JP2002524963A - ユーザ端末クロック誤差測定および補正システムおよび方法 - Google Patents
ユーザ端末クロック誤差測定および補正システムおよび方法Info
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Abstract
Description
差を測定し、補正する方法および装置に関する。
報を伝送するために開発されている。しかし、符号分割多元接続(CDMA)ス
ペクトル拡散技術のようなスペクトル拡散変調技術は、特に多数の通信システム
ユーザにサービスを提供するときに、他の変調スキームよりも顕著な利点を提供
する。多重接続通信システムにCDMA技術を使用することは、1990年2月
13日に、「衛星ないし地上レピータを使用するスペクトル拡散多重接続通信シ
ステム」と題する米国特許第4,901,307号、および1997年11月2
5日に、「個々の受信位相時間およびエネルギーをトラッキングするスペクトル
拡散通信システム内で全スペクトル送信電力を使用する方法および装置」と題す
る米国特許第5,691,974号に開示されており、両者とも本願の譲受人に
譲渡されたものであり、参照してここに組み込まれる。
し遠隔システムユーザまたは加入者ユニット(「ユーザ端末」)は、少なくとも
一つの受信機を使用して他のユーザ端末と、あるいは公衆電話交換ネットワーク
のような他の接続システムのユーザと通信する。通信信号は衛星レピーターおよ
びゲートウェイを介して、または地上基地局(さらに、時折セルサイトまたはセ
ルと呼ばれる)に直接伝送される。
のシステムは一般的に通信チャネルを「フレーム」に分割し、各フレームは既知
の持続時間を有している。この種のフレームの使用を適切にするために、ゲート
ウェイまたは基地局およびユーザ端末は、ある方法を使用して同期化を保証しな
ければならない。従って、各ユーザ端末はタイミング基準を提供するデバイスを
備えている。理想的な時間基準はユーザ端末に、既知周波数の信号を供給するこ
とである。
る。しかし、完全な局部発振器はない。局部発振器は周波数ドリフトを受ける。
局部発振器の周波数がドリフトすると、同期が失われる。
部発振器を製造することである。しかし、このような非常に安定した局部発振器
は製造するのに相当な費用がかかる。
償水晶発振器(VTCXO)の使用が含まれる。このVTCXOは、温度変化に
起因する周波数ドリフトに対して高い抵抗性がある。さらに、VTCXOの出力
周波数は、VTCXOへの入力電圧を変えることによって制御されうる。
る。各ユーザ端末は基地局によって送信されたパイロット信号をモニターする。
ユーザ端末は、タイミング基準としてパイロット信号の周波数を使用し、これに
印加される入力電圧を変えることによってVTCXOの出力電圧を調整する。こ
のようなアプローチは、基地局とユーザ端末間の相対的半径方向速度が小さいた
めに、セルラ電話システムに使用することができる。しかし、この種の低地球軌
道(LEO)衛星通信システムのようなある一定の衛星通信システムにおいて、
衛星とユーザ端末間の相対的半径方向速度は非常に大きくできる。この大きい相
対的半径方向速度は、パイロット信号に大きいドプラシフトを課すことになり、
これをタイミング基準として不安定なものにする。
m/sの速度を有するLEO衛星に対して、ユーザ端末から見たドプラシフトは
水平方向に約20千万分率(ppm)である。S帯域(ほぼ2.5GHz)で送
信するLEO衛星に対して、2ppmのドプラシフトは50kHzの周波数シフ
トに相当する。このような周波数シフトはパイロット信号をタイミング基準とし
て不安定なものにする。
よび補正システムおよび方法を提供することを目的としている。
するための方法および装置に向けられている。この衛星通信システムは、ゲート
ウェイ、既知位置と既知速度を有する衛星と、ユーザ端末クロックによって時間
計測されたデスキューバッファを有するユーザ端末とを含んでいる。方法は衛星
とユーザ端末間の一方向信号遅延を計算する工程と、計算された一方向信号遅延
と一方向信号遅延の所定最大値とに基づいて所望のデスキューバッファ遅延を計
算する工程と、所望のデスキューバッファ遅延と実際のデスキューバッファ遅延
とに基づいてユーザ端末クロック中の蓄積誤差を計算する工程とを含んでいる。
され、ゲートウェイから帰還する往復信号遅延と、ユーザ端末によって受信され
た信号上のデスキューバッファによって課された実際のデスキューバッファ遅延
と、衛星の既知位置と既知速度とに基づいて計算される。一方向信号遅延の前記
所定最大値が、衛星とユーザ端末(すなわち、衛星が水平線近くにあるとき)間
の最大可能一方向信号遅延である。実際のデスキューバッファ遅延が、デスキュ
ーバッファ書込みポインターおよびデスキューバッファ読出しポインター間に介
在する多数の記憶位置と、デスキューバッファ書込み間隔とデスキューバッファ
読出し間隔のいずれかに基づいて計算される。
明確となろう。また同様の参照符号は全図に渡って一致して同じものを示す。
たものである。しかし、当業者にとって明らかなように、本発明の概念は通信の
目的に利用されない衛星システムにも適用される。本発明はまた、衛星が非LE
O軌道で動く衛星システム、又は非衛星リピーターシステムにも適用できる。
いて論じるが、これは説明のためだけにしていることを理解するべきである。当
業者であれば、本発明の精神及び範囲から外れることなく他の工程、形状及び配
置を用いることができることを認識するであろう。本発明は、位置決定を意図す
るもの、及び衛星並びに地球上のセルラー電話システムを含む、種々の無線の情
報及び通信システムに用途を見出すことができるものである。好ましい適用は電
話サービスのためのCDMA無線拡散スペクトル通信システムでのものである。
はCDMA型の通信信号を用いることを考えているが、しかしこれは本発明によ
って要求されるものではない。図1に説明する通信システム100の一部では、
一つの基地局112、二つの衛星116及び118、及び二つの関連ゲートウェ
イ又はハブ120及び122が、二つのユーザ端末124及び126と通信を行
うために示されている。典型的には、基地局及び衛星/ゲートウェイは地球上の
、及び衛星に基づく、別々の通信システムの構成部品である、勿論、これは必要
ではない。そのようなシステムにおける基地局、ゲートウェイ、及び衛星の合計
数は所望のシステム容量及び当技術において良く理解されているその他の要素に
より定まる。
ージまたは位置決定受信機のような無線通信装置で、所望により手持ち又は車載
ができるものを含むが、これに限るものではない。ここでは、ユーザ端末は携帯
電話として示してある。しかし、本発明の教示事項は「戸外」並びに「屋内」を
含む、遠隔無線サービスが望まれる固定ユニットに適用できることも理解される
。
地理的区域をカバーする。CDMAチャンネル又は「サブビーム」とも言われる
、異なった周波数のビームを、同区域に重複させるように向けることもできる。
また、多重衛星用のビーム包括又はサービスエリア、又は多重基地局用のアンテ
ナパターンも、通信システムの設計及び提供されているサービスの形式に応じて
、またスペースの多様性が達成されているかどうかによって、一定の区域に完全
に、又は部分的に重複するように設計できることが、当業者によって容易に理解
されるところである。
動いている、48以上もの衛星に用いられた模範システムで種々の多重衛星通信
システムが提案されている。しかし、当業者であれば本発明の教示事項が他の軌
道距離及び星座を含む種々の衛星システム及びゲートウェイ形状にどのようにし
て適用できるかを容易に理解するであろう。同時に、本発明は多様な基地局の形
状の地球上に基づくシステムにも等しく適用できるものである。図1には、ゲー
トウェイ120と122と、ユーザ端末124及び126と基地局112との間
に、又は衛星116及び118を通じて、樹立されている通信について、幾つか
の可能性のある信号経路を示した。基地局とは線130及び132で示した。衛
星116及び118と、ユーザ端末124及び126との間の衛星とユーザ端末
との間の通信リンクは、線140、142、及び144で示した。ゲートウェイ
120及び122と、衛星116及び118との間のゲートウェイ−衛星通信リ
ンクは線146、148、150及び152で示した。ゲートウェイ120及び
122と、基地局112とは、1又は2方向通信の一部として、又は単純にメッ
セージ又はデータをユーザ端末124及び126へ移転するために、用いること
もできる。
トランシーバ200は、信号がダウンコンバートされ、増幅され、またディジタ
ル化された場合、アナログ受信機214へ転送される、通信信号を受けるための
少なくとも一つのアンテナ210を用いる。同一のアンテナで送信と受信の機能
を行うことができるようにするため、デユプレクサ素子212が典型的に用いら
れる。しかし、幾つかのシステムは異なった送信及び受信周波数で作用するよう
に別々のアンテナを用いている。
ジタルデータ受信機216Aと少なくとも一つのサーチャ受信機218とへ転送
される。関連の技術に精通する者にとって明らかなように、ユニットの複雑さの
受容できるレベルにより、追加のディジタルデータ受信機216B−216Nを
用いて所望のレベルの信号の多様性を得ることもできる。
216A−216N及びサーチャ受信機218に結合する。制御プロセッサ22
0は、他の機能の中でも、基本的信号処理、タイミング、電力及びハンドオフ制
御又は同調、及び信号キャリアに対して用いる周波数の選択を与える。制御プロ
セッサ220によって行われることが多いもう一つの基本的な制御機能は通信信
号波形の処理に用いられる擬ノイズ(PN)コードシーケンス又は直交機能の選
択又は操作である。制御プロセッサ220による信号処理には関係信号強度の測
定及び種々の関連した信号パラメータの計算を含むことができる。タイミング及
び周波数のような信号パラメータのそのような計算は、追加の又は別々のデデイ
ケートされた回路構成を用いて測定の能率又は速度を向上させるか、又は制御処
理の資源の増大した割り当てをするかを含むことができる。
路222に結合される。ユーザディジタルバンド回路222はユーザ端末ユーザ
に出入りする情報を転送するために用いられる処理及び表明の素子から成る。即
ち、一時的な又は長期のディジタルメモリのような信号又はデータ記憶素子、表
示スクリーン、スピーカ、キーパッドターミナル、及びハンドセットのような入
力及び出力装置、A/D素子、ボコーダ、その他の音声及びアナログ信号処理素
子、などがあり、全ては技術において良く知られた素子を用いてユーザディジタ
ルベースバンド回路222の部分を形成する。もし多様的信号処理を用いるなら
ば、ユーザディジタルベースバンド回路222は多様的結合器及びデコーダから
成ることができる。これらの素子の幾つかは制御プロセッサ220の制御を受け
て、又はこれと連通して、作動することもできる。
号として作成する場合には、ユーザディジタルベースバンド回路222を用いて
送信用に所望のデータを受信、記憶、また別に作成する。ユーザディジタルベー
スバンド回路222はこのデータを制御プロセッサ220の制御を受けて作動し
ている送信変調器226に与える。送信変調器226の出力はアンテナ210か
らの出力信号をゲートウェイへ最終的に送信する送信電力増幅器230へ出力電
力制御を与える電力コントローラ228へ転送される。
波数を調整する。これは、送信波形の上又は下向きの変換の良く知られた技術を
用いて達成することができる。別法として、前段補正素子232は、適切に調整
された周波数を用いて1工程でディジタル信号を所望の送信周波数へ変換するよ
うに、ユーザ端末のアナログのアップコンバート及び変調ステージ(230)の
ため、周波数選択又は制御機構の一部を形成することができる。
イミングを調整することができる。これは、送信波形の遅延を加えるか又は差し
引くという、公知の技術を用いて達成することができる。
当する情報又はデータ、又は一つ又はそれ以上の分与されたリソース信号は、当
技術において公知の種々の技術を用いてゲートウェイへ送ることができる。例え
ば、情報は別の情報信号として転送されるか、又はユーザディジタルベースバン
ド回路222によって作成された他のメッセージに添付されるかすることができ
る。あるいは、情報は制御プロセッサ220の制御を受けて送信変調器226に
よって、又は送信電力コントローラ228によって、所定の制御ビットとして挿
入されることができる。
成されて特定の信号を復調し、トラックする。サーチャ受信機218を用いてパ
イロット信号を探索するか、又は他の比較的固定した型の強い信号を探索する。
一方、ディジタル受信機216A−Nを用いて検出したパイロット信号と関連し
た他の信号を復調させる。それゆえ、これらのユニットの出力を監視してパイロ
ット信号又は他の信号のエネルギー又は周波数を測定することができる。これら
の受信機はまた、監視して現行の周波数及びタイミング情報を与えて復調されて
いる信号に対してプロセッサ220を制御することができる、周波数トラッキン
グ素子を用いている。
そのような情報を用いてどの程度まで受信された信号が発振器の周波数からオフ
セットしているかを測定する。以下に論じるような、周波数誤差及びドプラシフ
トに関係するこの及びその他の情報は、所望により、記憶又はメモリ素子236
に記憶することができる。
00を図3に示す。図3に示したゲートウェイ120及び122の部分は当技術
において公知の種々の計画を用いてダウンコンバートされ、増幅され、そしてデ
ィジタル化された通信信号を受信するためのアンテナ310に接続された一つ又
はそれ以上のアナログ受信機314を持っている。ある通信システムでは多段ア
ンテナ310を用いる。アナログ受信機314によるディジタル化された出力は
一般的に324で破線で示した、少なくとも一つのディジタル受信機モジュール
に対する入力として設けられる。
ユーザ端末124、126との間の通信を支配するように用いられる信号処理素
子に相当する。勿論、一定の変化は当技術において公知である。一つのアナログ
受信機314は多くのディジタル受信機モジュール324に対する入力を与える
ことができて、多数のそのようなモジュールがゲートウェイ102、122で典
型的に用いられて衛星ビームの全てを賄い、また可能性のある多岐モードの信号
が一定の時間で取り扱われている。各ディジタル受信機モジュール324は一つ
又はそれ以上のディジタルデータ受信機316とサーチャ受信機318とを持っ
ている。サーチャ受信機318はパイロット信号以外の信号の適当な多岐モード
を一般的に探索する。通信システムに設けられた場合には、多重ディジタルデー
タ受信機316A−316Nを多様的信号受信用に用いる。
後のベースバンドプロセッシング素子322へ与えられるが、ここではそれ以上
の詳細には説明しない。模範的なベースバンド装置は多様的結合器及び復号器を
含んで、各サブスクライバーに対しマルチパス信号を結合して一つの出力にする
。模範的なベースバンド装置はまた、出力データを、典型的にはディジタルスイ
ッチ又はネットワークへ、与えるための、インタフェース回路を含む。限定され
るものではないが、ボコーダ、データモデム、及びディジタルデータ切り替え及
び記憶構成部品のような、種々の他の既知の素子はベースバンド処理素子322
の一部を形成することができる。これらの素子はデータ信号の一つ又はそれ以上
の送信モジュール334への転送を制御又は指示するように作動する。
ュール334に結合される。典型的なゲートウェイは多数のそのような送信モジ
ュール334を用いて多くのユーザ端末124、126に一時にサービスを提供
し、また幾つかの衛星及びビームに一時にサービスを提供する。ゲートウェイ1
20、122によって用いられる送信モジュール334の数は、システムの複雑
さ、目的の衛星の数、サブスクライバの容量、選択した分岐の程度、などを含む
、当技術で公知の要素によって定められる。
送信変調器326を含む。送信変調器326は外へ出るディジタル信号に対して
用いる送信電力を制御するディジタル送信電力コントローラ328に結合された
出力部を持っている。ディジタル送信電力コントローラ328は干渉の低減と源
泉の割り当てのために最低限の電力を適用するが、しかし送信パスの減衰及び他
のパスの転送特性を保障することを必要とする場合は適当なレベルの電力を適用
する。信号を伝播する際に送信変調器326によってPN発電機が用いられる。
このコード発生はまた、ゲートウェイ122、124に用いられる一つ又はそれ
以上の制御プロセッサ又は記憶素子の機能的な部分を形成することがある。
は他の送信モジュールからの出力と合計される。それらの出力は送信電力コント
ローラ328と同一の周波数で、またその出力と同じビーム以内で他のユーザ端
末124、126へ送信するための信号となる。加算器336の出力は、ディジ
タルからアナログへの変換、適当なRFキャリア周波数への変換、更なる増幅及
びユーザ端末124、126へ放射するため一つ又はそれ以上のアンテナへの出
力、のために、アナログ送信機338へ与えられる。アンテナ310及び340
は、システムの複雑さ及び形状によっては、同一のアンテナであってもよい。
の直後の送信パスに配置される。本発明の一実施形態では、前段補正器342は
アナログ信号形成と増幅との後に作動して、以下により詳細に論じるように出力
周波数を調整する。外へ出るユーザ端末信号にかけられる周波数補正の量、又は
前進リンク、は、それを通じて通信が確立するゲートウェイと各衛星との間の既
知のドプラに基づいている。送信に先立って信号の周波数を調整するために用い
られる技術又は素子は当技術において公知である。
がゲートウェイから衛星への同一の送信パスを分け合っているため、使用できる
。あるいは、アナログ送信機338の出力周波数を制御プロセッサ320によっ
て直接調節して、正常のセンター周波数からオフセットして、シフトした出力周
波数を与えるようにすることもできる。
後で作動して、以下により詳細に論じるように出力タイミングを調節する。外へ
出るユーザ端末信号、又は前進リンク、にかけられるタイミング補正の量は、既
知の伝播遅延とそれを通じて通信が確立するゲートウェイと各衛星との間のコー
ドのドプラに基づいている。送信に先立って信号のタイミングを調整するために
用いられる技術又は素子もまた、当技術において公知である。
量は、既知の衛星軌道位置データを用いて制御プロセッサ320によって計算す
ることができる。このデータは記憶してルックアップテーブル又はメモリ素子の
ような、一つ又はそれ以上の記憶素子344から取り戻すことができる。ラム及
びロム回路のような種々の良く知られた装置、又は磁気記憶装置を用いて記憶素
子344を構築することもできる。この情報を用いて、何時でも周波数又はタイ
ミングを確立するようにする。
4、送信モジュール334、及びベースバンド回路構成322に結合する。これ
らのユニットは互いに対して物理的に分離しておくのが良い。制御プロセッサ3
20は、信号処理、タイミング信号発生、電力制御、ハンドオフ制御、多様的結
合、及びシステムインターフェシングのような、しかしこれらに限るものではな
い、機能を行う、命令及び制御信号を出す。更に、制御プロセッサ320は、サ
ブスクライバー通信用にPN伝播コード、直角コードシーケンス、及び特定の送
信機及び受信機を割り当てる。
信号及びそれらの送信電力コントローラ328との結合の発電及び電力を制御す
る。パイロットチャンネルは単純には、データによって変調されない信号であっ
て、恒常値(パターン)又は送信変調器326へのトーン型入力を用い、PN発
生器332から適用されたPN伝播コードだけを効果的に送信する。
うな、モジュールの素子に直接結合できる。各モジュールは、一般的にはそのモ
ジュールの素子を制御する、送信プロセッサ330又は受信プロセッサ321の
ような、モジュールに特定になったプロセッサから成る。こうして、好ましい実
施形態では、図3に示すように、制御プロセッサ320は送信プロセッサ330
及び受信プロセッサ321に結合される。このようにして、単一の制御プロセッ
サ320は多数のモジュール及び資源の操作をより効率的に制御することができ
る。送信プロセッサ330はパイロット、同期、ページング信号及びトラフィッ
クチャンネル信号、及びそれらの電力コントローラ328との夫々の結合のため
の発電及び信号電力を制御する。受信機プロセッサ321は検索、復調用のPN
伝播コード、及び受け入れた電力の監視を制御する。
び122は受信した信号強度、周波数測定、又は通信信号のユーザ端末からの他
の受信した信号パラメータのような情報を受信する。この情報は受信プロセッサ
321によってデータ受信機316の復調した出力から引き出すことができる。
あるいは、この情報は制御プロセッサ320、又は受信プロセッサ321によっ
て監視されている信号の既定の位置で生じているとして検出され、制御プロセッ
サ320へ転送されることができる。制御プロセッサ320はこの情報を用い、
そして電力コントローラ328及びアナログ送信機338を用いて送信され、プ
ロセスされている信号のタイミング及び周波数を制御する。
を論じるが、これは説明のためだけになされるのであることを理解するべきであ
る。当業者は、本発明の精神及び範囲から外れることなく他の工程、形状、及び
配置を用いることができることを認めるであろう。本発明は、位置測定を意図す
るもの、及び衛星並びに地上のセルラー電話システムを含む、種々の無線情報及
び通信システムに用途を見出すことができるはずである。
害物や大気現象により送信信号が反射され、いくつかの信号が異なる経路で受信
機に進むことがある。好ましい実施形態では、ユーザ端末で多様的信号合成技術
が用いられる。すなわち、ユーザ端末は、異なる経路に沿って受信した信号の異
なるバージョンを合成することで、受信信号の品質を高める。異なるソースから
送信される信号と、さらには同じ発信源から送信される信号の反射も含むこれら
の信号バージョンは、「多様的信号」と呼ばれることが多い。
が処理される。しかしながら、多様的信号は、異なる長さの経路に沿って進む。
したがって、多様的信号は、ディジタルデータ受信機216を出るときに互いに
時間が揃っていないことがある。しかしながら、多様的信号の合成を効率的に行
うためには、合成時にこれらの信号の時間が揃っていなければならない。ディジ
タルデータ受信機216により処理される多様的信号の時間を揃えるために、ユ
ーザ端末で多様的受信機の各フィンガに「デスキューバッファ」が用いられる。
デスキューバッファとは、ディジタルデータ受信機により出力された信号を他の
多様的信号と合成する前に可変遅延を課すものである。
すために、本願明細書において用いる2つのタイムラインである。図4において
、Tuは、信号が衛星からユーザ端末に進むのに要する時間を表し、Trは、デ
スキューバッファにより信号に課せられた遅延を表す。タイムライン401は、
第1の衛星のこれらの時間量を表し、タイムライン402は、第2の衛星のこれ
らの時間量を表す。
、第1の衛星は天頂付近にあると仮定し、第2の衛星は地平線付近にあると仮定
する。したがって、LEO衛星を仮定すると、ユーザ端末と第1の衛星との距離
は、ユーザ端末と第2の衛星との距離に比べて短い。したがって、第1の衛星に
より送信された信号がユーザ端末に到達するのに要する時間Tu1は、第2の衛
星により送信された信号がユーザ端末に到達するのに要する時間Tu2よりもか
なり短い。したがって、図4を参照すると、第1の衛星により送信される信号は
、時間t2でユーザ端末で受信されるのに対して、第2の衛星により送信される
信号は、時間t3でユーザ端末で受信される。このように、第1および第2の衛
星により送信される信号に時間整列を課すために、デスキューバッファが、ユー
ザ端末に到達する時間の差t3−t2を補償する。図4の例において、これを達
成するために、第1のデスキューバッファを用いて、第1の衛星から受信した信
号に遅延Tr1を課し、第2のデスキューバッファを用いて、第2の衛星から受
信した信号に遅延Tr2を課す。Tr1およびTr2は、以下の式に従って選択
される。
の時間は揃った状態になる。
一部を示す。図5は、2つのディジタルデータ受信機216A、216Bと、そ
れぞれのデスキューバッファ506A、506Bと、デインターリーバおよびデ
コーダ510とを示す。図5はまた、合成器512と、局部発振器516、時間
発生ユニット518、時間補正コントローラ522を含むタイムソースとを示す
。 図4の例を参照すると、ディジタルデータ受信機216Aは、第1の衛星によ
り送信された信号502Aを受信し、ディジタルデータ受信機216Bは、第2
の衛星により送信された信号502Bを受信する。デスキューバッファ506A
は、第1の信号に時間遅延Tr1を課し、デスキューバッファ506Bは、第2
の信号に時間遅延Tr2を課す。これにより、結果的に得られた信号508A、
508Bの時間が揃う。信号508A、508Bは、合成器512により合成さ
れた後、ユニット510によりデインターリーブ処理および復号化されて、信号
514を出力する。次いで、信号514は、ボコーダなどによりさらに処理され
て、そのコンテンツを抽出してよい。
。好ましい実施形態において、局部発振器516の出力周波数は、約19.68
メガヘルツである。時間発生ユニット518により、局部発振器信号に時間補正
が加えられて、ユーザ端末クロック信号520を発生する。ユーザ端末クロック
信号520は、デスキューバッファ506A、506Bのクロック用に用いられ
る。
より出力された信号の周波数を512で乗算し、その周波数を1,025で除算
して、9.8304メガヘルツの公称周波数をもつ信号を得る。好ましい実施形
態において、この周波数は、衛星通信システムのチップレートの8倍である。本
発明の趣旨および範囲から逸脱しない範囲で、他の値が用いられてよい。
端末クロック信号を得る。以下に記載するように、時間発生ユニット518は、
他の整数で除算を行って、時間補正コントローラ522からのコマンドに応答し
て、ユーザ端末クロック520の周波数を修正してよい。
の物理的なサーキュラバッファの一部である。サーキュラバッファは、多様的受
信機の各フィンガに別々の論理デスキューバッファを与えるように区分けされる
。好ましい実施形態において、ユニット506、510、518および522は
、ユーザのディジタルベースバンド電子回路222内にある。代替実施形態にお
いて、これらのユニットの一部は、コントローラプロセッサ220内にある。本
発明の趣旨および範囲から逸脱しない範囲で、他の代替形態も可能である。
スキューバッファ506は、複数の記憶場所602をもつ。ディジタルデータ受
信機216から受信されたディジタルデータワード604は、デスキューバッフ
ァ506にある記憶場所602に順次書き込まれる。図6において、これらのワ
ードは、下から上に順次書き込まれる。所定の時間が経過すると、ディジタルデ
ータワード604は、デスキューバッファ506から順次読み出される。ディジ
タルデータワード604がデスキューバッファ506に書き込まれる時間と、デ
ィジタルデータワードがデスキューバッファ506から読み出される時間の差は
、デスキューバッファにより信号に課せられる遅延時間Trである。
と読出しポインタ606を示す。書込みポインタ604は、現在書き込まれてい
る記憶場所602を指し、読出しポインタ606は、現在読み出している記憶場
所を指す。書込みポインタ604の進行速度は、ディジタルデータ受信機216
によりデータが受信され、ゲートウェイクロックにより制御されるデータレート
により制御される。読出しポインタ606の進行速度は、ユーザ端末クロックに
より制御される。
き)、書込みポインタ604と読出しポインタ606は、デスキューバッファに
沿って調和して進む。図6を参照すると、この進行方向は、下から上に向かうも
のである。当業者に明らかであるように、実際のデスキューバッファ遅延は、書
込み間隔または読出し間隔および書込みポインタ605と読出しポインタ606
間に介在する記憶場所602の数に基づいて計算されてよい。
周波数から外れる。ユーザ端末クロックが公称周波数から外れると、ゲートウェ
イクロック周波数からも外れる。これが起こると、書込みポインタ604および
読出しポインタ606は、調和して進まない。ユーザ端末クロックの周波数がゲ
ートウェイクロックの周波数よりも小さければ、書込みよりも読出しが低速に実
行される結果、デスキューバッファのデータ量は、最終的にバッファがオーバー
フローになるまで増え続ける。また、ユーザ端末クロックの周波数が、ゲートウ
ェイクロックの周波数よりも大きければ、書込みより読出しが高速に実行される
ため、書込みを行う前でも最後までユーザ端末はデータの読出しを行おうとする
。
とである。好ましい実施形態において、ゲートウェイからユーザ端末およびその
逆に送信される信号が受ける往復遅延を連続して測定することで、ユーザ端末ク
ロックの誤差を決定する。
ムに分割される。ユーザ端末送信機および受信機は共に、同じ固有のタイムリフ
ァレンスに同期されるため、ユーザ端末によりフレーム境界が受信される時間と
、ユーザ端末により対応するフレーム境界が送信される時間との間の時間遅延が
一定になる。ここで、 Ts=ゲートウェイと衛星間の遅延 Td=受信フレーム境界と送信フレーム境界間の遅延 Tu=ユーザ端末と衛星間の遅延 Tr=デスキューバッファにより課せられる実際の遅延 Tm=Tuの最大可能値 好ましい実施形態において、ユーザ端末は、Tu+Trの和を一定に保ち、T m に等しくする。したがって、ゲートウェイ送信機でのフレーム境界の送信と、
ゲートウェイ受信機での対応するフレーム境界の受信との間の全往復遅延は、以
下の式で与えられる。
報告する。さらに、ゲートウェイは、TRTDを周期的に測定し、Tuに関して
上記式を解く。
ゲートウェイは、ユーザ端末にTuを報告する。次いで、ユーザ端末は、デスキ
ューバッファにより課せられる所望の遅延Tr’を求める。
る。
る。最初に、公知の作動PNシーケンスまたは拡散符号を含む信号が、ゲートウ
ェイにより送信される。信号は、衛星によりユーザ端末に中継される。ユーザ端
末は、時を移さずまたは所与の遅延後のいずれかに信号を再送信する。再送信さ
れた信号は、同じ衛星によりゲートウェイに再度中継されて戻る。次いで、ゲー
トウェイは、受信信号のPNシーケンスの状態をローカルのPNシーケンスの状
態と比較する。次いで、これらの状態の差を用いて、ゲートウェイと衛星間の公
知の遅延を含む全往復遅延を決定する。当業者に公知のように、これらの遅延は
、衛星とゲートウェイ間の距離がゲートウェイにより保たれているため公知のも
のである。これらの公知の遅延を全往復遅延から差し引くことで、TRTDが得
られる。公知の衛星位置推算表を用いて、ゲートウェイと衛生間の公知の遅延が
当業者に公知のさまざまな方法で計算される。
差測定法を用いてユーザ端末クロックの誤差を補正するさいの本発明の動作を示
す流れ図である。図7を参照すると、工程702および704において、2つの
連続するデスキュー遅延の誤差が、TRTDの2つの連続する測定値に基づいて
計算される。工程706において、ユーザ端末クロックのモデル分数周波数偏差
が、現在および前のデスキュー遅延誤差に基づいて計算される。ユーザ端末が最
初に活性化される場合、前のデスキュー遅延誤差は、工程702で計算されたも
のであり、現在のデスキュー遅延誤差は、工程704で計算されたものである。
連続して測定を行うため、現在および前のデスキュー遅延誤差は、次に続く工程
704で見つかる。
てよい。さらに、ユーザ端末クロックは、「前方に」または「後方に」進むもの
であってよい。したがって、ユーザ端末クロックは、これらの2つの要因に基づ
いて、4つのタイミング概要の1つに収まる。工程708において、適切なタイ
ミング概要が決定される。本発明者らにより、各タイミング概要が、6つのタイ
ミング補正ケースの1つに分割されることが分かった。各タイミング補正ケース
は、適切な座標移動後、4つのタイミング概要のそれぞれに対するものと同様の
方法で処理可能である。したがって、工程710において、分数周波数偏差およ
び時間座標が移動され、工程712において、適切なタイミングケースが決定さ
れる。
ミング補正の破錠点により定められる。これらの破錠点が計算されると、ユーザ
端末クロックの誤差は、タイミングケースと計算された破錠点に基づいて補正さ
れてよい。したがって、工程714において、選択されたタイミングケースのタ
イミング補正破錠点が計算される。次いで、工程716において、ユーザ端末ク
ロックの誤差は、計算された破錠点に基づいて補正される。
てきた。以下、モデル分数周波数偏差の計算について詳細に記載する。この動作
は、工程706に対応する。ユーザ端末クロックの分数周波数偏差は、当業者に
公知であるように、測定値TRTD間で変化する。本発明者らにより、分数周波
数遅延をモデリングすることで本発明の動作を単純化できることが分かった。本
発明者らにより、ユーザ端末クロックの誤差を補正する目的では、瞬時およびモ
デルの分数周波数偏差間の変動はあまり重要ではないことが分かった。このモデ
ルは、実際の周波数偏差は瞬時に変化するが、発振器周波数偏差は時間間隔にわ
たって一定であると仮定する。したがって、n番目のTRTD測定間隔にわたっ
た分数周波数遅延は、以下の式に従ってモデリングされる。
能を予測する。上述したように、時間間隔にわたってモデリングされたクロック
の性能は、4つのタイミング概要の1つに収まる。これらの4つの概要は、図8
A、8B、8C、8Dのグラフに示されている。図8Aは、ユーザ端末クロック
が、「前方に」非常に遅く進んでいる場合を示す(すなわち、xRTD>0およ
びymod<0)。図8Bは、ユーザ端末クロックが前方に進むが非常に速く進
んでいる場合を示す(すなわち、xRTD>0およびymod<0)。図8Cは
、ユーザ端末クロックが、「後方に」非常に遅く進んでいる場合を示す(xRT D <0およびymod<0)。図8Dは、ユーザ端末クロックが後方に非常に速
く進んでいるタイミング概要を示す(xRTD<0およびymod>0)。
差計算、すなわち時間tnと時間tn+1での計算の間の時間間隔を考慮する。
便宜上、各グラフは、時間間隔にわたったモデル分数周波数偏差ymodと、グ
ラフの横線としてその逆のものを示す。一つの可能性において、tnでのスルー
レートは、ymodの逆を超える。この可能性は、実線で示される。もう一つの
可能性において、tnでのスルーレートは、ymodの逆よりも小さい。この可
能性は、破線で示される。
方向に移動する2台の車が挙げられる。このような例えにおいて、2台の車のう
ち1台は、所定の理想的な速度で移動する「ペースカー」である。ペースカーは
、所望のクロックタイミングを表す。もう1台の車は、ハイウェイをペースカー
の付近でわずかに異なる速度で移動する。この「レースカー」と呼ばれる車は、
ユーザ端末クロックのタイミングを表す。レースカーは、ペースカーの前方また
は後方のいずれかに位置し、ペースカーよりも高速または低速に移動する。
カーは、1つの特定の所定減速度のみでしか減速できず、1つの所定の加速度で
のみしか加速できない。本発明の好ましい実施形態において、これらの速度は同
等のものであるが、反対の符号のものである。したがって、ペースカーは、3つ
の加速度、すなわち所定の正の速度、所定の負の速度および0のみしかもたない
。この制約は、ユーザ端末クロック(yslew)のスルーレートに課せられる
制約を表す。代替実施形態では、この制約は課せられない。
。したがって、ペースカーは、レースカーに次第に追いついている。本発明の一
つの目的は、できるだけ早くペースカーとレースカーとの間のギャップを縮める
ことである。したがって、レースカーは、できるだけ早くギャップを縮めるため
に、急速に減速した後に急速に加速することで、ギャップが縮まったときに、レ
ースカーとペースカーが同じ速度で移動する。
を表す。レースカーとペースカーの速度の差は、ユーザ端末クロックの分数周波
数偏差を表す。図8Bにおいて、レースカーは、ペースカーの前方にいてペース
カーよりも速く進んでいる。したがって、レースカーは、ペースカーから次第に
引き離されていく。図8Aに示すように、レースカーは、できるだけ速くペース
カーとのギャップを縮めるために、急速に減速した後に急速に加速することで、
2台の車はギャップが縮まると同じ速度で進む。
く進んでいる。したがって、ペースカーは、レースカーから次第に引き離されて
いく。図8Dにおいて、レースカーは、ペースカーの後方にいるが、ペースカー
よりも速く進んでいる。したがって、レースカーは、ペースカーに追いついてい
く。図8Cおよび図8Dの両図において、レースカーは、できるだけ早く2台の
車間のギャップを縮めるために、急速に加速した後減速して、ギャップが縮んだ
ときに2台の車が同じ速度で進めるようにする。
正ケースの1つに収まる。これらの6つのタイミングケースは、図9A〜9Fに
示され、以下に詳細に記載される。適切なタイミング補正ケースを選択する前に
、タイミング概要の分数周波数偏差および時間座標が移動される。この動作は、
図7の工程710に対応する。これを達成するには、図8の適切なタイミング概
要のグラフの原点を点(tn,yslew)に移動する必要がある。
ユーザ端末クロックの分数周波数偏差を相殺するために、発振器分数周波数偏差
ymodの負でスルーを行う。変換座標において、最終的なスルー値は以下の式
により与えられる。
グ補正ケースは、軸906および902としてそれぞれ示される移動時間対移動
周波数偏差のグラフとして示される。各グラフはまた、所望の最終的な移動周波
数偏差(−Hymod)を表す破線904を含む。ここで、記号Hyは、yの上
にハットがあることを示す。上述した移動により、ユーザ端末クロックは、各グ
ラフの原点で始まる。ユーザ端末クロックを補正するための、その周波数は、線
908および904間の陰影領域が所望の時間補正を表す最大スルーレートDy max でスルーが行われるここで、記号Dyは、yの上にドットがあることを示
す。線908は、ユーザ端末クロックの移動周波数を表す。上述したように、タ
イミング補正ケースは、以下に記載するように、座標変換による特定のタイミン
グ概要と関係する。
の遅延を超えるものである。xRTDが負である場合、タイミング概要の座標は
、式(8)に従って変換される。
望のデスキューバッファの遅延は、実際のデスキューバッファの遅延を超えるも
のである。したがって、ユーザ端末クロックは、所望のユーザ端末クロックの前
を進む。xRTDが正の場合、タイミング概要の座標は、式(9)に従って変換
される。
末クロック周波数は、最初、時間t1までレートDyposで正にスルーされた
後、時間t2までレートDynegで負にスルーされる。好ましい実施形態にお
いて、Dypos=Dyneg=Dymaxである。時間t2で、ユーザ端末ク
ロックは、所望の最終周波数偏差904に到達する。図9Aで示す曲線は、スル
ーレートyslewおよび破錠点t1およびt2で完全に特徴付けられる。これ
らの破錠点は、以下の式により与えられる。
ートHymaxにより制限されている場合を示す。レースカーの例えを参照する
と、レースカーは、時間t1まで加速した後、時間t2までその速度で進み、時
間t3まで減速する。時間t3で、レースカーとペースカーは、同じ速度で進み
互いに隣り合う位置にいる。
い場合のタイミング補正ケースを示す。図9Aに示すように、レースカーは、時
間t1まで加速した後、ギャップが縮められる時間t2まで減速する。これらの
破錠点は、以下の式で与えられる。
たい。したがって、正の時間補正を達成するには、破線904上方の陰影領域が
、破線904下方の陰影領域を超えるものでなければならない。
。したがって、図9Bに示すように、曲線908は、3つの破錠点を有する。こ
れらの破錠点は、以下の式により与えられる。
に、ユーザ端末クロックの分数周波数偏差を最終周波数偏差904にもたらすの
にスルーレートが不十分な場合のものである。グラフでは、曲線908が線90
4に到達する時間まで、2つの曲線の間の領域は非常に大きい。この時間補正を
補償するために、曲線908は、曲線904の下方に少しの時間費やす必要があ
る。したがって、図9Cおよび図9Dに示すように、曲線904の情報および下
方の陰影領域間の差は、適切な時間補正要因を表す。図9Eのケースの破錠点は
、以下の式で計算される。
−Hyminである。したがって、曲線908は、図9Fでは3つの破錠点を有
する。これらの破錠点は、以下の式を用いて計算される。
図10に示す決定ツリーを用いて選択される。決定ツリーは、工程1002に示
すように、移動された分数周波数偏差Hymodが正または負のどちらであるか
を決定することから始める。Hymodが負であれば、概要は図9E〜9Fのタ
イミング補正ケース内に収まる。Hymodが正であれば、概要は図9A〜9D
のタイミング補正ケース内に収まる。
式を試す。
る。この式が成り立たなければ、概要は、図9A〜9Bのタイミング補正ケース
内に収まる。成り立てば、決定ツリーは、工程1006に示すように、以下の式
を試す。
グ補正ケース内に収まる。この式が成り立たなければ、概要は、工程1014に
示すように、図9Cのタイミング補正ケース内に収まる。
程1008に示すように、以下の式を試す。
グ補正ケース内に収まる。この式が成り立たなければ、概要は、工程1010に
示すように、図9Aのタイミング補正ケース内に収まる。
、工程1018に示すように、以下の式を試す。
グ補正ケース内に収まる。この式が成り立たなければ、概要は、工程1020に
示すように、図9Eのタイミング補正ケース内に収まる。
したように計算される。次いで、破錠点は、時間補正コントローラ522に与え
られ、これにより、時間補正コマンド524が時間発生ユニット518に供給さ
れる。
部を示す回路ブロック図である。時間補正コントローラ522は、4つのレジス
タR1、R2、R3およびR4を含む。時間補正コントローラ522はまた、2
つの加算器1002A、1002Bを含む。
。1つのアキュムレータは、レジスタR3および加算器1102Aにより形成さ
れ、もう1つのアキュムレータは、レジスタR1および加算器1102Bにより
形成される。レジスタR2およびR3は、一緒に時間計測される。好ましい実施
形態において、クロックレートは1ヘルツである。レジスタR1は、異なるクロ
ックを受ける。好ましい実施形態において、このクロックレートは、19.2キ
ロヘルツである。好ましい実施形態において、レジスタR3およびR4および加
算器1102Aは、ソフトウェアにおいて実行され、レジスタR1およびR2お
よび加算器1102Bは、ハードウェアにおいて実行される。
ド信号524A、524Bを出力する。時間補正信号524Bは、時間発生ユニ
ット518にユーザ端末クロック周波数を正または負のいずれかにスルーさせる
2進信号である。時間補正信号524Aは、時間制御ユニット518にクロック
信号をスルーさせるかまたはスルーさせないようにする2進信号である。これら
の2つの信号を共に用いて、時間発生ユニット518を3つの状態、すなわち正
のスルー、負のスルーまたはスルーなしの状態の1つにさせる。好ましい実施形
態において、時間補正信号524Aは、レジスタR1の「ロールオーバー」出力
であり、時間補正信号524Bは、レジスタR2のカウントの最上位のビットで
ある。
星通信システムのチップレートの8倍である周波数をもつ中間信号を発生する。
公称動作では、時間発生ユニットは、この信号の周波数を8で除算して、ユーザ
端末クロック信号を発生する。好ましい実施形態では、時間発生ユニット518
は、他の除数を選択することにより時間補正信号524A、524Bに応答する
。例えば、時間発生ユニット518が正にスルーするコマンドを受ける場合、7
以下の除数を選択することによって、公称よりも高い周波数のユーザ端末クロッ
ク信号が発生する。逆に、時間発生ユニット518が負にスルーするコマンドを
受ける場合、9以上の除数を選択することによって、公称よりも低い周波数のユ
ーザ端末クロック信号が発生する。当業者には明らかであるように、本発明の趣
旨および範囲から逸脱しない範囲で、ユーザ端末クロック信号の周波数を調節す
るほかの方法が用いられてよい。
タR4は、時間補正処置が開始するとき、初期スルーレートで負荷される。時間
補正処置は、通常、ユーザ端末が最初に作動されると開始する。レジスタR4は
、選択された時間補正ケースに関して計算された破錠点での所定のスルーレート
で引き続き負荷される。
使用することができる。本発明を好ましい実施形態を参照して特に示し記載して
きたが、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態および詳細のさま
ざまな変更を加えてよいことは当業者により理解されよう。
すのに使用された二つの時間線を示す図。
末クロック誤差を補正する本発明の動作を描写するフローチャート。
を示す図。
ロック図。
Claims (14)
- 【請求項1】 ゲートウェイと、既知位置と既知速度を有する衛星と、ユーザ端末クロックに
よって時間計測されたデスキューバッファを有するユーザ端末とを含む通信シス
テムにおいて、所定期間に渡ってユーザ端末内の蓄積誤差を決定するためのシス
テムであって、 前記ゲートウェイから前記ユーザ端末に送信され、前記ゲートウェイから帰還
する信号のための往復信号遅延と、前記ユーザ端末によって受信された信号上の
デスキューバッファによって課された実際のデスキューバッファ遅延と、衛星の
既知位置と既知速度とに基づいて衛星とユーザ端末間の一方向信号遅延を計算す
る手段と、 前記一方向信号遅延と前記一方向信号遅延の所定最大値とに基づいて所望のデ
スキューバッファ遅延を計算する手段と、 前記所望のデスキューバッファ遅延と前記実際のデスキューバッファ遅延とに
基づいて前記ユーザ端末クロック中の蓄積誤差を計算する手段と、 を具備する通信システム。 - 【請求項2】 前記往復信号遅延を測定する手段をさらに具備する請求項1に記載のシステム
。 - 【請求項3】 前記実際のデスキューバッファ遅延を測定する手段をさらに具備する請求項1
に記載のシステム。 - 【請求項4】 前記一方向信号遅延の前記所定最大値が、前記衛星と前記ユーザ端末間の最大
可能一方向信号遅延である請求項1に記載のシステム。 - 【請求項5】 前記一方向信号遅延の前記所定最大値が、前記衛星と前記ユーザ端末間の最大
可能一方向信号遅延と前記ユーザ端末クロックの最大可能蓄積誤差を補正する時
間オフセットとの和に等しい請求項1に記載のシステム。 - 【請求項6】 前記所望のデスキューバッファ遅延が、前記一方向信号遅延と前記一方向信号
遅延の前記所定最大値間の差に等しい請求項1に記載のシステム。 - 【請求項7】 デスキューバッファ書込みポインターとデスキューバッファ読出しポインター
間に介在する記憶位置の数と、デスキューバッファ書込み間隔とデスキューバッ
ファ読出し間隔の少なくとも一つとに基づいて、前記実際のデスキューバッファ
遅延を計算する手段をさらに具備する請求項1に記載のシステム。 - 【請求項8】 ゲートウェイと、既知位置と既知速度を有する衛星と、ユーザ端末クロックに
よって時間計測されたデスキューバッファを有するユーザ端末とを含む通信シス
テムにおいて、所定期間に渡ってユーザ端末内の蓄積誤差を決定するための方法
であって、 前記ゲートウェイから前記ユーザ端末に送信し、前記ゲートウェイから帰還す
る信号のための往復信号遅延と、前記ユーザ端末によって受信された信号上のデ
スキューバッファによって課された実際のデスキューバッファ遅延と、衛星の既
知位置と既知速度とに基づいて前記衛星と前記ユーザ端末との間の一方向信号遅
延を計算する工程と、 前記一方向信号遅延と前記一方向信号遅延の所定最大値とに基づいて所望のデ
スキューバッファ遅延を計算する工程と、 前記所望のデスキューバッファ遅延と前記実際のデスキューバッファ遅延とに
基づいて前記ユーザ端末クロック中の蓄積誤差を計算する工程と、 を含む通信方法。 - 【請求項9】 前記往復信号遅延を測定する工程をさらに含む請求項8に記載の方法。
- 【請求項10】 前記実際のデスキューバッファ遅延を測定する工程をさらに含む請求項8に記
載の方法。 - 【請求項11】 前記一方向遅延の前記所定最大値を、前記衛星と前記ユーザ端末間の最大可能
一方向信号遅延として選択する工程をさらに含む請求項8に記載の方法。 - 【請求項12】 前記一方向信号遅延の前記所定最大値を、前記衛星と前記ユーザ端末間の最大
可能一方向信号遅延とユーザ端末クロックの最大可能蓄積誤差を補正する時間オ
フセットとの合計に等しく選択する工程をさらに含む請求項8に記載の方法。 - 【請求項13】 前記所望のデスキューバッファ遅延を、前記一方向信号遅延と前記一方向信号
遅延の前記所定最大値間の差に等しく選択する工程をさらに含む請求項8に記載
の方法。 - 【請求項14】 デスキューバッファ書込みポインターとデスキューバッファ読出しポインター
間に介在する記憶位置の数と、デスキューバッファ書込み間隔とデスキューバッ
ファ読出し間隔の少なくとも一つとに基づいて、前記実際のデスキューバッファ
遅延を計算する工程をさらに含む請求項8に記載の方法。
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