器以并联形式被连接使用。

第一输出端整流器以这种方式被连接于变压器和负载之间以整流由变压器提供的变换的高频信号，以使当变换的高频信号极性为正时正极电流可被提供给负载。以并联形式与第一输出端整流器相连的第二输出端整流器整流负极的被变换高频信号以使负极电流可被提供给负载。第一和第二输出端整流器被排列成执行全波或半波整流。

第一半导体开关装置以串联形式与第一输出端整流器相连，并且由低频信号以比高频信号低的频率控制开关。第二半导体开关装置以串联形式与第二输出端整流器相连，并且根据低频信号以相反状态被排列到第一半导体开关装置的整流器上。换句话说，当第一半导体开关装置变为导通时，第二半导体开关装置通过低频信号变为不导通，反之亦然。

与第一和第二半导体开关装置同步，该直流-高频转换器被这样控制以提供具有当第二半导体开关装置导通时的值大于第一半导体开关装置导通时的值的高频信号。与第一和第二半导体开关装置的控制同步，直流-高频转换器的控制可通过例如改变用于转换器的反馈控制的参考信号值来完成。

最好第二半导体开关装置的导通时间短于第一半导体开关装置的导通时间。

按照上述的排列，当第一半导体开关装置变为导通而第二半导体开关装置变为不导通时，正电流从第一输出端整流器提供给电镀负载。另一方面，当第二半导体开关装置变为导通而第一半导体开关装置变为不导通时，负电流从第二输出端整流器提供给电镀负载。由于直流-高频转换器被排列以提供当第二半导体开关装置导通时(即当负电流被提供给电镀负载时)大于当第一半导体开关装置导通时(即当正电流被提供给电镀负载时)的高频信号。因此，负电流有更大的值以进行均匀的电镀。

具有该排列的该电源装置仅需要一个用作直流电源的输入端整流器。此外，该电镀电源装置仅需要两个半导体开关装置。因此，该电源装置的成本可被降低。

第一和第二扼流圈可分别与第一和第二半导体开关装置相连。第一和第二扼流圈被缠绕在相同的磁芯上以使当第二半导体开关装置不导通时增加施加于电镀负载的正电压，及当第一半导体开关装置不导通时增加施加于电镀负载的负电压。例如，第一扼流圈可以与第二扼流圈相反的缠绕方向缠绕在磁芯上。

当第一和第二扼流圈以上述方式被使用时，当第一输出端整流器整流变压器的高频信号以提供正电流给电镀负载时，第一扼流圈放出额外的正电流到电镀负载。同样地，当第二输出端整流器整流变压器的高频信号以提供负电流到电镀负载时，第二扼流圈放出额外的负电流到电镀负载。因此，提供给电镀负载的正、负电流之间的转换可以极高的速度进行，以此提高了电镀的均匀性。

当电流流入负载时，电荷存储装置可被充电。电容器可被用做电荷存储装置，或者与半导体开关装置相关的缓冲器电路可被配置以另外地作为电荷存储装置。当第一和第二半导体开关装置的其中一个变为导通，而另一个为不导通状态时，放电装置使电荷存储装置以这种方式放电，即相同极性的放电电流作为当前电流流入电镀负载流。该放电装置例如可以是连接于电荷存储装置和电镀负载之间的开关。

按照这种配置，当电流提供给该电镀负载时，存储在电荷存储装置中的电荷当流入电镀负载的电流的极性改变时被放电。因此，电镀负载的电流可从正极到负极或从负极到正极改变方向以使电镀层的厚度均匀。

直流-高频转换器可包括一个转换半导体开关装置和一个开关控制半导体开关装置的控制装置。该控制装置提供一控制信号以这种方式开关控制转换半导体开关装置，即流过电镀负载的正电流与为正电流的设置的参考值的差变为零。流过电镀负载的负电流与为负电流设置的负电流参考值的差变为零。当负电流流入电镀负载时，取样和保持装置被设置用于取样和保持由转换半导体切换控制装置提供的信号，并且当流过负载的电流从正电流变为负电流时，该取样和保持信号被施加于转换半导体开关装置上。

使用取样和保持装置的原因如下。该直流-高频转换器为反馈控制。然而，当电镀负载的电流例如从正极转换为负极时，由于正电流参考值与负电流参考值彼此不同，所以负电流不能与极性转换同时地变为与负电流参考值相对应的值。为了避免这一问题，当负电流被提供时，所产生的控制信号被取样和保持，并且当该电流转换为负电流时，该取样和保持控制信号被施加于直流-高频转换器的转换半导体开关装置上以使负电流可瞬时变为与该负电流参考值相对应的电流。这导致了电镀层均匀的厚度。

当负载开路时用于检测的检测装置可与第一和第二扼流圈共同被使用。当该检测装置检测负载开路时，电流流过的第一和第二扼流圈中的一个在该检测之前被短路半导体开关装置短路。

任何原因的负载开路都使得同时流过第一和第二扼流圈的电流变为零，其反过来使第一和第二扼流圈流过该扼流圈的电流变为零产生高电压。将该高电压加到第一和第二半导体开关装置对该半导体开关装置会产生破坏。为了避免此现象，当负载为开路时，电流正流过的扼流圈当负载为开路时被短路以此防止通过该扼流圈所产生的电压被施加到第一和第二半导体开关装置上，以由此保护该半导体开关装置。

该直流-高频转换器可由两个在输入端整流器的输出端子之间以串联形式相连的反相器组成。当市用交流电源向输入端整流器(其输出一个每个反相器能承受的两倍电压的输出电压)提供交流电压时，两个反相器的配置可被使用。

按照该种配置，可耐比输入市用交流电压所产生的直流电压更低电压的半导体装置可被用做该反相器的半导体开关装置。换句话说，可使用这种便宜的半导体装置，其反过来可降低电源装置的成本。

附图简要说明

图1是多层印刷电路板的剖面图；

图2是现有技术的电镀电源装置的方框电路图；

图3是根据本发明的实施例的电镀电源装置的方框电路图；

图4是图3中示出的电镀电源装置的反相器控制单元的方框电路图；

图5A和图5B分别示出了图3中示出的电镀电源装置的负载电流是如何变化的并且示出了图4中示出的反相器控制单元的参考信号是怎样变化的。

具体实施方式

图3中示出了用于本发明的一个优选实施例的电镀电源装置。该电镀电源装置包括输入端子，例如端子30a、30b和30c，其适合于与例如三相市用交流电的市用交流电相连。该市用交流电源提供例如“200V组”电压(即从180V-240V范围的电压)或者“400V组”电压(即从380V-460V范围的电压)。

输入端子30a-30c与输入端整流器32相连，该输入端整流器32为包括整流二极管32a、32b、32c、32d、32e和32f的全波整流电路。输入端整流器32的一个输出通过闸流管(thyrister)34a和电阻器34b的并联组合与两个滤波电容器36a和36b的串联组合相连。

分别由反相器38a和38b组成的直流-高频转换器分别与滤波电容器36a和36b并联连接。反相器38a和38b可为半桥型反相器。反相器38a由半导体开关器件如金属氧化半导体场效应管(MOSFET)40a和42a、电容器44a和46a组成，并且反相器38b由半导体开关器件如MOSFET 40b和42b、电容器44b和46b组成。可使用全桥反相器来替代半桥反相器。

响应施加于反相器控制单元48的栅极的反相控制信号，MOSFET40a、40b、42a和42b的每一个都以高频率被接通和断开，由此通过滤波电容器36a和36b的每一个所产生的直流电压被转换为例如20KHz-100KHz的高频电压。续流二极管49a、49b、49c和49d以反并联分别与MOSFET40a、42a、40b和42b的漏极通路相连。

反相器38a和38b的高频电压被分别施加到其次级绕组48a-s和48b-s以并联形式相连的变压器48a和48b的初级绕组48a-p和48b-p。次级绕组48a-s和48b-s分别具有连接在一起的中间抽头48a-T和48b-T。

在次级绕组48a-s和48b-s的并联组合上产生的经变换的高频电压在包括二极管50a、50b、50c和50d的输出端整流器50被整流。次级绕组48a-s和48b-s具有与二极管50a的阳极和二极管50c的阴极的结点联接在一起的次级绕组48a-s和48b-s的端子的上端子。并且具有与二极管50b的阳极和二极管50d的阴极的结点联接在一起的下端子。

输出端整流器50的输出通过滤波扼流圈52a和52b分别与例如IGBT 54a和54b的半导体器件的串联组合的反向端相连。扼流圈52a和52b包括以相反方向缠绕在同一磁芯上的绕组。因此，例如当通过扼流圈52a流向IGBT 54a的电流停止时，电流通过滤波扼流圈52b流向二极管50c和50d。另一方面，当通过扼流圈52b流向二极管50c和50d的电流停止时，电流通过扼流圈52a流向IGBT 54a。

IGBT 54a和扼流圈52a、IGBT 54b和扼流圈52b构成斩波器。IGBT 54a和54b由斩波器控制单元56提供的斩波器控制信号开关控制。IGBT 54a和54b的导通和不导通周期通过与斩波器控制单元56相连的定时器57来确定。IGBT 54a导通周期设置长于IGBT 54b导通的周期。例如，从IGBT 54b开始导通的时间到它下次开始导通的时间周期约为5毫秒到20毫秒。

IGBT 54a和54b的结点与电源装置的输出端子58a相连，另一输出端子58b与变压器48a和48b的次级绕组48a-s和48b-s上的相互连接的中间抽头48a-T和48b-T相连。该输出端58a和58b与电镀负载60相连。

当IGBT 54a为导通时，由于次级绕组48a-s和48b-s的上端子比相互连接的中间抽头48a-T和48b-T更具正电，所以电流通过二极管50a从上端子流入负载60。另一方面，如果次级绕组48a-s和48b-s的下端子比相互连接的中间抽头48a-T和48b-T更具正电，则电流通过二极管50b从下端子流入负载60。

当IGBT 54b为导通时，由于次级绕组48a-s和48b-s的上端子比相互连接的中间抽头48a-T和48b-T更具负电，所以从中间抽头48a-T和48b-T流入到负载60的电流通过整流二极管50c返回上端子。如果次级绕组48a-s和48b-s的下端子比相互连接的中间抽头48a-T和48b-T更具负电，则从中间抽头48a-T和48b-T流入到负载60的电流通过整流二极管50d返回下端子。

因此，二极管50a和50b共同作为第一输出端整流器工作，而二极管50c和50d共同作用作为第二输出端整流器工作。

正电流检测器62a连接于扼流圈52a和IGBT 54a之间以检测流向IGBT 54a的电流(下文称做正电流)值。同样地，连接于扼流圈52b和IGBT 54b之间的负电流检测器62b以检测流向扼流圈52b的电流(下文称做负电流)值。该正电流和负电流检测器62a和62b分别产生正负电流表示信号，其与反相器控制单元48耦合。

如图4所示，反相器控制单元48包括一个误差放大器66，其产生表示在来自电流检测器62a或62b的正电流值表示信号或负电流值表示信号之间的差的误差信号。一个脉冲宽度调制(PWM)驱动器68向反相器38a和38b提供脉冲宽度调制型控制信号控制反相器以用这种方式使该误差信号变为0。

来自参考信号源64的参考信号为如图5B所示的脉冲信号，并且该参考信号具有底部B和顶部P。随着IGBT 54a和54b的接通和断开，该脉冲信号由斩波器控制单元56的信号同步。更具体地说，因为IGBT 54a的导通和IGBT 54b的不导通，当电流流过时，脉冲信号的底部B产生。当IGBT 54a为不导通，IGBT 54b为导通并且因此负电流流过时，脉冲信号的顶部P产生。由于该脉冲信号与IGBT 54a和54b的通断同步，在一个顶部P的上升沿到与其相邻的顶部P的上升沿之间的周期例如为5-20毫秒，该周期比反相器38a和38b的高频信号的周期要长的多。

抽样和保持电路70和误差放大器66一起被设置。当IGBT 54a和54b分别为不导通和导通时，即当发生参考信号的顶部P时，通过取样和保持由误差放大器66产生的误差信号，取样和保持电路70响应来自斩波器控制单元56的信号。当IGBT 54a和54b再次变为不导通和导通时，响应斩波器控制单元56的信号，该取样和保持电路70提供保持到脉冲宽度调制驱动器68的误差信号。

在图3所示的电路中，缓冲器电路72以并联形式与IGBT 54a和54b的集电极-发射极串联组合通路相连。缓冲器电路72包括串联组合的二极管74和电荷存储装置(如电容76)，当IGBT 54a或54b变为不导通时，吸收由扼流圈52a或52b产生的额外电压。在二极管74和电容器76的结点和输出端子58b之间串联组合的一个电阻器78、半导体开关装置(如IGBT80)的集电极-发射极和反向隔流二极管82相连。当“开”信号从斩波器控制单元56施加于IGBT 80的栅极时，该IGBT 80变为导通并且电容器76的电荷向输出端子58b放电。

作为半导体开关装置工作的IGBT84a的集电极-发射极通路连接于正电流检测器62a、IGBT 54a的集电极的结点和输出端子58b之间。同样地，作为半导体开关装置工作的IGBT84b的发射极连接于负电流检测器62b和IGBT 54b的发射极的结点处，同时IGBT84b的集电极连接于输出端子58b。当IGBT84a和84b在各自的基部从斩波器控制单元56接收“开”信号时，它们变为导通以由此将扼流圈52a和52b分别与输出端子58b相连。当连接于输出端子58a和58b之间的电压检测器86检测输出端58a和58b之间为零电压时，斩波器控制单元56产生“开”信号。

参照图5A和5B将描述带有上述配置的电镀电源装置的操作。当市用交流电源以图5A示出的时间t1与电源装置的输入端子30a-30c相连时，闸流管34a开路，输入端整流器32的输出通过电阻器34b被提供给电容器36a和36b，导致电容器36a和36b充电。当充电完成时，闸流管34a变为导通，之后，输入端整流器32的输出通过闸流管34a提供给滤波电容器36a和36b，使整流器的输出滤波为直流电压。

滤波电容器36a和36b上的直流电压分别加在反相器38a和38b上，在反相器中被转换为高频电压，转而被加在变压器48a和48b的初级绕组48a-p和48b-p上。转换的高频电压在次级绕组48a-s和48b-s中被感应出。

在这种状态下，如果与由反相器控制单元48提供的参考信号同步，由斩波器控制单元56使得IGBT 54a和54b变为导通和不导通，则由次级绕组48a-s和48b-s感应出的高频电压的数值较小，因为在这种状态下产生的是参考信号的底部B(图5B)。

在这种状态下，如果次级绕组48a-s和48b-s的上端子的导出电压高于中间端子48a-T和48b-T的电压，则图5A所示的一个更小的正电流通过二极管50a、扼流圈52a、正电流检测器62a、IGBT 54a输出端子58a、电镀负载60、输出端子58b流向中间端子48a-T和48b-T。

如果高于中间端子48a-T和48b-T电压的电压出现在次级绕组48a-s和48b-s的下端子，则图5A所示的一个更小的正电流通过二极管50b、扼流圈52a、正电流检测器62a、IGBT 54a输出端子58a、电镀负载60、输出端子58b流向中间端子48a-T和48b-T。

正电流由正电流检测器62a进行检测，其向反相器控制单元48提供正电流值表示信号。该反相器控制单元48以该种方式控制MOSFET40a、40b、42a和42b的导通周期以使该正电流具有与参考信号的底部B(图5B)相对应的值。

因为正电流的流入，缓冲器电路72的电容器76也被充电。

在如图5A所示的时间t2，斩波器控制单元56使IGBT 54a变为不导通并且使IGBT 54b变为导通。反相器控制单元48的参考信号变为图5B所示的顶部P，导致次级绕组48a-s和48b-s的感应的高频电压具有一个较大的值。

在该种状态下，如果次级绕组48a-s和48b-s的中间抽头48a-T和48b-T的电压高于次级绕组上端子的电压，则负电流通过输出端子58b、电镀负载60、输出端子58a、IGBT 54b、负电流检测器62b、滤波扼流圈52b和二极管50c从相互连接的中间端子48a-T和48b-T流向相互连接的次级绕组48a-s和48b-s的上端子。

如果相互连接的中间抽头48a-T和48b-T的电压高于相互连接的次级绕组48a-s和48b-s的下端子的电压，则负电流通过输出端子58b、电镀负载60、输出端子58a、IGBT 54b、负电流检测器62b、滤波扼流圈52b和二极管50d从相互连接的中间端子48a-T和48b-T流向相互连接的次级绕组48a-s和48b-s的下端子。该负电流由负电流检测器62b检测，并且该负电流值表示信号从检测器62b被施加到反相器控制单元48。然后，该反相器控制单元48以该种方式控制反相器38a的MOSFET 40a、42a、40b和42b的导通周期以使检测的负电流具有与顶部P的参考信号相对应的值。

由于从正电流到负电流的转换，流过电镀负载60的电流从较小的正电流变为较大的负电流，如图5A所示。在滤波扼流图52b中没有流过滤波扼流圈52a(滤波器扼流圈52a有正电流流过)的电流被感应出，该电流流入二极管50c和50d，加到负电流中。这加速了从正电流到负电流的变化。

在时间t2，斩波器控制单元56使IGBT80导通，由此电容器76上的正电荷流过输出端子58b、电镀负载60、输出端子58a、IGBT 54b、负电流检测器62b、滤波扼流圈52b和二极管50c或50d。然后，负电流因此增加。这进一步加速了正电流到负电流的转换。负电流熔化通孔和通路孔边上的电镀层，使得可实现均匀的电镀。

在图5A的时间t3，IGBT 54a和54b又分别变为导通和不导通以使正电流像前面所描述的那样流过并且发生从负电流到正电流的转换。该负电流流过的周期短于该正电流流过的周期，并且该负电流大于正电流。由于正电流开始流过，所以流过扼流圈52b的负电流停止流动，而正电流开始通过扼流圈52a流向IGBT 54a。负电流到正电流的转换迅速发生。与此同时，电容器76被充电。

以类似的方法，正电流和负电流交替着被提供给电镀负载60。由于以短周期重复提供比正电流具有更大值的负电流到电镀负载60，电镀负载60中的物体可以以均匀的厚度被电镀。当正电流变为负电流和当负电流变为正电流时，在滤波扼流圈52b和52a中分别感应出的负电流和正电流被叠加，其加速了电流的转换。此外，当正电流变为负电流时，基于电容器76上的充电电流在某种意义上被叠加到负电流以提高该负电流。因此，从正电流转换为负电流的速度进一步提高。

由于上述的配置，正负电流值之间的差加大，因此除非反相器38a和38b的响应速度非常快，否则该电流获得理想的负值将需要很长时间，其导致了物体上的电镀层的不充分熔化。因此，反相器38a和38b具有一个提高的响应是必要的。为此，当提供负电流时，图4中所示的反相器控制单元48中的取样和保持电路70进行取样和保持所产生的误差信号，并且当产生正负电流转换的指令时，它所保持的误差信号提供给PWM驱动器68。按照这种配置，反相器38a和38b的响应可被提高以使反相器38a和38b产生的高频电压可被转换为高电压以无延迟地提供负电流。

除了被电镀的物体，电镀负载60还包括用于支撑被电镀物体的支架和其他物体。有时，位于支架和物体之间的连接被断开，导致电镀负载60的开路。这使得零电流流过正电流检测器62a和负电流检测器62b，进而使反相器38a和38b以这种方式被控制，即在输出端子58a和58b之间产生最大电压。与此同时，因为电流流到那里不再流动，所以在扼流圈52a和52b将感应出高电压，这使得额外电压被施加到IGBT 54a和54b上，这可能损坏IGBT 54a和54b。此外，在这种情况下，如果电镀负载开路消失，则额外电流将流入电镀负载60。

为了避免上述现象的发生，电压检测器86被配置以检测由电镀负载60开路引起的额外电压。当电压检测器86检测该额外电压时，它产生一个表明该额外电压形成的信号，该额外电压被施加到斩波器控制单元56上。作为对其的响应，斩波器控制单元56使得IGBT84a和84b的其中与电流流过的扼流圈52a或52b相连的一个变为导通以由此短路该扼流圈。这防止了额外电压被施加到IGBT 54a和54b上，防止了当电镀负载60的开路消失时，额外电流被施加到电镀负载60上。

由于反相器38a和38b以串联形式连接，所以不是必须使用像MOSFET40a、40b、42a和42b的MOSFET，甚至当该电源装置准备用提供400V组电压的市用交流电源时，这些MOSFET也可抗整流400V组市用交流电压产生的电压，但它们必需耐整流200V组交流电压产生的耐压。勿庸置言，200V组市用交流电源也可用于该电源装置。

上述的电源装置包括两个反相器(即反相器38a和38b)以使得其不仅可被用了提供200V组交流电压的市用交流电源，而且也可被用了提供400V组交流电压的市用交流电源。然而，仅以200V组市用交流电源使用的电源装置仅需要一个反相器。在这种情况下，仅两个二极管(即图3所示电路中的二极管50a和50b)用于输出端整流器，变压器的数量可降为一个。

在上述的实施例中，电流检测器62a和62b以串联形式分别与扼流圈52a和52b相连，但它们可分别被连接于中间抽头48a-T、48b-T和输出端子58b之间。

在上述的实施例中，仅当正电流转换为负电流时，电容器76才被设置为放电。然而，可以使用另一等同于二极管74的二极管，其阴极连接于电容器76和二极管74的结点和其阳极连接于输出端子58b。以使当提供负电流时，电容器76可充电。在这种情况下，一个电阻器、一个IGBT和一个反向隔流二极管的串联组合，等同于电阻器78、IGBT80和反向隔流二极管82的串联组合被连接于电容器76、二极管74的结点和输出端子58b之间。当IGBT80变为导通时，在等同串联组合中的IGBT也变为导通以使当电流从负电流变为正电流时可提供电容器76上的电荷，这也提高了负电流转换为正电流的速度。应当注意，不是总是需要使用两种电流转换加速装置，但它们中的一种装置，即图3中所示的仅当电流从正电流转换为负电流时使电容器76放电的该装置，或当电流从负电流转换为正电流时使电容器76放电的上述的附加装置可被使用。

代替电压检测器86，可使用电流检测器检测电镀负载60的开路。

斩波器可被用于代替反相器作为直流-高频转换器。

此外，可使用MOSFET或双极型晶体管代替IGBT 54a和54b。也可使用IGBT或双极型晶体管代替MOSFET形成反相器38a和38b。

Claims (6)

1、一种用于电镀的电源装置，该装置包括：

输入端整流器，用于整流市用交流电；

直流-高频转换器，用于将所述输入端整流器的输出转换为高频信号；

变压器，用于变换所述直流-高频转换器的高频信号并产生高频变压器输出信号；

第一输出端整流器，以这种方式连接于所述变压器和负载之间以整流所述变压器的高频变压器输出信号，当所述高频变压器输出信号极性为正时使正电流流入所述负载；

第二输出端整流器，与用于整流所述变压器的所述高频变压器输出信号的所述第一输出端整流器并联连接，当高频变压器输出信号极性为负时使负电流流入所述负载；

第一半导体开关装置，与所述第一输出端整流器串联并且以低于所述高频信号的频率变为导通和不导通；

第二半导体开关装置，与所述第二输出端整流器串联，当所述第一半导体开关装置导通时所述第二半导体开关装置不导通，当所述第一半导体开关装置不导通时所述第二半导体开关装置导通；

所述直流-高频转换器以这种方式与所述第一和第二半导体开关装置同步被控制即当所述第二半导体开关装置导通时，所述高频信号具有大于当所述第一半导体开关装置导通时的值。

2、根据权利要求1的该电源装置，还包括：

第一和第二扼流圈，它们分别与所述第一和第二半导体开关装置相连；

其中所述第一和第二扼流圈以这种方式被缠绕在相同的磁芯上，即当所述第二半导体开关装置不导通时，施加到所述负载的正电压可被提高，并且当所述第一半导体开关装置不导通时，施加到所述负载的负电压可被降低。

3、根据权利要求1的该电源装置，还包括：

电荷存储装置，当电流被施加到所述负载时进行充电；

放电装置，响应所述第一和第二半导体开关装置其中一个的接通，从而以这种方式对所述电荷存储装置放电使与流过所述电流极性相同的放电电流可以流动。

4、根据权利要求1的电源装置，其中所述直流-高频转换器包括一个转换半导体开关装置和控制装置，用于打开和关闭所述半导体开关装置，所述控制装置提供一个控制信号以这种方式开关控制所述转换半导体开关装置，即流过所述负载的正电流和为正电流设置的正电流参考值之间的差可变为零并且流过所述负载的负电流和为负电流设置的负电流参考值之间的差可变为零；

其中所述电源装置还包括取样和保持装置，用于当所述负电流流过所述负载时，取样和保持由所述控制装置提供的所述控制信号，和用于当流过所述负载的电流从正电流变为负电流时向所述转换半导体开关装置提供取样和保持控制信号。

5、根据权利要求3的电源装置，还包括：

检测器，用于当所述负载开路时进行检测；

短路半导体开关装置，用于当所述检测装置检测所述负载的开路时短路电流流过的所述第一扼流圈和第二扼流圈中的一个。

6、根据权利要求1的电源装置，其中所述直流-高频转换器包括两个以串联形式连接于所述输入端整流器的输出端之间的反相器，并且所述输入端整流器与这样的市用交流电源相连，以使得所述输入端整流器可提供约为每一所述反相器可处理的电压的两倍的整流输出电压。

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