JP2002528945A - 多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行う装置 - Google Patents

多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行う装置

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Abstract

(57)【要約】 多重チャネル多相フィルタ（３０４，６０２）は、それぞれが入力サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ入力チャネルのデータを受け取り、処理する処理システム（２０４，５０６）を含み、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。処理システムは、多重チャネル多相フィルタの交換子（３０８，６０６）を与えるようにプログラミングされ、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタは、入力サンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる。さらに、処理システムは、非整数サンプリング・レート変更を得るために、入力サンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作するようにプログラミングされる。

Description

【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野） 本発明は、一般に、デジタル信号処理方法に関し、さらに詳しくは、多重チャ
ネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行う方法および装
置に関する。
【０００１】 （関連出願） 本出願は、１９９８年１０月１９日にMcCoyによって出願された出願文書番号
ＰＦ１６８７ＮＡの"APPARATUS FOR PERFORMING A NON-INTEGER SAMPLING RATE
CHANGE IN A MULTICHANNEL POLYPHASE FILTER"の一部継続出願である。該出願は
、本明細書に参考として含まれる。
【０００２】 （従来の技術） 多相フィルタ(polyphase filter)は周知である。このようなフィルタは、フィ
ルタ・インパルス応答の選択された位相またはサンプルを入力信号のサンプルで
乗算することによって動作する。従来の多重チャネル多相フィルタは、フィルタ
・インパルス応答の選択された位相をフィルタの交換子(commutator)の位置と同
期させる。従来の多重チャネル多相フィルタでは、交換子の位置はフィルタ・イ
ンパルス応答の所定の位相と固有に対応する。実際、多相フィルタ設計の分野の
当業者であれば、多重サブチャネル多相変調器において、サブチャネル・サンプ
リング・レートは入力サンプル・レートの整数倍であり、このことはチャネル帯
域幅が入力サンプル・レートの整数倍でなければならないことを意味することを
単純に認めている。従って、多相フィルタを利用する従来の多重サブチャネル変
調器および復調器では、サブチャネル帯域幅は入力サンプル・レートと同じで、
受信機が適切に隣接サブチャネルをフィルタ除去するには密接すぎる間隔のサブ
チャネルとなるか、あるいはサブチャネル帯域幅は入力サンプル・レートの二倍
で、そのため過剰に分離したサブチャネルでスペクトルを無駄にするかのいずれ
かである。
【０００３】 上記の理由により、スペクトルを無駄にせずに隣接サブチャネル干渉を防ぐた
めに、入力サンプル・レートよりもわずかに大きい、例えば、１２パーセント大
きいサブチャネル帯域幅が望ましいところの、多重サブチャネル変調器および復
調器では、多重チャネル多相フィルタはよい選択とはみなされていない。一方、
多相フィルタはサンプリング・レート変更を得るための最も効率的な方法の一つ
であることが知られている。
【０００４】 従って、必要なのは、多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング
・レート変更を行うための装置である。この装置は、好ましくは、サブチャネル
間隔の優れた柔軟性を有する、効率的な多重サブチャネル多相変調器／復調器を
可能にする。
【０００５】 （発明の概要） 本発明の一態様は、非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相
フィルタである。多重チャネル多相フィルタは、それぞれが入力サンプリング・
レートにてサンプリングされたＭ入力チャネルのデータを受け取って処理する処
理システムによって構成され、ここでＭは一(unity)よりも大きい正の整数であ
る。処理システムは、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるようにプログ
ラミングされ、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・
インパルス応答の位相から分離(decouple)され、それにより多重チャネル多相フ
ィルタは、入力サンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートに
て動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るために、入力サンプ
リング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべくプログラ
ミングされる。
【０００６】 本発明の別の態様は、Ｍサブチャネルの変調を並列に促進するための変調エン
ジンであり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。変調エンジンは、Ｍサ
ブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリン
グされたＭベースバンド信号を受け取り；またＭベースバンド信号を、それぞれ
がベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号
(time-domain signals)に変換すべく構成された第１処理要素によって構成され
る。さらに、変調エンジンは、第１処理要素に結合され、Ｍ時間領域信号に対し
て非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタによって構
成される。多重チャネル多相フィルタは、Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する
第２処理要素によって構成される。第２処理要素は、多重チャネル多相フィルタ
の交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位置について選択
されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル
多相フィルタはＭ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプ
リング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るた
めに、Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相
フィルタを動作すべく構成される。
【０００７】 本発明の第３の態様は、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つの復調を並列に
促進するための復調エンジンであり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である
。復調エンジンは、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つから導出された合成信
号を受信機から受け取り、この合成信号に対して非整数サンプリング・レート変
更を行う多重チャネル多相フィルタによって構成される。多重チャネル多相フィ
ルタは、合成信号を受け取り、処理する第１処理要素によって構成される。第１
処理要素は、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで
交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相
から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタは合成信号のサンプリング
・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サ
ンプリング・レート変更を得るために、合成信号のサンプリング・レートの非整
数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成され、それにより少なくと
も２つのレート変更済み信号(rate-changed signals)を生成する。さらに、多重
チャネル多相フィルタは、多重チャネル多相フィルタに結合され、少なくとも２
つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それによ
り少なくとも２つのベースバンド信号を生成すべく構成された第２処理要素によ
って構成される。
【０００８】 本発明の第４の態様は、Ｍサブチャネルを並列に変調する送信機であり、ここ
でＭは一よりも大きい正の整数である。送信機は、Ｍサブチャネルに対応し、か
つベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド
信号を受け取り；またＭベースバンド信号を、それぞれがベースバンド・サンプ
リング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換すべく構成された
第１処理要素によって構成される。さらに、送信機は、第１処理要素に結合され
、Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル
多相フィルタによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、Ｍ時間領域信
号を受け取り、処理する第２処理要素によって構成される。第２処理要素は、多
重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は
、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、
それにより多重チャネル多相フィルタはベースバンド・サンプリング・レートの
非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング
・レート変更を得て、周波数多重化合成信号を生成するために、ベースバンド・
サンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構
成される。さらに、送信機は、ワイヤレス搬送波を周波数多重化合成信号で変調
して、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を生成するワイヤレス変調器によ
って構成される。
【０００９】 本発明の第５の態様は、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調す
る受信機であり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。受信機は、Ｍサブ
チャネルを有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有しかつＭサブチ
ャネルのうち少なくとも２つから導出された合成信号に変換する受信機フロント
エンドと、受信機フロントエンドに結合され、受信機から合成信号を受け取り、
かつ合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相
フィルタとによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、合成信号を受け
取り、処理する第１処理要素によって構成される。第１処理要素は、多重チャネ
ル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位
置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それによ
り多重チャネル多相フィルタは合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であ
るサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更
を得るために、合成信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多
相フィルタを動作すべく構成され、それにより少なくとも２つのレート変更済み
信号を生成する。さらに受信機は、多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ
少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換
して、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成すべく構成された第
２処理要素によって構成される。
【００１０】 （好適な実施例の説明） 図１は、コントローラ１１２および複数の送信機１１６を含む固定部分１０２
によって構成される、本発明による一例としてのワイヤレス通信システムの電気
ブロック図を示し、このワイヤレス通信システムは、複数の受信機１２２も含む
。送信機１１６は、従来のワイヤレス通信方法であって、例えば無線，赤外線，
超音波チャネルを利用して受信機１２２と好ましくは通信し、送信機１１６を制
御するコントローラ１１２に通信リンク１１４によって結合される。
【００１１】 好ましくは、コントローラ１１２は、モトローラ・インク社製のWireless Mes
saging Gateway (WMG（商標）) Administrator!ページング端末と、RF-Conducto
r!（商標）メッセージ配信装置の組合せである。好ましくは、送信機１１６は、
本発明に従って修正されたRF-Orchestra!送信機と同様である。好ましくは、受
信機１２２は、モトローラ・インク社製のPageWriter（商標）ワイヤレス通信ユ
ニットと同様であり、以下でさらに説明するように、本発明に従って修正された
ハードウェアおよびソフトウェアを有する。なお、コントローラ１１２，送信機
１１６および受信機１２２について他の同様な機器も利用できることが理解され
る。
【００１２】 各送信機１１６は、アンテナ１１８を介してＲＦ信号を受信機１２２に送信す
る。送信機１１６によって受信機１２２に送信されるＲＦ信号（アウトバウンド
・メッセージ(outbound message)）は、受信機１２２を識別する選択呼出アドレ
スと、発呼者によって発信されたデータ・メッセージと、ワイヤレス通信システ
ムの動作パラメータを調整するためにコントローラ１１２によって発信されたコ
マンドとによって構成される。
【００１３】 好ましくは、コントローラ１１２は、選択呼出メッセージ発信を受信するため
に、電話リンク１０１によって一般電話交換網（ＰＳＴＮ）１１０に結合される
。ＰＳＴＮ１１０からの音声およびデータ・メッセージからなる選択呼出発信は
、例えば、従来の電話１１１もしくはＰＳＴＮ１１０に結合された従来のコンピ
ュータ１１７から生成できる。あるいは、パケット交換網，インターネット，ロ
ーカル・エリア・ネットワークなど、他の種類の通信網も発信メッセージをコン
トローラ１１２に伝送するために利用できることが理解される。
【００１４】 送信のために利用される空中プロトコル(over-the-air protocol)は、モトロ
ーラ社の周知のＦＬＥＸ（商標）ファミリーのデジタル選択呼出シグナリング・
プロトコルから好ましくは選択される。これらのプロトコルは、周知の誤り検出
および誤り訂正手法を利用し、そのためビット誤りが多すぎなければ、送信中に
生じるビット誤りに対して耐性がある。なお、他の適切なプロトコルも利用でき
ることが理解される。さらに、本発明を実施するための一実施例は単方向ワイヤ
レス通信システムであるが、本発明は双方向ワイヤレス通信システムにも適用可
能であることが理解される。
【００１５】 図２は、本発明による一例としての送信機１１６の電気ブロック図である。好
ましくは、送信機１１６は、コントローラ１１２に応答して、Ｍサブチャネルに
対応し、かつ第１ベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされた
Ｍベースバンド信号を生成するグレイ符号発生器(gray code generator)２１８
によって構成され、ここでＭは一(unity)よりも大きい正の整数で、例えば、１
６である。グレイ符号発生器２１８は、Ｍベースバンド信号を受け取り、処理す
るための処理システム２０４または変調エンジンに結合される。好ましくは、処
理システム２０４は、従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２０６と、入力
バッファ２１２を与えるためのＲＡＭおよびフィルタ係数２１０，多重チャネル
多相フィルタ・プログラム２１４ならびに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inve
rse fast Fourier transform）プログラム２２０などのあらかじめプログラミン
グされたパラメータおよびソフトウェアを格納するためのＲＯＭを含む、従来の
メモリとによって構成される。さらに、送信機１１６は、ワイヤレス搬送波を周
波数多重化合成信号（処理システム２０４によって生成される）で変調して、Ｍ
サブチャネルを有するワイヤレス信号で、例えばＲＦ信号を生成するための、従
来のＲＦ変調器２１６などのワイヤレス変調器によって構成される。好適な実施
例では、ＤＳＰ２０６は、イリノイ州ショーンブルグのモトローラ・インク社製
のモデルDSP56800であり、本開示の教示があれば、当業者によって容易に書ける
ソフトウェアを実行する。あるいは、DSP56800の代わりに他の同様なＤＳＰを代
用してもよいことが理解される。さらに、処理システム２０４の一部または全て
は、ＤＳＰ２０６のソフトウェア・プログラミングによるのではなく、ハードウ
ェア内で実現でき、さらに、メモリ２０８はＤＳＰ２０６に一体化できることが
理解される。本発明による処理システム２０４の動作については、以下でさらに
詳しく説明する。
【００１６】 図３は、本発明による一例としての多重チャネル変調エンジン３００のアーキ
テクチャ図である。好ましくは、変調エンジン３００は、Ｍサブチャネルに対応
し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベース
バンド信号をグレイ符号発生器から受け取り、それぞれがベースバンド・サンプ
リング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に、周知の手法によって
Ｍベースバンド信号を変換する、Ｍ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）プロセッ
サ３０２によって構成される。
【００１７】 さらに、変調エンジン３００は、ＩＦＦＴに結合され、Ｍ時間領域信号に対し
て非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタ３０４によ
って構成される。多重チャネル多相フィルタ３０４は、Ｍ時間領域信号を受け取
り、処理するフィルタ・プロセッサ３０６によって構成される。本発明に従って
、フィルタ・プロセッサ３０６は、多重チャネル多相フィルタ３０４の交換子(c
ommutator)を与えるべく構成され、ここで交換子３０８の位置は、この位置につ
いて選択されたフィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）の位相から分離(decouple)さ
れ、それにより多重チャネル多相フィルタ３０４は、Ｍ時間領域信号のサンプリ
ング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる。さらに、
フィルタ・プロセッサ３０６は、非整数サンプリング・レート変更を得るために
、Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィ
ルタを動作すべく構成される。好ましくは、ＩＦＦＴプロセッサ３０２およびフ
ィルタ・プロセッサ３０６の両方は、処理システム２０４ナインで実装される。
【００１８】 さらに詳しくは、Ｘk（ｍ）はｋ番目のサブチャネルのグレイ符号化シンボル
またはベースバンド信号であり、ｘr（ｍ）はｒ番目のＩＦＦＴ出力であり、ｘr （ｓ）はｒ番目のフィルタ出力である。フィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、
周知の手法により、ベースバンド・シンボル・レートのＩ倍の処理レートにて設
計された低域通過フィルタについて得られる。Ｍフィルタのそれぞれは、Ｉ／（
ＤＭ）のサンプリング・レート変更を行い、ここでＭはＩＦＦＴにおける点の数
で、例えば１６であり、Ｉは補間レート(interpolation rate)で、例えば１２５
であり、Ｄは間引きレート(decimation rate)で、例えば７である。従って、例
示の値のサンプリング・レート変更は１２５／１１２であり、分数レート変更(f
ractional rate change)である。合成周波数間隔(synthesized frequency spaci
ng)は次式によって与えられる：
【００１９】
【数１】 ここでｆbはベースバンド・シンボルまたはサンプル・レートである。フィル
タ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、ｆs＝Ｉｆbのサンプリング・レートにて設計さ
れる。フィルタ・バンク・アーキテクチャは次のように導出される。
【００２０】 Ｍサブチャネルのデータをパルス整形または濾波し、変調することが望ましい
。ｋ番目のサブチャネルの濾波および変調は、フェーザ(phasor)と畳込み和(con
volution sum)の積として表すことができる。
【００２１】
【数２】 次に、合成波形(composite waveform)は、全ｘk（ｎ）の和として表される。
【００２２】
【数３】 総和(summation)の次数を切り換えることにより、これは次式のように表すこと
ができる：
【００２３】
【数４】 ｎ＝ｒ＋ｓＭを代入すると、次式が得られる：
【００２４】
【数５】 ｅj2πZは、Ｚが任意の整数の場合に、１に等しいので、内側の総和はＩＦＦＴ
の形式で表すことができる。
【００２５】
【数６】 あるいは、等価的に次式のようになる：
【００２６】
【数７】 ここでｘr（ｍ）はＩＦＦＴ出力のｒ番目の点である。これは、フィルタリンク
関数ｇ（ｕ）による、信号のアップ・ダウン・リサンプリング(up-down resampl
ing)の一般式である。
【００２７】 従来、このようなフィルタ・バンク構造は、上で説明したように、ボー・レー
トまたは基底サンプリング・レートと、効率的なスペクトル利用に必要な所望の
周波数間隔との間の非整数関係のために、多重サブチャネルを生成するには望ま
しくないと考えられてきた。しかし、この構造は単一チャネル多相補間／間引き
構造との多くの類似性がある。
【００２８】 以下の単一チャネル・インタポレータ／デシメータ(single channel interpol
ator/decimator)について検討する。
【００２９】
【数８】 これは、多重チャネル・インタポレータ／デシメータと同じように分解・実行で
きる。
【００３０】
【数９】 実行における唯一の相違点は、多重チャネルの場合におけるフィルタ履歴(filte
r history)は、交換子位置インデクス(commutator position index)の変化毎に
変化することである。同期バッファがあれば、これは最小限のアドレス指定オー
バヘッドで達成できる。
【００３１】 従来の多相フィルタは、交換子の位置をフィルタ・インパルス応答の位相と同
期させる。本発明は、各交換子位置について用いられるフィルタ・インパルス応
答の位相を、多相フィルタの動作を妨げずに、交換子の位置から分離できること
を実証するが、これは予想外の結果である。交換子の位置からフィルタ・インパ
ルス応答の位相を分離するすることにより、多相フィルタは、以下で説明するよ
うに、非整数サンプリング・レート変更を行うことができ、有利である。
【００３２】 入力バッファは、本発明による多重サブチャネル変調エンジン３００の一例と
しての入力バッファ・インクリメンテーション図４００を示す図４に図示するよ
うに、全チャネルにおいて同期的にインクリメントされる。各行(row)は、交換
子位置インデクスｒによって決定される交換子３０８の位置を表す。入力サンプ
ル・インデクスｍは、フィルタ３０４によって処理される入力サンプルを表す。
交換子サイクル・インデクスｓは、交換子３０８が例えば１６であるＭ計算のフ
ル・サイクルを完了する毎に進む。黒点は、ｒ，ｓ，ｍに対応するフィルタ・イ
ンパルス応答の選択された所定の位相を介したステップを表す。例えば、列(col
umn)１および２において、入力と出力との間の非整数レート変更のため、多相フ
ィルタ３０４は、最初の入力サンプルについてフィルタ・インパルス応答の１８
個の位相を利用する。（従来の多相フィルタであれば、１６，３２，４８，．．
．個の位相を利用し、ここでＭは、この例と同様にＭ＝１６である。）従来のフ
ィルタにおいて、１６個の入力サンプルのそれぞれが各交換子フル・サイクルに
ついて一回触れられると、これはクリティカル・サンプリング（サブチャネル間
の分離なし）の例となり、１６個の入力サンプルのそれぞれが各ブロック（太い
線によって区切られる）において整数回触れられると、これは従来のＦＦＴ／多
相多重サブチャネル変調の典型的な用途（サブチャネルの分離が広すぎ）となる
。
【００３３】 なお、上記の例におけるフィルタ・インパルス応答の１８個の位相は、格納さ
れたフィルタ・インパルス応答全体の選択された位相における一つの通過(singl
e pass)を表すことに留意されたい。すなわち、選択された列の最初の２つの行
について用いられる位相は、従来の多相フィルタの場合と同様に、最初の列の最
初の２つの行について用いられる位相と同じ位相ではない。交換子位置に固定さ
れるのではなく、フィルタ・インパルス応答の現位相インデクスφnは、多重チ
ャネル多相フィルタの間引きレートＤ，補間レートＩ，開始位相インデクスφs
および出力サンプル・インデクスｎの関数として計算される。
【００３４】
【数１０】 また、従来技術とは異なり、入力サンプル・インデクスｍは交換子サイクル・イ
ンデクスｓと同期して進まずに、現位相インデクスφn、間引きレートＤおよび
補間レートＩから求められる。
【００３５】
【数１１】 それから、現計算の後に、入力サンプル・インデクスを進める。
【００３６】 なお、図４００において、ｍ＝６およびｍ＝１３に相当する列には、ｍの他の
値に相当する１８個の位相ではなく、フィルタ・インパルス応答の１７個の位相
しかないことに留意されたい。これは、この例において、Ｉ＝１２５およびＤ＝
７であるためである。従って、７個の位相だけ離れたホップでステッピングする
１２５個の可能な位相インデクス値が存在する。このとき、Ｉ／Ｄ＝１２５／７
＝１７ ６／７が成立する。従って、フィルタ・インパルス応答の位相における
７番目の通過ごとに、１７回のホップでフィルタの最後に達し、次の入力サンプ
ルに移動する時間となる。
【００３７】 有利な点は、この方法では極めてわずかなＲＡＭしか必要としないことである
。ＩＦＦＴは同相アルゴリズム(in-phase algorithm)で実行でき、濾波のために
中間的な信号格納は必要ない。複雑なシンボルまたはサンプルでは、濾波プロセ
ス全体に必要なメモリは、フィルタ係数(filter coefficients)について、（バ
ッチ期間(batch duration)と出力レートの積の４倍の）ＲＡＭ番地と、（フィル
タ応答におけるシンボル数のＩ倍の）ＲＯＭ番地にほぼ等しい。
【００３８】 図５は、本発明によるＭサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調する
一例としての受信機１２２の電気ブロック図であり、ここでＭは一よりも大きい
正の整数である。受信機１２２は、メッセージを傍受するアンテナ５０４によっ
て構成される。アンテナ５０４は、メッセージを受信する従来の受信機フロント
エンド５０８に結合される。受信機フロントエンド５０８は、Ｍサブチャネルを
有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有し、かつＭサブチャネルの
うち少なくとも２つから導出される合成信号(composite signal)に変換する。受
信機フロントエンド５０８は、メッセージを処理し、受信機１２２を制御する処
理システム５０６に結合される。また、好ましくは、ユーザ・インタフェース５
１４も、ユーザとのインタフェースを与えるために処理システム５０６に結合さ
れる。好ましくは、ユーザ・インタフェース５１４は、メッセージを表示する従
来のディスプレイ５１６と、メッセージが着信したことをユーザに報知する従来
の報知要素５１８と、受信機１２２を制御する従来のキーボード５２０とによっ
て構成される。なお、受信機１２２のいくつかのモデル、例えば、デバイスを制
御するための受信機は、ユーザ・インタフェース５１４を従来のデバイス・イン
タフェース（図示せず）と置換できることが理解される。好ましくは、処理シス
テム５０６は、従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）５１０および従来のメ
モリ５１２によって構成される。好適な実施例では、ＤＳＰはイリノイ州ショー
ンブルグのモトローラ・インク社製のモデルDSP56800であり、本開示の教示があ
れば、当業者によって容易に書けるソフトウェアを実行する。あるいは、DSP568
00の代わりに他の同様なＤＳＰを代用してもよいことが理解される。さらに、処
理システム５０６の一部または全ては、ＤＳＰのソフトウェア・プログラミング
によるのではなく、ハードウェア内で実現でき、さらに、メモリ５１２はＤＳＰ
５１０に一体化できることが理解される。
【００３９】 メモリ５１２は、本発明に従って処理システム５０６をプログラミングするた
めのソフトウェア要素および変数によって構成される。好ましくは、メモリ５１
２は、受信機１２２が応答するところの選択呼出アドレス５２２を含む。さらに
、メモリ５１２は、周知の手法を介してメッセージを処理するように処理システ
ム５０６をプログラミングするためのメッセージ処理要素５２４を含む。また、
メモリ５１２は、本発明に従ってフィルタ・インパルス応答を記述するフィルタ
係数５２６を含む。さらに、メモリ５１２は、入力バッファを格納するために用
いられる入力バッファ５２８を含む。さらに、メモリ５１２は、本発明による多
重チャネル多相フィルタ・プログラム５３０および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
プログラム５３２によって構成される。本発明による処理システム５０６の動作
については、以下でさらに詳しく説明する。
【００４０】 図６は、本発明による一例としての多重サブチャネル復調エンジンのアーキテ
クチャ図である。復調エンジン６００は、受信機フロントエンド５０８から合成
信号を受け取り、この合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う
多重チャネル多相フィルタ６０２によって構成される。多重チャネル多相フィル
タ６０２は、合成信号を受け取り、処理するフィルタ・プロセッサ６０４によっ
て構成される。フィルタ・プロセッサ６０４は、多重チャネル多相フィルタ６０
２の交換子６０６を与えるべく構成され、ここで交換子６０６の位置は、この位
置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それによ
り多重チャネル多相フィルタ６０２は、合成信号のサンプリング・レートの非整
数倍であるサンプリング・レートにて動作できる。さらに、フィルタ・プロセッ
サ６０４は、非整数サンプリング・レート変更を得るために、合成信号のサンプ
リング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタ６０２を動作すべく構
成され、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号(rate-changed signal
)を生成する。また、復調エンジン６００は、多重チャネル多相フィルタ６０２
に結合され、かつ少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波
数領域信号に変換して、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成す
べく構成された高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ６０８を含む。好ましく
は、フィルタ・プロセッサ６０４およびＦＦＴプロセッサ６０８は、処理システ
ム５０６内で実装される。
【００４１】 さらに詳しくは、Ｘk（ｍ）はｋ番目のサブチャネルの低サンプリング・レー
ト非同期波形であり、ｘr（ｓ）はｒ番目のフィルタ・バンク入力であり、ｘr（
ｍ）はｒ番目のフィルタ出力である。フィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、周
知の手法により、ｘ（ｎ）のサンプリング・レートのＩ倍の処理レートにて設計
された低域通過フィルタについて得られる。Ｍフィルタのそれぞれは、ＩＭ／Ｄ
のレート変更を行い、ここでＭはＦＦＴにおける点の数である。交換(commutati
on)後、合成周波数間隔は次式によって与えられる：
【００４２】
【数１２】 ここで、ｆsはｘ（ｎ）のサンプル・レートである。フィルタ・バンク・アーキ
テクチャは次のように導出される。
【００４３】 Ｍサブチャネルのデータを復調し、パルス整形または濾波することが望ましい
。ｋ番目のサブチャネルの濾波およびダウンサンプリングは、次式のように表す
ことができる。
【００４４】
【数１３】 交換は、ｎ＝ｒ＋ｓＭを代入して表すことができる。
【００４５】
【数１４】 ｅj2πZは、Ｚが任意の整数の場合に、１に等しいので、指数関数項は総和から
抜き出すことができる。
【００４６】
【数１５】 または
【００４７】
【数１６】 ここで、ｘr（ｍ）はｒ番目のフィルタ出力である。
【００４８】 前で説明したように、従来において、このようなフィルタ・バンク構造は、ボ
ー・レートまたは基底サンプリング・レートと、所望の周波数間隔との間の非整
数関係のために、多重サブチャネルでは望ましくないと考えられてきた。しかし
、この構造は単一チャネル多相補間／間引き構造との多くの類似性がある。以下
の単一チャネル・インタポレータ／デシメータについて検討する。
【００４９】
【数１７】 これは、多重チャネル・インタポレータ／デシメータと同じように分解・実行で
きる。
【００５０】
【数１８】 実行における唯一の相違点は、多重チャネルの場合における各フィルタ・バンク
の出力は、異なるＦＦＴ入力に送られることである。
【００５１】 前述の場合と同様に、重要な点は、フィルタ・インパルス応答の位相を交換子
６０６の位置から分離することにより、多重チャネル多相フィルタ６０２におい
て非整数レート変更が有利に可能になることである。交換子位置に固定されるの
ではなく、フィルタ・インパルス応答の現位相インデクスφr,mは、多重チャネ
ル多相フィルタの間引きレートＤ，補間レートＩ，出力サンプル・インデクスｍ
，交換子位置インデクスｒ，ＦＦＴにおける点の数Ｍおよび開始位相インデクス
φsの関数として計算される。
【００５２】
【数１９】 なお、開始時に、開始位相インデクスφsは、周知の同期手法により、フィルタ
・インパルス応答を入力サンプルｘ（ｎ）のシンボル中心に時間整合させる値に
好ましくは設定されることを理解されたい。
【００５３】 また、従来技術とは異なり、出力サンプル・インデクスｍおよび交換子サイク
ル・インデクスｓは同期して進まずに、交換子サイクル・インデクスｓの前進は
、現位相インデクスφr,m，ＦＦＴにおける点の数Ｍ，補間レートおよび間引き
レートＤから求められる。
【００５４】
【数２０】 それから、現計算の後に、交換子サイクル・インデクスｓを進める。なお、ｓは
着信データ・ストリームと同期して変化しなければならず、そのため処理システ
ム５０６の計算のタイミングはそうなることを保証するように手配される。
【００５５】 変調エンジン３００の場合と同様に、この方法では極めてわずかなＲＡＭしか
必要としない。ＦＦＴは同相アルゴリズムで実行でき、濾波のために中間的な信
号格納は必要ない。複雑なシンボルまたはサンプルでは、濾波プロセス全体に必
要なメモリは、フィルタ係数について、（バッチ期間と出力レートの積の４倍の
）ＲＡＭ番地と、（フィルタ応答における基底サンプリング・レート・サンプル
数のＩ倍の）ＲＯＭ番地にほぼ等しい。一つの評価した用途では、本発明により
、従来の方法に比べて、処理能力条件、すなわちＭＩＰＳは約３分の１に軽減し
、またＲＡＭ条件の著しい改善が得られた。
【００５６】 以上、本発明は多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レー
ト変更を行うための装置を提供したことが、上記の開示から明らかであろう。有
利な点は、本装置は、サブチャネル間隔の優れた柔軟性を有する効率的な多重サ
ブチャネル多相変調および復調エンジンを可能にする。
【００５７】 本発明の多くの修正および変形は、上記の教示に鑑みて可能である。従って、
特許請求の範囲内で、本発明は本明細書で具体的に説明した以外でも実施できる
ものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による一例としてのワイヤレス通信システムの電気ブロック図である。
【図２】 本発明による一例としての送信機の電気ブロック図である。
【図３】 本発明による一例としての多重サブチャネル変調エンジンのアーキテクチャ図
である。
【図４】 本発明による多重サブチャネル変調エンジンの一例としての入力バッファ・イ
ンクリメンテーション図である。
【図５】 本発明による一例としての受信機の電気ブロック図である。
【図６】 本発明による一例としての多重サブチャネル復調エンジンのアーキテクチャ図
である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ， ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，Ｃ Ｚ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ， ＫＥ，ＫＧ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 非整数サンプリング変更を行う多重チャネル多相フィルタで
    あって： それぞれが入力サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ入力チャネル
    のデータを受け取り、処理する処理システムであって、Ｍは一よりも大きい正の
    整数であり、前記処理システムは： 前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の位置
    は前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、
    それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記入力サンプリング・レートの
    非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき；および 前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記入力サンプリン
    グ・レートの前記非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作し、 前記多重チャネル多相フィルタが変調器において採用される場合には、前
    記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，開始位相インデクス
    および出力サンプル・インデクスの関数として、前記フィルタ・インパルス応答
    の位相インデクスを判定し；および 前記多重チャネル多相フィルタが復調器において採用される場合には、Ｍ
    と、前記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，開始位相イン
    デクス，交換子位置インデクスおよび出力サンプル・インデクスの関数として、
    前記フィルタ・インパルス応答の位相インデクスを判定する； ようにプログラミングされる処理システム； によって構成されることを特徴とする多重チャネル多相フィルタ。
  2. 【請求項２】 前記処理システムは、フィルタ・インパルス応答の現位相イ
    ンデクスと、前記多重チャネル多相フィルタの間引きレートとの和が、前記多重
    チャネル多相フィルタの補間レートを超える毎に、入力サンプル・インデクスを
    進めるようにさらにプログラミングされることを特徴とする請求項１記載の多重
    チャネル多相フィルタ。
  3. 【請求項３】 前記処理システムは、フィルタ・インパルス応答の現位相イ
    ンデクスと、前記多重チャネル多相フィルタの間引きレートとの和が、前記多重
    チャネル多相フィルタの補間レートのＭ倍よりも大きい毎に、交換子サイクル・
    インデクスを進めるようにさらにプログラミングされることを特徴とする請求項
    １記載の多重チャネル多相フィルタ。
  4. 【請求項４】 Ｍサブサブチャネルの変調を並列に促進する変調エンジンで
    、Ｍは一よりも大きい正の整数である、変調エンジンであって： 第１処理手段であって： 前記Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レート
    にてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；および 前記Ｍベースバンド信号を、それぞれが前記ベースバンド・サンプリング
    ・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換する； ように構成された第１処理手段と； 前記第１処理手段に結合され、前記Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリン
    グ・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多
    相フィルタは： 前記Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理手段からなり、前記第
    ２処理手段は： 前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の
    位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離
    され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記Ｍ時間領域信号のサン
    プリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき； 前記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，開始位
    相インデクスおよび出力サンプル・インデクスの関数として、フィルタ・インパ
    ルス応答の位相インデクスを判定し；および 前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記Ｍ時間領域
    信号のサンプリング・レートの非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動
    作する； ように構成される、第２処理手段からなる多重チャネル多相フィルタと； によって構成されることを特徴とする変調エンジン。
  5. 【請求項５】 前記第２処理手段は： 前記Ｍベースバンド信号を表し、かつ前記ベースバンド・サンプリング・レー
    トの非整数倍である周波数間隔を有する周波数多重化合成信号を生成する； ようにさらに構成されることを特徴とする請求項４記載の変調エンジン。
  6. 【請求項６】 前記第１および第２処理手段は、一つのデジタル信号プロセ
    ッサによって実現されることを特徴とする請求項４記載の変調エンジン。
  7. 【請求項７】 Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つの復調を並列に促進す
    る復調エンジンで、Ｍは一よりも大きい正の整数である、復調エンジンであって
    ： 前記Ｍサブチャネルのうち前記少なくとも２つから導出された合成信号を受信
    機から受け取り、かつ前記合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を
    行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは： 前記合成信号を受け取り、処理する第１処理手段からなり、前記第１処理
    手段は： 前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の
    位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離
    され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記合成信号のサンプリン
    グ・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき； Ｍと、前記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，
    開始位相インデクス，交換子位置インデクスおよび出力サンプル・インデクスの
    関数として、フィルタ・インパルス応答の位相インデクスを判定し；および 前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記合成信号の
    サンプリング・レートの非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作して
    、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号を生成する； ように構成された第１処理手段、によって構成される多重チャネル多相フィル
    タと； 前記多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ前記少なくとも２つのレート
    変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それにより少なくと
    も２つのベースバンド信号を生成するように構成された第２処理手段と； によって構成されることを特徴とする復調エンジン。
  8. 【請求項８】 前記第１および第２処理手段は、一つのデジタル信号プロセ
    ッサによって実現されることを特徴とする請求項７記載の復調エンジン。
  9. 【請求項９】 Ｍサブチャネル信号を並列に変調する送信機で、Ｍは一より
    も大きい正の整数である、送信機であって： 第１処理手段であって： 前記Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レート
    にてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；および 前記Ｍベースバンド信号を、それぞれが前記ベースバンド・サンプリング
    ・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換する； ように構成された第１処理手段と； 前記第１処理手段に結合され、前記Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリン
    グ・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多
    相フィルタは： 前記Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理手段からなり、前記第
    ２処理手段は： 前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の
    位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離
    され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記ベースバンド・サンプ
    リング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき； 前記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，開始位
    相インデクスおよび出力サンプル・インデクスの関数として、フィルタ・インパ
    ルス応答の位相インデクスを判定し；および 前記非整数サンプリング・レート変更を得て、周波数多重化合成信号
    を生成するために、前記ベースバンド・サンプリング・レートの前記非整数倍に
    て前記多重チャネル多相フィルタを動作する； ように構成された第２手段からなる多重チャネル多相フィルタと； ワイヤレス搬送波を前記周波数多重化合成信号で変調して、Ｍサブチャネルを
    有するワイヤレス信号を生成するワイヤレス変調器と； によって構成されることを特徴とする送信機。
  10. 【請求項１０】 前記第２処理手段は： 前記Ｍベースバンド信号を表し、かつ前記ベースバンド・サンプリング・レー
    トの非整数倍である周波数間隔を有する周波数多重化合成信号を生成する； ようにさらに構成されることを特徴とする請求項９記載の送信機。
  11. 【請求項１１】 前記第１および第２処理手段は、一つのデジタル信号プロ
    セッサによって実現されることを特徴とする請求項９記載の送信機。
  12. 【請求項１２】 Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調する受
    信機で、Ｍは一よりも大きい正の整数である、受信機であって： 前記Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有し
    、かつ前記Ｍサブチャネルのうち前記少なくとも２つから導出された合成信号に
    変換する受信機フロントエンドと； 前記受信機フロントエンドに結合され、前記受信機から前記合成信号を受け取
    り、前記合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル
    多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは： 前記合成信号を受け取り、処理する第１処理手段からなり、前記第１処理
    手段は： 前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の
    位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離
    され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記合成信号のサンプリン
    グ・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき； Ｍと、前記多重チャネル多相フィルタの間引きレート，補間レート，
    開始位相インデクス，交換子位置インデクスおよび出力サンプル・インデクスの
    関数として、フィルタ・インパルス応答の位相インデクスを判定し；および 前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記合成信号の
    サンプリング・レートの前記非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作
    し、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号を生成する； ように構成された第１処理手段からなる多重チャネル多相フィルタと； 前記多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ前記少なくとも２つのレート
    変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それにより少なくと
    も２つのベースバンド信号を生成するように構成された第２処理手段と； によって構成されることを特徴とする受信機。
  13. 【請求項１３】 前記第１および第２処理手段は、一つのデジタル信号プロ
    セッサによって実現されることを特徴とする請求項１２記載の受信機。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021516521A (ja) * 2018-06-12 2021-07-01 三菱電機株式会社 高速デジタルビット生成器
JP2021517403A (ja) * 2018-06-12 2021-07-15 三菱電機株式会社 混合モードミリメートル波送信機

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5978379A (en) 1997-01-23 1999-11-02 Gadzoox Networks, Inc. Fiber channel learning bridge, learning half bridge, and protocol
JP2000022658A (ja) * 1998-06-26 2000-01-21 Hitachi Denshi Ltd 複数搬送波変調方式
US7430171B2 (en) 1998-11-19 2008-09-30 Broadcom Corporation Fibre channel arbitrated loop bufferless switch circuitry to increase bandwidth without significant increase in cost
KR100712746B1 (ko) * 1999-04-22 2007-05-02 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 적응성 샘플링 레이트 컨버터
US6463450B1 (en) * 1999-08-26 2002-10-08 Ericsson Inc. Method and apparatus for the location of the peak of a function using a filter bank
US6747946B1 (en) * 1999-12-27 2004-06-08 Victor Company Of Japan, Ltd. Method and apparatus for transmitting orthogonal-multi-carrier signal
US7012983B2 (en) 2000-04-28 2006-03-14 Broadcom Corporation Timing recovery and phase tracking system and method
US7245638B2 (en) * 2000-07-21 2007-07-17 Broadcom Corporation Methods and systems for DSP-based receivers
US7564866B2 (en) * 2000-07-21 2009-07-21 Broadcom Corporation Methods and systems for digitally processing optical data signals
US6531969B2 (en) * 2001-05-02 2003-03-11 Portalplayer, Inc. Resampling system and apparatus
US7164741B2 (en) * 2001-05-09 2007-01-16 Signum Concept, Inc. Non-recursive resampling digital fir filter structure for demodulating 3G cellular signals
US7158591B2 (en) * 2001-05-09 2007-01-02 Signum Concept, Inc. Recursive resampling digital filter structure for demodulating 3G wireless signals
FR2825552B1 (fr) * 2001-05-30 2004-07-09 Mitsubishi Electric Inf Tech Dispositif et procede de demodulation numerique d'un signal recu par selection d'un filtre et recepteur de communication numerique le comportant
FR2825550B1 (fr) * 2001-05-30 2003-09-05 Mitsubishi Electric Inf Tech Dispositif et procede de demodulation numerique d'un signal recu par selection d'un filtre et recepteur de communication numerique le comportant
US6996188B2 (en) 2001-06-25 2006-02-07 Cyntrust Communications, Inc. Multiple sub-channel modulation and demodulation with arbitrarily defined channel spacing and sampling rates
US7047263B2 (en) * 2001-08-14 2006-05-16 Texas Instruments Incorporated Fast-settling digital filter and method for analog-to-digital converters
GB2382961B (en) * 2001-12-05 2005-01-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Multirate digital transceiver
CN100426670C (zh) * 2002-08-15 2008-10-15 联发科技股份有限公司 多相滤波器电路
US6754284B2 (en) 2002-08-22 2004-06-22 Motorola, Inc. Method and apparatus for minima enlargement
US7245237B2 (en) * 2002-09-17 2007-07-17 Intel Corporation Digital sampling rate conversion using a poly-phase filter and a polynomial interpolator
KR100511295B1 (ko) * 2002-10-30 2005-08-31 엘지전자 주식회사 디지털 필터 및 그 운용방법
BR0316272A (pt) * 2002-11-14 2005-10-11 Team Medical Llc Método e sistema para o processamento de sinal de diagnóstico
US7474722B1 (en) * 2003-03-21 2009-01-06 D2Audio Corporation Systems and methods for sample rate conversion using multiple rate estimate counters
US7167112B2 (en) 2003-03-21 2007-01-23 D2Audio Corporation Systems and methods for implementing a sample rate converter using hardware and software to maximize speed and flexibility
ATE381145T1 (de) * 2003-03-21 2007-12-15 D2Audio Corp Systeme und verfahren zur implementierung eines abtastratenconverters unter verwendung von hardware und software zur maximierung von geschwindigkeit und flexibilität
US7738613B1 (en) 2003-03-21 2010-06-15 D2Audio Corporation Streaming multi-channel audio as packetized data or parallel data with a separate input frame sync
US7908306B1 (en) 2003-03-21 2011-03-15 D2Audio Corp SRC with multiple sets of filter coefficients in memory and a high order coefficient interpolator
US7929718B1 (en) 2003-05-12 2011-04-19 D2Audio Corporation Systems and methods for switching and mixing signals in a multi-channel amplifier
KR100842500B1 (ko) * 2005-06-29 2008-07-01 삼성전자주식회사 주파수 오버레이 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및방법
EP2030389A4 (en) * 2006-06-16 2013-07-17 Preco Electronics Inc NARROW BAND DETECTIONS OF A RECEIVED SIGNAL
US7864080B1 (en) * 2008-12-29 2011-01-04 Altera Corporation Sample rate conversion by controlled selection of filter outputs
CN101540749B (zh) * 2009-04-22 2012-09-26 吕正德 可配置变换长度dft的前处理单元的实现方法及装置
US8412141B2 (en) * 2009-10-19 2013-04-02 Qualcomm Incorporated LR polyphase filter
US8582675B1 (en) * 2010-06-01 2013-11-12 Fredric J. Harris Pre-channelized spectrum analyzer
JP6321181B2 (ja) 2013-09-12 2018-05-09 ドルビー ラボラトリーズ ライセンシング コーポレイション オーディオ・コーデックのシステム側面
CN104932992B (zh) * 2015-07-08 2017-10-03 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种带宽粒度可变的微波数字柔性转发方法
CN110868260B (zh) * 2018-08-27 2021-11-02 李锐洪 脉冲编码调制通带滤波器及获得多个滤波通带的方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5323391A (en) * 1992-10-26 1994-06-21 Motorola, Inc. Multi-channel digital transmitter and receiver
US5504785A (en) * 1993-05-28 1996-04-02 Tv/Com Technologies, Inc. Digital receiver for variable symbol rate communications
US5537435A (en) * 1994-04-08 1996-07-16 Carney; Ronald Transceiver apparatus employing wideband FFT channelizer with output sample timing adjustment and inverse FFT combiner for multichannel communication network
GB9414664D0 (en) * 1994-07-20 1994-09-07 British Aerospace Digital signal processing apparatus
US5631610A (en) * 1996-01-25 1997-05-20 Aware, Inc. Single side-band modulation system for use in digitally implemented multicarrier transmission systems
US5903232A (en) * 1997-10-03 1999-05-11 Motorola Inc. Apparatus and method for sampling rate conversion with rational factors

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021516521A (ja) * 2018-06-12 2021-07-01 三菱電機株式会社 高速デジタルビット生成器
JP2021517403A (ja) * 2018-06-12 2021-07-15 三菱電機株式会社 混合モードミリメートル波送信機
JP7034316B2 (ja) 2018-06-12 2022-03-11 三菱電機株式会社 混合モードミリメートル波送信機
JP7034344B2 (ja) 2018-06-12 2022-03-11 三菱電機株式会社 高速デジタルビット生成器

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