JP2003028898A - サンプラーおよび計測方法 - Google Patents

サンプラーおよび計測方法

Info

Publication number
JP2003028898A
JP2003028898A JP2001216696A JP2001216696A JP2003028898A JP 2003028898 A JP2003028898 A JP 2003028898A JP 2001216696 A JP2001216696 A JP 2001216696A JP 2001216696 A JP2001216696 A JP 2001216696A JP 2003028898 A JP2003028898 A JP 2003028898A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
sfq
pulse
sampler
dividing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2001216696A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3990123B2 (ja
Inventor
Mutsuo Hidaka
睦夫 日高
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
International Superconductivity Technology Center
NEC Corp
Original Assignee
International Superconductivity Technology Center
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by International Superconductivity Technology Center, NEC Corp filed Critical International Superconductivity Technology Center
Priority to JP2001216696A priority Critical patent/JP3990123B2/ja
Priority to US10/195,825 priority patent/US6922066B2/en
Publication of JP2003028898A publication Critical patent/JP2003028898A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3990123B2 publication Critical patent/JP3990123B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11C—STATIC STORES
    • G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
    • G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/146—Measuring arrangements for current not covered by other subgroups of G01R15/14, e.g. using current dividers, shunts, or measuring a voltage drop
    • G01R15/148—Measuring arrangements for current not covered by other subgroups of G01R15/14, e.g. using current dividers, shunts, or measuring a voltage drop involving the measuring of a magnetic field or electric field
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/25—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques
    • G01R19/2506—Arrangements for conditioning or analysing measured signals, e.g. for indicating peak values ; Details concerning sampling, digitizing or waveform capturing
    • G01R19/2509—Details concerning sampling, digitizing or waveform capturing

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 測定ジッターが小さく、測定周波数、測定精
度が高く、かつ低コストのサンプラーおよび計測方法を
提供する。 【解決手段】 測定タイミングを決定するトリガー電流
Ｉｔｒを、被測定信号電流Ｉｓよりサンプラーチップ１
１上で作り、コンパレータ回路２０は、トリガー電流Ｉ
ｔｒ入力時のフィードバック電流Ｉｆ等の電流和が、コ
ンパレータ回路２０の閾値より大きければ、ＳＦＱパル
スを出力する。そして、一定時間内におけるコンパレー
タ回路２０からの出力ＳＦＱパルス数をもとに被測定信
号の波形観測をする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、繰り返し発生する
電気信号波形を測定するサンプラーおよび計測方法に関
し、特に、超伝導体を用いた高時間分解能の電気信号波
形観測のためのサンプラーおよび計測方法に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】「アイ・イー・イー・イー・トランザク
クション・オン・アプライド・スーパーコンダクティビ
ティー」（第９巻、第４０８１頁）に記載の超伝導サン
プラーは、高時間分解能の電気信号波形観測回路として
知られている。図１３の（ａ）は、この文献に掲載され
た超伝導サンプラーの回路図であり、同図の（ｂ）は、
その回路に供給する電流および出力電圧の波形を示す図
である。以下、図１３を参照して、超伝導サンプラーに
よる電流波形の計測方法について説明する。
【０００３】まず、図１３の（ａ）に示す第１の入力端
子１０１からフィードバック電流Ｉｆが供給され、次
に、被測定電流Ｉｓが入力される。あるタイミングで第
２の入力端子１０２からトリガー電流Ｉｔｒが供給され
ると、第１のジョセフソン接合１０３がスイッチ・オン
となり、第１のジョセフソン接合１０３、第２のジョセ
フソン接合１０４、第３のジョセフソン接合１０５、第
１のインダクタンス１０８を含む第１の超伝導ループ
に、単一磁束量子ＳＦＱ(Single Flux Quantum) が侵入
し、それに伴い、第１の超伝導循環電流が第１の超伝導
ループに流れる。
【０００４】また、第１のジョセフソン接合１０３、第
２のインダクタンス１０９を含む第２の超伝導ループに
は、上記とは反対向きのＳＦＱが侵入する。
【０００５】第２のジョセフソン接合１０４の臨界電流
値を、第１の超伝導循環電流よりも低く設定しておく
と、第２のジョセフソン接合１０４を流れる電流は、立
ち上がりの途中で第２のジョセフソン接合１０４のスイ
ッチにより立ち下がり、結果として、パルス電流Ｉｐが
発生し、第３のジョセフソン接合１０５に流れ込む。
【０００６】この第３のジョセフソン接合１０５は、コ
ンパレータ接合と呼ばれる。この接合には、既にＩｆと
Ｉｓが流れているため、Ｉｆ，Ｉｓ，Ｉｐの３つの電流
が加算される。これら３つの電流の和が、第３のジョセ
フソン接合１０５の臨界電流値以上であれば、第３のジ
ョセフソン接合１０５はスイッチ・オンとなり、第３の
ジョセフソン接合１０５、第３のインダクタンス１１
０、読み出しＳＱＵＩＤ(Superconducting Quantum Int
erference Device：超伝導量子干渉素子) との結合イン
ダクタンス１１１を含む第３の超伝導ループに、第３の
超伝導循環電流が流れる。
【０００７】上記第３の超伝導循環電流は、第４のジョ
セフソン接合１０６、第５のジョセフソン接合１０５を
含む読み出しＳＱＵＩＤの両端に電圧を発生させる。も
し、上記３つの電流の和が第３のジョセフソン接合１０
５の臨界電流値以下であれば、第３のジョセフソン接合
１０５はスイッチ・オンとならず、読み出しＳＱＵＩＤ
の両端にも、電圧は発生しない。
【０００８】また、第２の超伝導循環電流、第３の超伝
導循環電流は、各測定サイクルの最後にマイナスの電流
を流し、それぞれ第１のジョセフソン接合１０３、第３
のジョセフソン接合１０５をスイッチすることにより、
リセットする。
【０００９】以上の操作を、Ｉｆの値を変えて繰り返
し、出力電圧が現れる最小のＩｆの値を求める。そし
て、この値を、Ｉｓ＝０のときの出力電圧が現れる最小
のＩｆの値と比較することにより、Ｉｐが発生したタイ
ミングにおけるＩｓの値を知ることができる。
【００１０】次に、Ｉｔｒを供給するタイミングを変え
て、Ｉｐの発生するタイミングをずらし、同様の測定を
行うための操作を繰り返す。このように、図１３の
（ａ）に示す超伝導サンプラーを用いて、Ｉｓの波形を
測定することができる。
【００１１】図１４は、図１３の（ａ）に示した超伝導
サンプラー回路への電流供給、および出力電圧の処理を
行うための周辺機器の構成を示すブロック図である。図
１４において、サンプラーチップ１２０は、超伝導回路
が動作する低温状態にあり、３本の入力ライン１２１，
１２２，１２３から電流が供給される。すなわち、被測
定信号発生源１２５で発生した被測定信号電流Ｉｓは、
第１の入力ライン１２１を通って、サンプラーチップ１
２０に入力される。
【００１２】一方、被測定信号電流Ｉｓと同期し、か
つ、大幅に分周した信号を制御コンピュータ１２６で作
り、この信号を高速パルス発生器１２７に送る。これに
よって、高速パルス発生器１２７は、立ち上がり時間が
数１０ピコ秒の高速パルスを発生する。そして、制御コ
ンピュータ１２６によって遅延時間を制御できる可変遅
延ライン１２８を用いて、高速パルス発生器１２７から
の高速パルスを、所望の時間、遅延させた後、可変アッ
テネータ１２９によって、そのパルスを所望の大きさに
調節することによって、トリガー電流Ｉｔｒを作る。こ
のトリガー電流Ｉｔｒは、第２の入力ライン１２２を通
って、サンプラーチップ１２０に供給される。
【００１３】フィードバック電流Ｉｆは、制御コンピュ
ータ１２６によって、その値がデジタル値で決められ、
Ｄ／Ａコンバータ１３０でアナログ値に変換された後、
第３の入力ライン１２３を通して、サンプラーチップ１
２０に入力される。
【００１４】超伝導サンプラーの出力電圧Ｖｏｕｔは、
通常、１００マイクロボルト程度であるため、増幅器１
３１を用いて、それを１０００倍程度、増幅する。そし
て、増幅した信号を、Ａ／Ｄコンバータ１３２でデジタ
ル値に変換した後、制御コンピュータ１２６に入力し、
所定の処理を行う。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述した超伝導サンプ
ラーで測定が行われるタイミングは、トリガー電流Ｉｔ
ｒがサンプラー回路に入力され、第１のジョセフソン接
合１０３がスイッチ・オンすることによってＳＦＱパル
スが発生し、それが第３のジョセフソン接合１０５に流
れ込んだ瞬間である。
【００１６】ここで、ＳＦＱパルスが発生してから、そ
れが第３のジョセフソン接合１０５に流れ込む時間は、
１ピコ秒以下である。そのため、測定タイミングは、ト
リガー電流Ｉｔｒの到達時間と、そのトリガー電流Ｉｔ
ｒが到達してから第１のジョセフソン接合がスイッチす
るまでの時間に影響を受ける。
【００１７】図１４に示す周辺機器では、トリガー電流
Ｉｔｒは、サンプラーチップ１２０外で発生されるた
め、それがサンプラーチップ１２０に到着する時間に、
数ピコ秒から数１０ピコ秒程度のずれが生じる。高速パ
ルス発生器１２７で発生した直後のトリガー電流Ｉｔｒ
は、立ち上がり時間が数１０ピコ秒であるが、可変遅延
ライン１２８、可変アッテネータ１２９を通過する間
に、立ち上がり時間が劣化し、結果的に立ち上がり時間
が１００ピコ秒を越える場合もある。
【００１８】なお、これら高速パルス発生器１２７、可
変遅延ライン１２８、可変アッテネータ１２９は、立ち
上がり時間が数１０ピコ秒の高速パルスに適用できる高
周波部品であるため、非常に高価であり、これが機器の
コストを引き上げる原因となっている、という問題があ
る。
【００１９】また、ジョセフソン接合の電流閾値である
臨界電流は、熱ノイズによってゆらぐことが知られてお
り、トリガー電流Ｉｔｒの立ち上がりが鈍いと、第１の
ジョセフソン接合１０３がスイッチ・オンするタイミン
グが、この熱ノイズによってばらつきやすくなる。
【００２０】例えば、トリガー電流Ｉｔｒの立ち上がり
時間が２００ピコ秒のとき、４０Ｋ動作の高温超伝導サ
ンプラー回路では、第１のジョセフソン接合１０３がス
イッチ・オンするタイミングのばらつきは、４０ピコ秒
程度と見積もられる。これらのことから、トリガー電流
Ｉｔｒを、サンプラーチップ１２０外から入力すること
に起因して、測定タイミングのばらつき（いわゆる、ジ
ッター）が発生することが分かる。
【００２１】時間分解能の高い超伝導サンプラーは、１
００ＧＨｚ以上の帯域を持つことが期待されているが、
このような高周波を観測するためには、ジッターは、数
ピコ秒以下となる必要がある。この要求は、上述した従
来技術のように、サンプラーチップ１２０外からトリガ
ー電流Ｉｔｒを供給する方法では、満足することはでき
ないという問題がある。
【００２２】また、超伝導サンプラーは、高い時間分解
能を有しているため、ギガヘルツ以上の帯域の被測定信
号電流Ｉｓも測定可能であるが、図１４に示す制御コン
ピュータ１２６等の半導体デバイスを使用した機器で
は、このような高速動作ができない。特に、増幅器１３
１、Ａ／Ｄコンバータ１３２の動作速度がボトルネック
となって、現在までに実現できている測定周波数は、１
００ＫＨｚ程度である。さらに、現在、市販されている
可変遅延ライン１２８は、その遅延時間を変更するため
に、０．５秒ほどの時間を必要とするという問題もあ
る。
【００２３】超伝導サンプラーは、１つの点を測定する
ために、非常に多い回数（例えば、１００００回）の試
行を必要とし、また、遅延時間を少しずつ変えながら、
多数の点（例えば、５００点）を測定するために、１つ
の波形測定に数分といった、長い測定時間が必要とな
る。
【００２４】また、測定される電流値の精度は、その測
定において行う平均化回数の平方根に比例するため、測
定周波数を上げて、平均化回数を増すことにより、測定
精度を向上することが望まれている。
【００２５】本発明は、上述の課題に鑑みなてされたも
のであり、その目的とするところは、被測定信号電流の
波形測定の際におけるジッターの発生を大幅に低減する
サンプラーおよび計測方法を提供することである。
【００２６】また、本発明の他の目的は、被測定信号電
流の測定周波数を向上して、測定時間の短縮、および測
定精度を向上できるサンプラーおよび計測方法を提供す
ることである。
【００２７】本発明のさらなる目的は、コストのかかる
高周波部品を使用せず、装置全体のコストを削減するサ
ンプラーおよび計測方法を提供することである。
【００２８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、所定の電気信号波形を測定するサンプラ
ーにおいて、被測定信号電流を第１の電流と第２の電流
とに分岐する分岐手段と、上記第１の電流の入力により
単一磁束量子（ＳＦＱ）パルスを発生するＳＦＱパルス
発生手段と、上記ＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、
そのＳＦＱパルスをトリガー電流として出力する遅延手
段と、上記トリガー電流と、上記第２の電流と、所定の
フィードバック電流とを入力し、上記トリガー電流の入
力時に上記第２の電流の値と上記フィードバック電流の
値とに応じてスイッチ動作を行うコンパレータ手段と、
上記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを分
周する後置分周手段と、上記分周後のＳＦＱパルスを所
定レベルの電圧に変換する電圧変換手段とを備え、上記
変換で得られた電圧をもとに上記電気信号波形の測定を
行うサンプラーを提供する。
【００２９】他の発明は、所定の電気信号波形を測定す
るサンプラーにおいて、被測定信号電流を第１の電流と
第２の電流とに分岐する分岐手段と、上記第１の電流の
入力により単一磁束量子（ＳＦＱ）パルスを発生するＳ
ＦＱパルス発生手段と、上記ＳＦＱパルスを分周する前
置分周手段と、上記分周後のＳＦＱパルスの伝搬時間を
制御して、そのＳＦＱパルスをトリガー電流として出力
する遅延手段と、上記トリガー電流と、上記第２の電流
と、所定のフィードバック電流とを入力し、上記トリガ
ー電流の入力時に上記第２の電流の値と上記フィードバ
ック電流の値とに応じてスイッチ動作を行うコンパレー
タ手段と、上記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱ
パルスを所定レベルの電圧に変換する電圧変換手段とを
備え、上記変換で得られた電圧をもとに上記電気信号波
形の測定を行うサンプラーを提供する。
【００３０】また、他の発明によれば、所定の電気信号
波形を測定するサンプラーにおいて、被測定信号電流を
第１の電流と第２の電流とに分岐する分岐手段と、上記
第１の電流の入力により単一磁束量子（ＳＦＱ）パルス
を発生するＳＦＱパルス発生手段と、上記ＳＦＱパルス
を分周する前置分周手段と、上記前置分周手段で分周後
のＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、そのＳＦＱパル
スをトリガー電流として出力する遅延手段と、上記トリ
ガー電流と、上記第２の電流と、所定のフィードバック
電流とを入力し、上記トリガー電流の入力時に上記第２
の電流の値と上記フィードバック電流の値とに応じてス
イッチ動作を行うコンパレータ手段と、上記スイッチ動
作によって出力されるＳＦＱパルスを分周する後置分周
手段と、上記後置分周手段で分周後のＳＦＱパルスを所
定レベルの電圧に変換する電圧変換手段とを備え、上記
変換で得られた電圧をもとに上記電気信号波形の測定を
行うサンプラーが提供される。
【００３１】好ましくは、本発明に係るサンプラーは、
上記後置分周手段に代えて、上記ＳＦＱパルスを計数す
るカウンターを備える。また、上記分岐手段、ＳＦＱパ
ルス発生手段、遅延手段、コンパレータ手段、前置分周
手段、後置分周手段、電圧変換手段、およびカウンター
がサンプラー回路を構成し、これらの手段が同一チップ
上に配されている。
【００３２】好適には、上記分岐手段、ＳＦＱパルス発
生手段、遅延手段、コンパレータ手段、前置分周手段、
後置分周手段、電圧変換手段、およびカウンターの全部
あるいは一部に超伝導体が用いられている。また、好ま
しくは、上記遅延手段は、バイアス電流値によって、上
記ＳＦＱパルスがジョセフソン伝送線路（ＪＴＬ）を伝
搬する速度を制御し、そのＪＴＬを構成する各ジョセフ
ソン接合が抵抗によりシャントされている。
【００３３】また、他の発明によれば、被測定信号電流
を第１の電流と第２の電流とに分岐するステップと、上
記第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パルス
を発生するステップと、上記ＳＦＱパルスの伝搬時間を
制御して、そのＳＦＱパルスをトリガー電流として出力
するステップと、上記トリガー電流と、上記第２の電流
と、所定のフィードバック電流とを入力し、上記トリガ
ー電流の入力時に上記第２の電流の値と上記フィードバ
ック電流の値とに応じてスイッチ動作を行うステップ
と、上記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルス
を分周する後置の分周ステップと、上記分周後のＳＦＱ
パルスを所定レベルの電圧に変換するステップと、上記
変換で得られた電圧をもとに、所定時間内における上記
ＳＦＱパルスの計数を行うステップとを備え、上記伝搬
時間を変えながら上記ステップを繰り返すことで、上記
被測定信号電流の電気信号波形の測定を行う計測方法が
提供される。
【００３４】また、他の発明によれば、被測定信号電流
を第１の電流と第２の電流とに分岐するステップと、上
記第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パルス
を発生するステップと、上記ＳＦＱパルスを分周する前
置の分周ステップと、上記分周後のＳＦＱパルスの伝搬
時間を制御して、そのＳＦＱパルスをトリガー電流とし
て出力するステップと、上記トリガー電流と、上記第２
の電流と、所定のフィードバック電流とを入力し、上記
トリガー電流の入力時に上記第２の電流の値と上記フィ
ードバック電流の値とに応じてスイッチ動作を行うステ
ップと、上記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパ
ルスを所定レベルの電圧に変換するステップと、上記変
換で得られた電圧をもとに、所定時間内における上記Ｓ
ＦＱパルスの計数を行うステップとを備え、上記伝搬時
間を変えながら上記ステップを繰り返すことで、上記被
測定信号電流の電気信号波形の測定を行う計測方法が提
供される。
【００３５】さらなる発明によれば、被測定信号電流を
第１の電流と第２の電流とに分岐するステップと、上記
第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パルスを
発生するステップと、上記ＳＦＱパルスを分周する前置
の分周ステップと、上記前置の分周ステップで分周後の
ＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、そのＳＦＱパルス
をトリガー電流として出力するステップと、上記トリガ
ー電流と、上記第２の電流と、所定のフィードバック電
流とを入力し、上記トリガー電流の入力時に上記第２の
電流の値と上記フィードバック電流の値とに応じてスイ
ッチ動作を行うステップと、上記スイッチ動作によって
出力されるＳＦＱパルスを分周する後置の分周ステップ
と、上記後置の分周ステップで分周後のＳＦＱパルスを
所定レベルの電圧に変換するステップと、上記変換で得
られた電圧をもとに、所定時間内における上記ＳＦＱパ
ルスの計数を行うステップとを備え、上記伝搬時間を変
えながら上記ステップを繰り返すことで、上記被測定信
号電流の電気信号波形の測定を行う計測方法が提供され
る。
【００３６】好ましくは、上記計測方法に係る発明は、
上記後置の分周ステップに代えて、上記ＳＦＱパルスの
計数を行うステップを備える。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明の実施の形態を詳細に説明する。 ［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１に係る
超伝導サンプラーの構成を示すブロック図である。同図
に示す超伝導サンプラー（以下、単にサンプラーともい
う）の超伝導サンプラー回路は、サンプラーチップ１１
上に形成されている。すなわち、超伝導サンプラー回路
は、分岐部１３、ＳＦＱパルス発生回路１６、遅延部１
７、コンパレータ回路２０、後置分周回路２２、ＳＦＱ
／電圧変換回路２３によって構成される。
【００３８】信号入力線１２から入力された被測定信号
電流Ｉｓは、分岐部１３によって、第１の電流路１４を
通る第１の電流Ｉｓ１と、第２の電流路１５を通る第２
の電流Ｉｓ２とに分流される。これらの内、第１の電流
Ｉｓ１は、ＳＦＱパルス発生回路１６に入力され、そこ
で、１個のＳＦＱパルスが発生する。そして、このＳＦ
Ｑパルスに対して、遅延部１７により、一定時間の遅延
が与えられ、パルス状のトリガー電流Ｉｔｒとなって、
コンパレータ回路２０に入力される。
【００３９】遅延部１７における遅延時間は、制御コン
ピュータ１９によって決定され、遅延制御線１８を通し
て、遅延部１７に伝えられる。また、コンパレータ回路
２０では、上記のトリガー電流Ｉｔｒ、第２の電流Ｉｓ
２、フィードバック電流路２１を通して、制御コンピュ
ータ１９から供給されるフィードバック電流Ｉｆが加算
される。そして、トリガー電流Ｉｔｒ入力時の電流の和
が、コンパレータ回路２０の閾値より大きければ、コン
パレータ回路２０は、ＳＦＱパルスを１個、出力する。
なお、ここでのトリガー電流Ｉｔｒは、上述した従来技
術におけるパルス電流Ｉｐと同じ働きをする。
【００４０】コンパレータ回路２０から出力されたＳＦ
Ｑパルスは、後置分周回路２２において、室温環境下に
ある制御コンピュータ１９で処理できる速度まで、その
周波数が分周された後、ＳＦＱ／電圧変換回路２３で、
一定レベルの電圧に変換される。その結果は、出力電圧
Ｖｏｕｔとして、出力線２４を通して、サンプラーチッ
プ１１外に出力される。
【００４１】超伝導ＳＦＱ回路からの出力は、通常、数
百マイクロボルトと、室温環境下にある半導体機器で処
理するには小さ過ぎるため、一般に増幅器を用いて所望
の大きさに増幅される。すなわち、上記の出力電圧Ｖｏ
ｕｔを増幅器２５で増幅して得られた電圧は、カウンタ
ー２６で計数される。これにより、一定時間内にコンパ
レータ回路２０から出力されたＳＦＱパルスの数が測定
される。
【００４２】上記の測定結果は、制御コンピュータ１９
に送られ、その値が、あらかじめ設定されている期待値
と比較して小さければ、制御コンピュータ１９は、フィ
ードバック電流Ｉｆの値を増加して、再度、測定を行
う。しかし、測定値が期待値を上回った場合には、その
時点のフィードバック電流Ｉｆの値と、被測定信号電流
Ｉｓがゼロの時にカウントされたＳＦＱパルス数が期待
値を上回る最小のフィードバック電流Ｉｆの値とを比較
することにより、遅延部１７で決められた時刻におけ
る、第２の電流Ｉｓ２の値を測定することができる。
【００４３】なお、第２の電流Ｉｓ２と被測定信号電流
Ｉｓの比は、分岐部１３の構成により一定であるため、
第２の電流Ｉｓ２の値をもとに、上記の時刻における被
測定信号電流Ｉｓの値を知ることができる。
【００４４】以降、遅延部１７における遅延時間を変え
ながら、上記と同様の測定を行うことにより、被測定信
号電流Ｉｓの波形を観測することができる。
【００４５】以上説明したように、本実施の形態１によ
れば、トリガー電流Ｉｔｒを被測定信号電流Ｉｓよりサ
ンプラーチップ１１上で作るとともに、このトリガー電
流Ｉｔｒが、コンパレータ回路２０まで、パルス幅が数
ピコ秒のＳＦＱパルスで伝搬していくので、従来技術に
おいて問題とされた、測定時におけるジッターの発生を
非常に小さくすることができる、という効果がある。
【００４６】また、被測定信号電流Ｉｓの周期ごとに測
定が行われるため、測定周波数が非常に大きくなり、測
定時間の短縮や測定精度の向上が期待でき、さらには、
コストのかかる（つまり、部品そのものの価格が高い）
高周波部品を、超伝導回路で作製できるため、装置全体
の低コスト化を図ることができるという利点がある。
【００４７】［実施の形態２］以下、本発明の実施の形
態２について説明する。図２は、本実施の形態２に係る
超伝導サンプラーの構成を示すブロック図である。な
お、同図において、図１に示す、上記実施の形態１に係
るサンプラーと同一構成要素には同一符号を付し、ここ
では、それらの説明を省略する。
【００４８】本実施の形態２に係る超伝導サンプラーに
特徴的なこと、つまり、実施の形態１に係るサンプラー
と異なる点は、後置分周回路を削除し、遅延部１７の前
段に前置分周回路２７を挿入したことである。この構成
により、トリガー電流Ｉｔｒの発生頻度を下げ、コンパ
レータ回路２０からの出力周波数を、室温環境下にある
半導体機器で直接、処理できる速度（周波数）まで落と
すことができる。
【００４９】また、トリガー電流Ｉｔｒの発生頻度が十
分低いので、被測定信号電流Ｉｓの周波数が高い場合で
も、遅延時間を十分大きく取ることによって、長時間に
わたる波形観測が可能となる。
【００５０】なお、上記実施の形態２において、遅延部
１７を前置分周回路２７よりコンパレータ回路２０に近
い側に配したが、位置関係はこれに限定されず、これら
を逆にしてもよい。
【００５１】以上説明したように、本実施の形態２によ
れば、遅延部の前段に前置分周回路を挿入して、トリガ
ー電流Ｉｔｒの発生頻度を下げる構成をとることで、測
定ジッターが小さく、かつ、低コストの超伝導サンプラ
ーを実現できる。また、同時に、長時間にわたる波形観
測が可能になる。
【００５２】［実施の形態３］以下、本発明の実施の形
態３について説明する。図３は、本実施の形態３に係る
超伝導サンプラーの構成を示すブロック図である。な
お、図３においても、図１に示す、上記実施の形態１に
係るサンプラーと同一構成要素には同一符号を付し、こ
こでは、それらの説明を省略する。
【００５３】図３に示す、本実施の形態３に係るサンプ
ラーは、図１に示す、上記実施の形態１に係るサンプラ
ーに対して、遅延部１７の前段に前置分周回路２７を挿
入した点において異なる。
【００５４】すなわち、前置分周回路２７がない場合、
その超伝導サンプラーで測定可能な被測定信号電流Ｉｓ
の周期は、１つだけである。しかし、前置分周回路２７
を設けて、それによる分周率をｎとすると、トリガー電
流Ｉｔｒの周期は１／ｎとなり、ｎ周期の被測定信号電
流Ｉｓを測定することが可能となる。
【００５５】なお、本実施の形態３においては、遅延部
１７を、前置分周回路２７よりコンパレータ回路２０に
近い側に配置したが、この位置関係は、逆にすることも
できる。
【００５６】以上説明したように、本実施の形態３によ
れば、遅延部１７の前段に前置分周回路２７を挿入する
ことで、その分周周期を逆にした周期の被測定信号電流
Ｉｓを測定できるため、測定ジッターが小さく、高速、
高精度、かつ低コストのサンプラーが実現できる。同時
に、被測定信号電流Ｉｓの複数周期にわたる測定が可能
となる。
【００５７】［実施の形態４］以下、本発明の実施の形
態４について説明する。図４は、本実施の形態４に係る
超伝導サンプラーの構成を示すブロック図である。な
お、同図において、図１に示す、上記実施の形態１に係
るサンプラーと同一構成要素には同一符号を付し、ここ
では、それらの説明を省略する。
【００５８】図４に示す、本実施の形態４に係るサンプ
ラーは、後置分周回路２２に代えて超伝導カウンター２
８を挿入した点において、上記の実施の形態１に係るサ
ンプラーと異なる。このため、室温環境下に置かれたカ
ウンター２６（図１参照）は、通常、不要になる。
【００５９】新たに設けた超伝導カウンター２８からの
出力線は、複数のビットに対応するため複数となり、そ
れぞれの出力線に対してＳＦＱ／電圧変換回路２３と増
幅器２５が設けられる。
【００６０】かかる超伝導カウンター２８を用いること
で、コンパレータ回路２０から出力されるＳＦＱパルス
の数を、高速で計数することが可能となる。この超伝導
カウンター２８による計数結果は、上述のように多ビッ
トであるため、出力が１ビットだけの後置分周回路２２
に比べて、コンパレータ回路２０のスイッチ回数を、よ
り正確に測定できる。よって、測定精度が向上すること
になる。
【００６１】このように、本実施の形態４によれば、後
置分周回路２２の代わりに超伝導カウンター２８を配す
ることで、その出力線数が多くなり、測定ジッターが小
さく、高速、かつ低コストのサンプラーを実現できるだ
けでなく、より高精度の測定が可能となる。
【００６２】［実施の形態５］以下、本発明の実施の形
態５について説明する。図５は、本実施の形態５に係る
超伝導サンプラーの構成を示すブロック図である。な
お、同図においても、図１や図３に示す、上記実施の形
態１，３に係るサンプラーと同一構成要素には同一符号
を付し、ここでは、それらの説明を省略する。
【００６３】図５に示すように、本実施の形態５に係る
サンプラーは、図３に示す、上記の実施の形態３に係る
サンプラーに対して、後置分周回路２２の代わりに超伝
導カウンター２８を配した点で異なる。このため、室温
環境下に置かれたカウンター２６（図１参照）は、通
常、不要になる。
【００６４】実施の形態４においても説明したように、
超伝導カウンター２８からの出力線は、複数のビットに
対応するため複数となり、それぞれの出力線に対してＳ
ＦＱ／電圧変換回路２３と増幅器２５が設けられてい
る。
【００６５】このような超伝導カウンター２８を用いる
と、コンパレータ回路２０から出力されるＳＦＱパルス
の数を、高速で計数できる。かかる超伝導カウンター２
８による計数結果は、多ビットである。そのため、出力
が１ビットだけの後置分周回路２２に比べて、コンパレ
ータ回路２０のスイッチ回数を、より正確に測定できる
ので、測定精度が向上する。
【００６６】なお、上記の実施の形態５において、遅延
部１７を前置分周回路２７よりコンパレータ回路２０に
近い側に配したが、位置関係はこれに限定されず、それ
らを互いに逆に配置してもよい。
【００６７】以上説明したように、本実施の形態５によ
れば、遅延部１７の前段に前置分周回路２７を挿入し、
さらに、後置分周回路２２の代わりに超伝導カウンター
２８を配した構成とすることで、カウンターからの出力
線数が多くなり、測定ジッターが小さく、高速、かつ低
コストのサンプラーを実現できる。また、被測定信号電
流Ｉｓの波形を複数周期、測定できるだけでなく、より
高精度の測定が可能となる。
【００６８】［サンプラーの内部構成］本発明の実施の
形態に係る超伝導サンプラーの具体的な内部構成につい
て、より詳しく説明する。なお、ここでは、図３に示
す、上記実施の形態３に係る超伝導サンプラーの構成を
例にとる。
【００６９】図６は、本発明の実施の形態に係る超伝導
サンプラーの回路構成を示している。同図において、図
３に示す、上記実施の形態３に係る超伝導サンプラーの
構成と対応する部分には、同一符号を付してある。
【００７０】図６に示すサンプラーでは、被測定信号電
流Ｉｓとして、光通信に用いられる４０Ｇｂｐｓ（ギガ
ビット毎秒）デジタル信号を、外部固定アッテネータに
より超伝導回路に適した値（例えば、０．６ｍＡ）まで
減衰したものを想定している。また、このデジタル信号
は、“１０１０１０”（２進）が繰り返されており、従
って、２０ＧＨｚの周期で、０．６ｍＡと０ｍＡが繰り
返されるものとする。
【００７１】図６に示すように、信号入力線１２は、分
岐部１３により、第１の電流路１４と第２の電流路１５
に別れる。ここで、分岐部１３は、図示するように、配
線を２つに分岐したものである。そして、分岐した第１
の電流路１４と第２の電流路１５のインピーダンスを等
しくしておくと、被測定信号電流Ｉｓは、第１の電流Ｉ
ｓ１と第２の電流Ｉｓ２とに２等分される。
【００７２】ＳＦＱ発生回路１６は、２個のジョセフソ
ン接合で構成される。図６では、ジョセフソン接合を×
印で表す。第１の電流Ｉｓ１が、臨界電流値が０．２ｍ
Ａである第１のＳＦＱパルス発生用接合３１に供給され
ると、その第１のＳＦＱパルス発生用接合３１はスイッ
チ・オンし、再スイッチ防止用インダクタンス３２を含
む超伝導ループに、反時計回りのＳＦＱが侵入し、第２
のＳＦＱパルス発生用接合３３を含む超伝導ループに、
時計回りのＳＦＱが侵入する。
【００７３】第２のＳＦＱパルス発生用接合３３を含む
ループのインダクタンスを５ｐＨとすると、ＳＦＱの侵
入により、このループに約０．４ｍＡの電流が流れよう
とする。このとき、第２のＳＦＱパルス発生用接合３３
の臨界電流値を０．２ｍＡとすると、電流立ち上がり時
に、第２のＳＦＱパルス発生用接合３３はスイッチし、
ＳＦＱは、ループ外に出ていく。これに対応して、第２
のＳＦＱパルス発生用接合３３を流れる電流は急激に減
少し、結果として、パルス状の電流（ＳＦＱパルス電
流）が発生する。
【００７４】再スイッチ防止用インダクタンス３２は、
第２のＳＦＱパルス発生用接合３３がスイッチした後、
電流が第１のＳＦＱパルス発生用接合３１に流れ込み、
第１のＳＦＱパルス発生用接合３１が、再度、スイッチ
をするのを防止するためのものである。再スイッチ防止
用インダクタンス３２の値は、４ｐＨである。
【００７５】被測定信号電流Ｉｓが０ｍＡになると、再
スイッチ防止用インダクタンス３２を含む超伝導ループ
に侵入したＳＦＱにより、第１のＳＦＱパルス発生用接
合３１に、前とは逆向きに約０．４ｍＡの電流が流れ、
第１のＳＦＱパルス発生用接合３１はスイッチして、こ
のＳＦＱは放出される。
【００７６】このようにして発生したＳＦＱパルスは、
前置分周回路２７に入力される。前置分周回路２７は、
図６に示すように、超伝導トグルフリップフロップ回路
（ＴＦＦ）３４を２段、直列に接続したものである。Ｔ
ＦＦは、２回の信号入力に対して１回の出力を行う回路
である。
【００７７】カウンターの基本構成要素としての超伝導
ＴＦＦ３４には、例えば、図７に示す構成を有するもの
がある。これは、「アイ・イー・イー・イー・トランザ
クション・オン・アプライド・スーパーコンダクティビ
ティー」（第１巻、第３頁）に記載された、ＳＦＱを用
いた超伝導ＴＦＦである。図７において、入力端子４１
から入力されたＳＦＱパルスは、第１のＴＦＦ接合４２
と第２のＴＦＦ接合４３に流れ込む。
【００７８】入力されたＳＦＱパルスの電流値を０．２
ｍＡ、第１のＴＦＦ接合４２と第２のＴＦＦ接合４３の
臨界電流値を、それぞれ０．３ｍＡとすると、入力され
たＳＦＱパルスだけでは、第１のＴＦＦ接合４２と第２
のＴＦＦ接合４３は、スイッチしない。
【００７９】このとき、反時計回りのＳＦＱが、第１の
ＴＦＦ接合４２と第２のＴＦＦ接合４３を含む超伝導ル
ープに保持されており、その電流値が０．２ｍＡである
とすれば、第１のＴＦＦ接合４２では、入力されたＳＦ
Ｑパルスと、保持されているＳＦＱによる電流が加算さ
れる。そのため、第１のＴＦＦ接合４２はスイッチし、
第１の出力端子４６にＳＦＱパルスが出力されるととも
に、第１のＴＦＦ接合４２と第２のＴＦＦ接合４３を含
む超伝導ループに、時計回りのＳＦＱが保持される。
【００８０】第１のＴＦＦ接合４２がスイッチすると、
この第１のＴＦＦ接合４２に流れていたＳＦＱパルス
が、第２のＴＦＦ接合４３を含むパスに流れ込むが、第
４のＴＦＦ接合４５が第２のＴＦＦ接合４３よりも先に
スイッチすることによって、第２のＴＦＦ接合４３がス
イッチすることが防止される。
【００８１】時計回りのＳＦＱパルスが保持された状態
で、入力端子４１より、次の入力信号が入力されると、
第２のＴＦＦ接合４３において、入力されたＳＦＱパル
スと、保持されているＳＦＱによる電流が加算される。
その結果、第２のＴＦＦ接合４３がスイッチし、第２の
出力端子４７に、ＳＦＱパルスが出力されるとともに、
第１のＴＦＦ接合４２と第２のＴＦＦ接合４３を含む超
伝導ループに、反時計回りのＳＦＱが保持される。
【００８２】第２のＴＦＦ接合４３がスイッチすると、
この第２のＴＦＦ接合４３に流れていたＳＦＱパルス電
流が、第１のＴＦＦ接合４２を含むパスに流れ込むが、
第３のＴＦＦ接合４４が、第１のＴＦＦ接合４２よりも
先にスイッチすることによって、第１のＴＦＦ接合４２
がスイッチすることは、防止される。
【００８３】このように、図７に示すＴＦＦ回路では、
一方の出力端子からは、入力端子４１にＳＦＱパルスが
２回入力されるごとに、１回、ＳＦＱパルスが出力され
る。つまり、ＴＦＦは、１／２分周回路となる。
【００８４】図６に示す前置分周回路２７は、上述のよ
うなＴＦＦを２段、直列に接続することにより、１／４
分周回路を構成している。このため、前置分周回路２７
により、入力されたデジタル信号は、５ＧＨｚに分周さ
れる。また、前置分周回路２７から出力されるＳＦＱパ
ルスは、被測定信号電流Ｉｓの４周期の間に１回、発生
する。このため、このＳＦＱパルスを用いて被測定信号
電流Ｉｓを４周期分、測定することが可能である。な
お、図７に示すＴＦＦには、バイアス入力端子４８が設
けられている。
【００８５】前置分周回路２７から出力されたＳＦＱパ
ルスは、図６に示すように、遅延部１７に入力される。
この遅延部１７の具体的な構成としては、「アイ・イー
・イー・イー・トランザクション・オン・アプライド・
スーパーコンダクティビティー」（第１巻、第３頁）に
記載の、ＳＦＱを用いたジョセフソン伝送線路（ＪＴ
Ｌ）が知られている。
【００８６】図８は、５段のＪＴＬの回路構成例を示す
図である。ＪＴＬは、ジョセフソン接合を含む超伝導ル
ープを、図８に示すようにつなげたものであり、そこに
使用されるジョセフソン接合の臨界電流値Ｉｃと、ルー
プのインダクタンスＬの積が、磁束量子よりも小さいこ
とを特徴としている。その典型的な値は、Ｉｃ＝０．３
ｍＡ，Ｌ＝４ｐＨである。
【００８７】ＪＴＬにおいて、その入力端子５１からＳ
ＦＱパルスが入力されると、第１のＪＴＬ接合５２がス
イッチし、ＳＦＱが、第１のＪＴＬ接合５２、第２のＪ
ＴＬ接合５３、第１のＪＴＬインダクタンス５４からな
る超伝導ループに侵入する。
【００８８】ここで、この超伝導ループのＬＩｃ積は、
磁束量子よりも小さいため、ＳＦＱを、このループに保
持することができず、第２のＪＴＬループ５３がスイッ
チすることにより、ＳＦＱは、次の超伝導ループに侵入
する。この動作が繰り返されて、ＳＦＱは、出力端子５
５の方向へ伝搬される。
【００８９】「アプライド・フィジックス・レターズ」
（第７６巻、第３８２０頁）に記載されているように、
ＪＴＬにおけるＳＦＱパルスの伝搬時間は、バイアス電
流によって制御できることが知られている。従って、バ
イアス入力端子５６から供給するバイアス電流を制御す
ることによって、ＪＴＬがＳＦＱを伝搬する時間、すな
わち、ＳＦＱの遅延時間を制御できる。
【００９０】ＪＴＬ抵抗５７は、各ＪＴＬ接合がスイッ
チしたときに、他の接合に与える影響を低減するために
設けられている。図６に示すサンプラーでは、その遅延
部１７は、２０段のＪＴＬ３５によって構成されてい
る。ＪＴＬ各段の遅延時間を最大１０ピコ秒とすると、
２０段で最大２００ピコ秒の遅延を作ることができる。
これは、被測定信号電流Ｉｓの４周期分に相当する。
【００９１】なお、遅延部１７における遅延時間の制御
は、遅延制御線１８を通して、制御コンピュータ１９か
ら供給されるＪＴＬのバイアス電流を制御することによ
って行われる。
【００９２】超伝導サンプラーを用いて時間分解能の高
い測定を行うには、ジョセフソン接合の臨界電流Ｉｃと
ノーマル抵抗Ｒｎの積であるＩｃＲｎが大きいことが望
ましい。しかし、ＩｃＲｎ積の大きいジョセフソン接合
を用いたＪＴＬは、伝搬するＳＦＱパルスの幅が狭いた
め、バイアス電流により制御できる遅延時間が小さくな
る。
【００９３】図９は、ＩｃＲｎ積が０．７ｍＶのジョセ
フソン接合を用いた１０段のＪＴＬ遅延時間のバイアス
電流依存性を示すシミュレーション結果である。同図よ
り、バイアス電流に対して遅延時間が線形に変化する領
域では、遅延時間は、バイアス電流によって約２０ピコ
秒しか制御できないことが分かる。従って、例えば、２
００ピコ秒の遅延を発生させるためには、１００段のＪ
ＴＬが必要になる。
【００９４】これに対処するため、図８に示すＪＴＬで
は、後述するように、そのＪＴＬを構成するジョセフソ
ン接合５３がシャント抵抗５８で分流（シャント）され
ている。
【００９５】図１０は、シャント抵抗（Ｒｓ）がない場
合（Ｒｓ＝∞）、Ｒｓ＝１オームの場合、Ｒｓ＝０．２
オームの場合それぞれにおける、遅延時間のバイアス電
流依存性を示したシミュレーション結果である。ここで
の接合のＩｃＲｎ積は、いずれの場合も０．７ｍＶであ
る。
【００９６】シャント抵抗５８を付加してジョセフソン
接合のＩｃＲｎ積を下げることで、図１０に示すよう
に、バイアス電流で制御できる遅延時間が増加すること
が分かる。例えば、シャント抵抗が０．２オームの場
合、バイアス電流に対して遅延時間が線形に変化する領
域を使用した１０段のＪＴＬで、約１００ピコ秒の遅延
を発生することができる。従って、２００ピコ秒の遅延
を発生するには、２０段のＪＴＬで十分であり、回路規
模の大幅な縮小が可能になる。
【００９７】一方、シャント抵抗５８を使用したＪＴＬ
を伝搬したＳＦＱパルスは、ジョセフソン接合のＩｃＲ
ｎ積が等価的に低くなるため、そのパルス幅が広くな
り、時間分解能の高い測定には適さなくなる。そのた
め、ここでは、シャント抵抗５８を使用したＪＴＬと、
後述するコンパレータ接合３６との間に、シャント抵抗
を用いない第２のＪＴＬ５９を配置して、ＳＦＱパルス
を整形し、ＳＦＱパルス幅をもとに戻す。
【００９８】第２のＪＴＬ５９のバイアス電流は、遅延
時間を制御するバイアス入力端子５６とは別の、第２の
バイアス入力端子６０から供給する。この第２のＪＴＬ
５９は、遅延時間によって変化するバイアス入力端子５
６からの電流値がコンパレータ接合３６に流れ込まない
ようにするためのバッファの役割も果たす。
【００９９】遅延部１７から出力されたＳＦＱパルス
は、コンパレータ回路２０に入力される。コンパレータ
回路２０は、例えば、１個のジョセフソン接合からなる
コンパレータ接合３６と電流パルス発生用接合３７で構
成される。電流パルス発生用接合３７は、その臨界電流
値が０．２ｍＡであり、遅延部１７から出力されるＳＦ
Ｑパルスでスイッチし、パルス状の電流をコンパレータ
接合３６に供給する。
【０１００】コンパレータ接合３６の臨界電流値は、
０．５ｍＡと大きく、上記パルス状の電流だけではスイ
ッチしない。コンパレータ接合３６には、図６に示すフ
ィードバック電流路２１から供給されるフィードバック
電流Ｉｆと、第２の電流路１５から供給される第２の電
流Ｉｓ２が流れ込んでいる。
【０１０１】このコンパレータ接合３６に、遅延部１７
から、トリガー電流ＩｔｒとしてＳＦＱパルスが入力さ
れたとき、これら３つの電流の和が、コンパレータ接合
３６の臨界電流値より大きい場合には、コンパレータ接
合はスイッチして、ＳＦＱパルスを１個、出力する。
【０１０２】一方、上記３つの電流の和がコンパレータ
接合３６の臨界電流値より小さい場合は、コンパレータ
接合３６はスイッチしない。従って、コンパレータ接合
は、ＳＦＱパルスを出力しない。
【０１０３】コンパレータ回路２０から出力されたＳＦ
Ｑは、後置分周回路２２に入力される。後置分周回路
は、例えば、図７に示すＴＦＦ３４の第１の出力端子４
６と、次段の入力端子４１を直列に多段接続して構成さ
れる。図６に示す例では、ＴＦＦは７段であるため、コ
ンパレータ回路２０から入力されたＳＦＱパルスは、１
／１２８分周される。このため、後置分周回路２２から
出力されるＳＦＱパルスの周波数は、最大で約３９メガ
ヘルツとなる。
【０１０４】後置分周回路２２からの出力は、ＳＦＱ／
電圧変換回路２３に入力される。ＳＦＱ／電圧変換回路
２３として、例えば、上記の文献「アイ・イー・イー・
イー・トランザクション・オン・アプライド・スーパー
コンダクティビティー」（第１巻、第３頁）に記載され
た、図６に示すＳＦＱ／ＤＣ変換回路が使用される。
【０１０５】ＳＦＱ／電圧変換回路２３は、第１の変換
接合３８と第２の変換接合３９を除くと、図７に示すＴ
ＦＦと同じである。このため、ＳＦＱパルスが１回、入
力されるごとに、下側の超伝導ループ（図７において、
第１のＴＦＦ接合４２と第２のＴＦＦ接合４３からなる
超伝導ループに相当）には、時計回り、および反時計回
りのＳＦＱが交互に保持される。
【０１０６】これら第１の変換接合３８と第２の変換接
合３９は、インダクタンスが非対称な超伝導量子干渉計
（ＳＱＵＩＤ）を構成しており、時計回りのＳＦＱが保
持されているときは、上記２つの接合の中点に電圧が発
生するが、反時計回りのＳＦＱが保持されているとき
は、電圧はゼロである。このため、このＳＦＱ／電圧変
換回路２３の出力線２４には、ＳＦＱパルスが１回、入
力されるごとに、ゼロ電圧と、ある一定の出力電圧Ｖｏ
ｕｔとが交互に現れる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔの典型
的な値は、０．２ｍＶ程度である。
【０１０７】上記の出力電圧Ｖｏｕｔを、室温環境下に
ある半導体機器で処理するには、その電圧を１００倍以
上、増幅する必要がある。しかし、出力電圧Ｖｏｕｔの
周波数は、上述のように３９メガヘルツ程度まで低下し
ているため、通常の室温増幅器でも十分増幅できる。
【０１０８】増幅された出力電圧Ｖｏｕｔは、室温環境
下にあるカウンター２６で計数される。１回の計数は、
例えば、コンパレータ回路２０の１０万回の試行に対し
て行う。このように多数回にわたって、コンパレータ回
路２０の試行に対して計数を行うことで、熱雑音等のノ
イズの影響を低減できる。
【０１０９】ここでは、上記１０万回の試行によって、
例えば、５００回以上、出力電圧Ｖｏｕｔの変化が計数
できた場合、制御コンピュータ１９は、コンパレータ回
路２０がスイッチしたとの判断を下す。
【０１１０】図６に示す回路構成を用いた例では、２０
ＧＨｚの入力に対して、４周期ごとにコンパレータ回路
２０による測定を行い、コンパレータ回路２０の１０万
回の動作ごとにスイッチの判定を行っている。そのた
め、フィードバック電流Ｉｆは、５０キロヘルツの周波
数で、その値を切り替えればよい。
【０１１１】また、フィードバック電流Ｉｆの値を、平
均して５０回変えることによって、コンパレータ回路２
０がスイッチする最小のフィードバック電流Ｉｆの値が
見つかるとした場合、遅延部２７に与えるバイアスの切
替えは、１キロヘルツの周波数でよい。
【０１１２】このため、フィードバック電流Ｉｆや遅延
時間の制御は、室温環境下にある半導体機器を用いて
も、十分行うことができる。この測定によって、“１０
１０１０…”と続く４０Ｇｂｐｓデジタル波形の４周期
分を１０００点、サンプリングする観測を、１秒間で行
うことができる。
【０１１３】なお、図３に示す、上記実施の形態３に係
るサンプラーと同様、図６において、コンパレータ回路
２０に近い側に配した遅延部１７と、前置分周回路２７
との位置関係は、逆にしてもよい。さらには、上記実施
の形態４，５で述べたように、図６の後置分周回路２２
を、超伝導カウンター２８で置き換えることもできる。
【０１１４】図９は、図７に示す超伝導ＴＦＦを用いた
超伝導カウンター２８の一構成例を示している。このカ
ウンターが、上記の分周回路と異なる点は、分周回路
は、最終段の出力だけが外部に取り出されるのに対し
て、カウンターは、図９に示すように、各段から出力を
取り出せることにある。
【０１１５】図９に示す超伝導カウンターでは、入力端
子６１から第１のＴＦＦ６２に入力されたＳＦＱパルス
は、第１のビット６３にＳＦＱパルスを出力する。次に
入力されたＳＦＱパルスは、ＳＦＱパルスの出力先を、
第１のビット６３から第２のＴＦＦ６４に切り替える。
この動作を繰り返すことにより、入力したＳＦＱを、２
進法で計数することができる。
【０１１６】上述した超伝導カウンター２８を用いるこ
とにより、コンパレータ回路２０でのスイッチ回数を、
後置分周回路２２を用いた場合より、正確に計数するこ
とができ、その測定精度も向上する。
【０１１７】超伝導カウンター２８の各ビットの出力を
するには、それぞれＳＦＱ／電圧変換回路２３と増幅器
２５が必要となる。そのため、全ビットを出力しようと
すると、必要な部品点数が増加する。また、下位ビット
ほど、周波数が高くなり、室温環境下の増幅器では対応
が困難になってくる。
【０１１８】さらに、測定において重要なのは上位ビッ
トであり、常に下位ビットまで全て出力する必要はな
い。これらのことを考え合わせると、上位の数ビットだ
けを利用し、下位ビットは利用しないことも選択でき
る。例えば、図１２に示すように、上位４ビットだけを
利用すれば、増幅器の帯域は、最高３２０メガヘルツで
すむ。
【０１１９】なお、上記の超伝導サンプラーは、ニオブ
や窒化ニオブ等の金属超伝導体を用いても作製できる
が、例えば、イットリウム・バリウム・銅・酸化物（Ｙ
Ｂａ2Ｃｕ3 Ｏｘ）等の酸化物超伝導体を用いて作製す
れば、動作温度を３０Ｋ以上、高くすることができる。
その結果、冷却の負担が軽くなり、より安価で、より簡
便な超伝導サンプラーを提供できる。
【０１２０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
測定タイミングを決定するトリガー電流を、コンパレー
タ手段と同一チップ上で被測定信号電流により発生する
（被測定信号電流をもとにサンプラーチップ上でトリガ
ー電流を発生する）ので、トリガー電流の到着時間のゆ
らぎや立ち上がりの劣化を最小限に抑制でき、ジッター
発生の小さい超伝導サンプラーを構成できる。
【０１２１】すなわち、サンプラーチップ上に分岐手
段、ＳＦＱパルス発生手段、前置分周手段、遅延手段、
コンパレータ手段、後置分周手段、電圧変換手段からな
るサンプラー回路を形成することで、測定タイミングを
決める信号をオンチップで作ることができ、結果的に測
定ジッターが小さく、測定周波数が高く、かつ、低コス
トのサンプラーを実現できる。
【０１２２】また、他の発明によれば、トリガー電流の
遅延やサンプラーからの出力の初段処理を高速の超伝導
体を使用した回路で行うので、測定周波数を大幅に向上
でき、測定時間の短縮、測定精度の向上を図ることもで
きる。
【０１２３】さらに、他の発明によれば、高速パルス発
生器や可変遅延線等の高周波機器を使わず、これらコス
トの高い高周波部品を超伝導回路で置き換えることによ
り、高価な高周波周辺回路が不要となり、装置全体のコ
ストを削減することも可能となる。
【０１２４】さらには、遅延手段において、ジョセフソ
ン接合にシャント抵抗を付加して、その電流・抵抗積を
下げることで、バイアス電流で制御できる遅延時間が増
加し、少ない段数のＪＴＬで十分な遅延が得られるた
め、回路規模の大幅な縮小が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る超伝導サンプラー
の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２に係る超伝導サンプラー
の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３に係る超伝導サンプラー
の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態４に係る超伝導サンプラー
の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態５に係る超伝導サンプラー
の構成を示すブロック図である。
【図６】実施の形態に係る超伝導サンプラーの回路構成
を示す図である。
【図７】超伝導ＴＦＦの回路構成を示す図である。
【図８】５段構成のＪＴＬの回路例を示す図である。
【図９】１０段のＪＴＬ遅延時間のバイアス電流依存性
について、そのシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】値の異なるシャント抵抗それぞれにおける、
遅延時間のバイアス電流依存性についてのシミュレーシ
ョン結果を示す図である。
【図１１】図７の超伝導ＴＦＦを用いた超伝導カウンタ
ーの構成例を示す図である。
【図１２】上位４ビットだけの出力を行う超伝導カウン
ターの構成を示すブロック図である。
【図１３】従来の超伝導サンプラーの回路構成を示す図
である。
【図１４】従来の超伝導サンプラー回路への電流供給、
および出力電圧処理のための周辺機器の構成を示すブロ
ック図である。
【符号の説明】
１１ サンプラーチップ １２ 信号入力線 １３ 分岐部 １４ 第１の電流路 １５ 第２の電流路 １６ ＳＦＱパルス発生回路 １７ 遅延部 １８ 遅延制御線 １９ 制御コンピュータ ２０ コンパレータ回路 ２１ フィードバック電流路 ２２ 後置分周回路 ２３ ＳＦＱ／電圧変換回路 ２４ 出力線 ２５ 増幅器 ２６ カウンター ２７ 前置分周回路 ２８ 超伝導カウンター ３１ 第１のＳＦＱパルス発生用接合 ３２ 再スイッチ防止用インダクタンス ３３ 第２のＳＦＱパルス発生用接合 ３４ 超伝導ＴＦＦ ３５ 超伝導ＪＴＬ ３６ コンパレータ接合 ３７ 電流パルス発生用接合 ３８ 第１の変換接合 ３９ 第２の変換接合 ４１，５１，６１ 入力端子 ４２〜４５ ＴＦＦ接合 ４６，４７，５５，６５ 出力端子 ４８，５６ バイアス入力端子 ５２〜５４ ＪＴＬ接合 ５４ ＪＴＬインダクタンス ５７ ＪＴＬ抵抗 ５８ シャント抵抗 ５９ 第２のＪＴＬ ６０ 第２のバイアス入力端子 １０１，１０２ 入力端子 １０３〜１０７ ジョセフソン接合 １０８〜１１０ インダクタンス １１１ 結合インダクタンス １２０ サンプラーチップ １２１〜１２３ 入力ライン １２４ 出力ライン １２５ 被測定信号発生源 １２６ 制御コンピュータ １２７ 高速パルス発生器 １２８ 可変遅延ライン １２９ 可変アッテネータ １３０ Ｄ／Ａコンバータ １３１ 増幅器 １３２ Ａ／Ｄコンバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J022 AA01 BA01 CA10 CE04 CE05 CF01 CF05 CG01

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定の電気信号波形を測定するサンプラ
    ーにおいて、 被測定信号電流を第１の電流と第２の電流とに分岐する
    分岐手段と、 前記第１の電流の入力により単一磁束量子（ＳＦＱ）パ
    ルスを発生するＳＦＱパルス発生手段と、 前記ＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、そのＳＦＱパ
    ルスをトリガー電流として出力する遅延手段と、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うコンパレータ手段と、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを分
    周する後置分周手段と、 前記分周後のＳＦＱパルスを所定レベルの電圧に変換す
    る電圧変換手段とを備え、 前記変換で得られた電圧をもとに前記電気信号波形の測
    定を行うことを特徴とするサンプラー。
  2. 【請求項２】 所定の電気信号波形を測定するサンプラ
    ーにおいて、 被測定信号電流を第１の電流と第２の電流とに分岐する
    分岐手段と、 前記第１の電流の入力により単一磁束量子（ＳＦＱ）パ
    ルスを発生するＳＦＱパルス発生手段と、 前記ＳＦＱパルスを分周する前置分周手段と、 前記分周後のＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、その
    ＳＦＱパルスをトリガー電流として出力する遅延手段
    と、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うコンパレータ手段と、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを所
    定レベルの電圧に変換する電圧変換手段とを備え、 前記変換で得られた電圧をもとに前記電気信号波形の測
    定を行うことを特徴とするサンプラー。
  3. 【請求項３】 所定の電気信号波形を測定するサンプラ
    ーにおいて、 被測定信号電流を第１の電流と第２の電流とに分岐する
    分岐手段と、 前記第１の電流の入力により単一磁束量子（ＳＦＱ）パ
    ルスを発生するＳＦＱパルス発生手段と、 前記ＳＦＱパルスを分周する前置分周手段と、 前記前置分周手段で分周後のＳＦＱパルスの伝搬時間を
    制御して、そのＳＦＱパルスをトリガー電流として出力
    する遅延手段と、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うコンパレータ手段と、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを分
    周する後置分周手段と、 前記後置分周手段で分周後のＳＦＱパルスを所定レベル
    の電圧に変換する電圧変換手段とを備え、 前記変換で得られた電圧をもとに前記電気信号波形の測
    定を行うことを特徴とするサンプラー。
  4. 【請求項４】 前記後置分周手段に代えて、前記ＳＦＱ
    パルスを計数するカウンターを備えることを特徴とする
    請求項１または３記載のサンプラー。
  5. 【請求項５】 前記カウンターは、全出力ビットの内、
    所定の上位ビットを出力することを特徴とする請求項４
    記載のサンプラー。
  6. 【請求項６】 前記分岐手段、ＳＦＱパルス発生手段、
    遅延手段、コンパレータ手段、前置分周手段、後置分周
    手段、電圧変換手段、およびカウンターがサンプラー回
    路を構成し、これらの手段が同一チップ上に配されてい
    ることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の
    サンプラー。
  7. 【請求項７】 前記前置分周手段、後置分周手段、およ
    びカウンターは、ＳＦＱトグルフリップフロップ（ＴＦ
    Ｆ）で構成されていることを特徴とする請求項６記載の
    サンプラー。
  8. 【請求項８】 前記分岐手段、ＳＦＱパルス発生手段、
    遅延手段、コンパレータ手段、前置分周手段、後置分周
    手段、電圧変換手段、およびカウンターの全部あるいは
    一部に超伝導体が用いられていることを特徴とする請求
    項７記載のサンプラー。
  9. 【請求項９】 前記超伝導体は、酸化物超伝導体である
    ことを特徴とする請求項８記載のサンプラー。
  10. 【請求項１０】 前記コンパレータ手段は、ジョセフソ
    ン接合より構成されていることを特徴とする請求項１乃
    至９のいずれかに記載のサンプラー。
  11. 【請求項１１】 前記遅延手段は、バイアス電流値によ
    って、前記ＳＦＱパルスがジョセフソン伝送線路（ＪＴ
    Ｌ）を伝搬する速度を制御し、そのＪＴＬを構成する各
    ジョセフソン接合が抵抗によりシャントされていること
    を特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のサンプ
    ラー。
  12. 【請求項１２】 前記抵抗の値が、前記ジョセフソン接
    合のノーマル抵抗値よりも小さいことを特徴とする請求
    項１１記載のサンプラー。
  13. 【請求項１３】 前記抵抗によりシャントされたジョセ
    フソン接合を有する前記ＪＴＬと前記コンパレータ手段
    との間に、シャント抵抗のないＪＴＬが配されているこ
    とを特徴とする請求項１１記載のサンプラー。
  14. 【請求項１４】 被測定信号電流を第１の電流と第２の
    電流とに分岐するステップと、 前記第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パル
    スを発生するステップと、 前記ＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、そのＳＦＱパ
    ルスをトリガー電流として出力するステップと、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うステップと、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを分
    周する後置の分周ステップと、 前記分周後のＳＦＱパルスを所定レベルの電圧に変換す
    るステップと、 前記変換で得られた電圧をもとに、所定時間内における
    前記ＳＦＱパルスの計数を行うステップとを備え、 前記伝搬時間を変えながら前記ステップを繰り返すこと
    で、前記被測定信号電流の電気信号波形の測定を行うこ
    とを特徴とする計測方法。
  15. 【請求項１５】 被測定信号電流を第１の電流と第２の
    電流とに分岐するステップと、 前記第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パル
    スを発生するステップと、 前記ＳＦＱパルスを分周する前置の分周ステップと、 前記分周後のＳＦＱパルスの伝搬時間を制御して、その
    ＳＦＱパルスをトリガー電流として出力するステップ
    と、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うステップと、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを所
    定レベルの電圧に変換するステップと、 前記変換で得られた電圧をもとに、所定時間内における
    前記ＳＦＱパルスの計数を行うステップとを備え、 前記伝搬時間を変えながら前記ステップを繰り返すこと
    で、前記被測定信号電流の電気信号波形の測定を行うこ
    とを特徴とする計測方法。
  16. 【請求項１６】 被測定信号電流を第１の電流と第２の
    電流とに分岐するステップと、 前記第１の電流を入力して単一磁束量子（ＳＦＱ）パル
    スを発生するステップと、 前記ＳＦＱパルスを分周する前置の分周ステップと、 前記前置の分周ステップで分周後のＳＦＱパルスの伝搬
    時間を制御して、そのＳＦＱパルスをトリガー電流とし
    て出力するステップと、 前記トリガー電流と、前記第２の電流と、所定のフィー
    ドバック電流とを入力し、前記トリガー電流の入力時に
    前記第２の電流の値と前記フィードバック電流の値とに
    応じてスイッチ動作を行うステップと、 前記スイッチ動作によって出力されるＳＦＱパルスを分
    周する後置の分周ステップと、 前記後置の分周ステップで分周後のＳＦＱパルスを所定
    レベルの電圧に変換するステップと、 前記変換で得られた電圧をもとに、所定時間内における
    前記ＳＦＱパルスの計数を行うステップとを備え、 前記伝搬時間を変えながら前記ステップを繰り返すこと
    で、前記被測定信号電流の電気信号波形の測定を行うこ
    とを特徴とする計測方法。
  17. 【請求項１７】 前記後置の分周ステップに代えて、前
    記ＳＦＱパルスの計数を行うステップを備えることを特
    徴とする請求項１４または１６記載の計測方法。
JP2001216696A 2001-07-17 2001-07-17 サンプラーおよび計測方法 Expired - Fee Related JP3990123B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001216696A JP3990123B2 (ja) 2001-07-17 2001-07-17 サンプラーおよび計測方法
US10/195,825 US6922066B2 (en) 2001-07-17 2002-07-16 Sampler and method of measuring a waveform of a current with jitters reduced

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001216696A JP3990123B2 (ja) 2001-07-17 2001-07-17 サンプラーおよび計測方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2003028898A true JP2003028898A (ja) 2003-01-29
JP3990123B2 JP3990123B2 (ja) 2007-10-10

Family

ID=19051140

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001216696A Expired - Fee Related JP3990123B2 (ja) 2001-07-17 2001-07-17 サンプラーおよび計測方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US6922066B2 (ja)
JP (1) JP3990123B2 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1295482C (zh) * 2004-03-05 2007-01-17 财团法人工业技术研究院 电子细分割装置及应用该电子细分割装置的测量系统
US7332916B2 (en) 2005-03-03 2008-02-19 Semiconductor Technology Academic Research Center On-chip signal waveform measurement apparatus for measuring signal waveforms at detection points on IC chip
US8144045B2 (en) 2009-07-01 2012-03-27 Semiconductor Technology Academic Research Center Timing signal generator circuit for use in signal waveform measurement system for measuring multi-channel on-chip signals flowing on VLSI
KR20190020772A (ko) * 2016-07-22 2019-03-04 노스롭 그루먼 시스템즈 코포레이션 상호 양자 로직(rql) 직렬 데이터 수신기 시스템

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030206021A1 (en) * 1997-07-25 2003-11-06 Laletin William H. Method and apparatus for measuring and analyzing electrical or electrochemical systems
US7546978B2 (en) * 2004-05-17 2009-06-16 The Boeing Company Isolated crew deck for an operational ground support system
US7575197B2 (en) * 2004-05-17 2009-08-18 The Boeing Company Mobile transporter servicing unit for an operational ground support system
US7110898B2 (en) * 2004-07-26 2006-09-19 Agilent Technologies, Inc. Method for digitally acquiring and compensating signals
US7615385B2 (en) 2006-09-20 2009-11-10 Hypres, Inc Double-masking technique for increasing fabrication yield in superconducting electronics
US8571614B1 (en) 2009-10-12 2013-10-29 Hypres, Inc. Low-power biasing networks for superconducting integrated circuits
US10038497B2 (en) 2013-12-18 2018-07-31 Northrup Grumman Systems Corporation Optical transceiver with variable data rate and sensitivity control
US10222416B1 (en) 2015-04-14 2019-03-05 Hypres, Inc. System and method for array diagnostics in superconducting integrated circuit
US9614532B1 (en) * 2015-12-17 2017-04-04 International Business Machines Corporation Single-flux-quantum probabilistic digitizer
US11569976B2 (en) 2021-06-07 2023-01-31 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting isochronous receiver system
EP4352664A1 (en) 2021-06-11 2024-04-17 Seeqc Inc. System and method of flux bias for superconducting quantum circuits
US11362656B1 (en) 2021-10-28 2022-06-14 International Business Machines Corporation Josephson RF to RF frequency converter
US11687148B1 (en) 2022-04-26 2023-06-27 International Business Machines Corporation Stacked, reconfigurable co-regulation of processing units for ultra-wide DVFS
CN116735980B (zh) * 2023-08-14 2023-10-24 西安图为电气技术有限公司 一种采用双脉冲测试电感偏置感量的方法及装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4533840A (en) * 1982-09-13 1985-08-06 International Business Machines Corporation Soliton sampler
JPS63290408A (ja) * 1987-05-22 1988-11-28 Fujitsu Ltd 高速可変分周器
DE69020598T2 (de) * 1989-02-17 1996-04-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd Tuner zur Abstimmung auf ausgewählte Stationen.
EP0448322A3 (en) * 1990-03-23 1992-11-25 Tektronix, Inc. Automatic extraction of pulseparametrics from multi-valued functions
US5191236A (en) * 1990-07-16 1993-03-02 Hewlett-Packard Company System and circuits using josephson junctions
US5162723A (en) * 1991-02-11 1992-11-10 Hewlett-Packard Company Sampling signal analyzer
US5457990A (en) * 1991-12-03 1995-10-17 Cambridge Consultants Limited Method and apparatus for determining a fluid level in the vicinity of a transmission line
US6118284A (en) * 1996-10-04 2000-09-12 Ghoshal; Uttam S. High speed magnetic flux sampling
US6331805B1 (en) * 2000-01-06 2001-12-18 Hypres, Inc. On-chip long Josephson junction (LJJ) clock technology
JP4571283B2 (ja) * 2000-08-10 2010-10-27 アンリツ株式会社 波形測定装置
US6509853B2 (en) * 2000-09-15 2003-01-21 Hypres, Inc. Subranging technique using superconducting technology
US6420895B1 (en) * 2001-03-23 2002-07-16 Trw Inc. High-sensitivity, self-clocked receiver for multi-chip superconductor circuits
US6580310B2 (en) * 2001-08-22 2003-06-17 Northrop Grumman Corporation Double flux quantum superconductor driver
US6650101B2 (en) * 2002-04-08 2003-11-18 Agilent Technologies, Inc. Timebase for sampling an input signal having a synchronous trigger

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1295482C (zh) * 2004-03-05 2007-01-17 财团法人工业技术研究院 电子细分割装置及应用该电子细分割装置的测量系统
US7332916B2 (en) 2005-03-03 2008-02-19 Semiconductor Technology Academic Research Center On-chip signal waveform measurement apparatus for measuring signal waveforms at detection points on IC chip
US7609100B2 (en) 2005-03-03 2009-10-27 Semiconductor Technology Academic Research Center On-chip signal waveform measurement apparatus for measuring signal waveforms at detection points on IC chip
US8144045B2 (en) 2009-07-01 2012-03-27 Semiconductor Technology Academic Research Center Timing signal generator circuit for use in signal waveform measurement system for measuring multi-channel on-chip signals flowing on VLSI
KR20190020772A (ko) * 2016-07-22 2019-03-04 노스롭 그루먼 시스템즈 코포레이션 상호 양자 로직(rql) 직렬 데이터 수신기 시스템
KR102103371B1 (ko) 2016-07-22 2020-04-22 노스롭 그루먼 시스템즈 코포레이션 상호 양자 로직(rql) 직렬 데이터 수신기 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
US6922066B2 (en) 2005-07-26
US20030028338A1 (en) 2003-02-06
JP3990123B2 (ja) 2007-10-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2003028898A (ja) サンプラーおよび計測方法
US6608518B2 (en) Superconducting single flux quantum circuit
KR101215760B1 (ko) 시간 측정 회로, 시간 측정 방법, 이들을 이용한 시간 디지털 변환기 및 시험 장치
US7129870B2 (en) Superconducting latch driver circuit generating sufficient output voltage and pulse-width
KR102403897B1 (ko) Sfq 및 nrz 데이터 인코딩 사이의 인터페이싱
CA1197290A (en) Soliton sampler
Inamdar et al. Superconducting switching amplifiers for high speed digital data links
JP2022173992A (ja) 磁束スイッチシステム
EP0066239A2 (en) Pulse generation circuit using at least one Josephson junction device
JP4116978B2 (ja) 超電導ラッチ・ドライバ回路
JP4166185B2 (ja) 超電導サンプラー回路
Kang et al. 3.69 GHz single flux quantum pseudorandom bit sequence generator fabricated with Nb/AlO/sub x//Nb
JPH0230209B2 (ja)
JP3550649B2 (ja) 極短パルス発生器
JP2939543B1 (ja) 超伝導サンプリング測定回路
US11533032B2 (en) Superconducting output amplifiers with interstage filters
Benzing et al. Real-time measurements on a four stage RSFQ-counter with Nb–Al2O3–Nb Josephson junctions
Maezawa et al. Analog-to-digital converter based on RSFQ technology for radio astronomy applications
JP3076835B2 (ja) 超伝導サンプリング測定回路
Dubash et al. Linewidth measurements and phase locking of Josephson oscillators using RSFQ circuits
Harada et al. A high-speed Josephson latching driver for a superconducting single-flux-quantum system to semiconductor system interface
Miklich et al. Circuits for chip-to-chip transportation of bits from single flux quantum circuits
JP2004072219A (ja) 超電導分周回路
JP4340748B2 (ja) 超電導発振器
US5041415A (en) Superconducting noise discriminator

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20040415

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20050831

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20070704

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20070719

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100727

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100727

Year of fee payment: 3

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100727

Year of fee payment: 3

R371 Transfer withdrawn

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100727

Year of fee payment: 3

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100727

Year of fee payment: 3

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110727

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110727

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120727

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120727

Year of fee payment: 5

S533 Written request for registration of change of name

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120727

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130727

Year of fee payment: 6

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees