CN1124707C - 用户终端时钟误差的测定校正系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在卫星通信系统中有助于确定用户终端时钟累计误差的方法和装置。该卫星通信系统包括网关、已知位置和速度的卫星以及由用户终端时钟对去时滞缓冲器计时的用户终端。本方法包括下列步骤：计算卫星和用户终端之间的单向信号延迟，根据该所计算的单向信号延迟和所述单向信号延迟的预定最大值计算所需去时滞缓冲器延迟，并根据所需去时滞缓冲器延迟和实际去时滞缓冲器延迟计算用户终端时钟的累计误差。

Description

用户终端时钟误差的测定校正系统及方法

                        发明背景

I.发明领域

本发明总体来说涉及卫星通信系统，具体来说，涉及对用户终端时钟误差进行测定和校正的方法和装置。

II.相关技术说明

对于大量系统用户之间的信息传输，已经发展了各种多址通信系统与技术。然而，诸如码分多址(CDMA)扩频技术的扩频调制技术比其它调制技术具有更多的优点，在为大量通信系统用户服务时尤其如此。均转让给本发明受让人、并在此引用作为参照的1990年2月13日颁发的发明名称为“应用卫星或地面转发器的扩频多址通信系统”的美国专利U.S.Pat.No.4,901,307和1997年11月25日颁发的发明名称为“扩频通信系统中利用全频谱发射功率跟踪个别接收者相位时间和能量的方法及装置”的美国专利U.S.Pat.No.5,691,974都揭示了CDMA技术在多址通信系统中的应用。

上述专利揭示的通信系统中，大量的普通移动或远程系统用户或用户单元(“用户终端”)都应用至少一个收发机与其它用户终端或其它相连接系统(如公用电话交换网)的用户通信。通信信号通过卫星转发器和网关或以直接方式传送到地面基站(有时也称为单元区站点或单元区)。

现代卫星通信系统中计时很关键。例如，这类系统通常将通信信道分成若干“帧”，每帧具有一已知的持续时间。为了优化对这类帧的利用，网关或基站与用户终端必须采用某种方法保证同步。因而，各用户终端都配有提供计时基准的设备。一理想的时间基准会向用户终端提供一已知频率的信号。

用户终端中通常用本机振荡器提供计时基准。但本机振荡器并非完美无缺。本机振荡器会遭受频漂。本机振荡器频率漂移时便失去了同步。

使本机振荡器频漂减小的一个途径是制造更为准确的本机振荡器，但这类极稳定的本机振荡器造价非常高。

蜂窝区电话系统中通常采用的另一途径，涉及应用一种电压控制温度补偿型晶体振荡器(VTCXO)。VTCXO对温度变化所造成的频漂具有相当好的抑制作用。此外，可通过改变VTCXO的输入电压来控制VTCXO的输出频率。

这类蜂窝区电话系统中，每个用户终端都配有VTCXO。每一用户终端均监视基站所发射的导频信号。该用户终端将导频信号的频率用作计时基准，通过改变VTCXO所加上的输入电压来调节它的输出频率。这种方法可用于蜂窝区电话系统，这是因为基站和用户终端间的相对径向速度很小。但某些卫星通信系统，诸如低地球轨道(LEO)卫星通信系统，基站和用户终端间的相对径向速度可非常大。这种很大的相对径向速度对导频信号加上了较大的多普勒频移，使之无法用作计时基准。

多普勒频移在LEO卫星系统中尤为严重。举例来说，对一速度为7公里/秒的LEO卫星而言，用户终端在地平线发现的多普勒频移约为20ppm。对于在S频段(约2.5GHz)发射的LEO卫星而言，2ppm的多普勒频移换算为50KHz频移。这种频移会使导频信号无法用作计时基准。

                           发明概述

本发明涉及一种在卫星通信系统中有助于确定用户终端时钟累计误差的方法和系统。该卫星通信系统包括网关、已知位置和速度的卫星以及由用户终端时钟对去时滞缓冲器计时的用户终端。该方法包括下列步骤：测定信号从网关发送给用户终端再返回网关的往返信号延迟；测定去时滞缓冲器对用户终端所接收信号加上的实际去时滞缓冲器延迟；根据所述往返信号延迟、所述实际去时滞缓冲器延迟以及已知的卫星位置和速度，计算卫星和用户终端之间单向信号延迟；根据该所计算的单向信号延迟和所述单向信号延迟的预定最大值计算所需去时滞缓冲器延迟；以及根据所需去时滞缓冲器延迟和实际去时滞缓冲器延迟计算用户终端时钟的累计误差。所述系统包括：测定信号从网关发送给用户终端再返回网关的往返信号延迟的装置；测定去时滞缓冲器对用户终端所接收信号加上的实际去时滞缓冲器延迟的装置；根据所述往返信号延迟、所述实际去时滞缓冲器延迟以及已知的卫星位置和速度，计算卫星和用户终端之间单向信号延迟的装置；根据所述单向信号延迟和所述单向信号延迟的预定最大值，计算所需去时滞缓冲器延迟的装置；以及根据所述所需去时滞缓冲器延迟和所述实际去时滞缓冲器延迟，计算用户终端时钟累计误差的装置。

根据信号从网关发送给用户终端再返回网关的往返信号延迟、去时滞缓冲器对用户终端所接收信号加上的实际去时滞缓冲器延迟以及已知的卫星位置和速度，计算出卫星和用户终端之间的单向信号延迟。单向信号延迟的预定最大值是卫星和用户终端之间可能的最大单向信号延迟(即卫星处于近地平线时)。根据介于去时滞缓冲器写指针和读指针之间的存贮单元的数目以及去时滞缓冲器写间隙或去时滞缓冲器读间隙，计算出实际去时滞缓冲器延迟。

                         附图简要说明

本发明的特征、目的和优点通过下面结合附图所作的详细说明可更为清楚，图中相应标号始终进行相对应标识，其中：

图1表示其中可利用本发明的示范性无线通信系统；

图2表示用于用户终端的示范性收发机；

图3表示用于网关的示范性发射和接收装置；

图4示出两条等时线用于说明利用去时滞缓冲器对两路分集信号作时间对准的例子；

图5示出一较佳实施例用户终端收发机的部分结构；

图6示出去时滞缓冲器部分；

图7是示意本发明一较佳实施例用去时滞延迟误差测定结果校正用户终端时钟误差的本发明运作的流程图；

图8A、图8B、图8C及图8D示出四种计时误差情形；

图9A、图9B、图9C、图9D、图9E及图9F示出六种计时校正例；

图10示出用于从六种计时校正例中选取一合适计时校正例的判定树；以及

图11是示出本发明一较佳实施例时间校正控制器部分的电路框图。

                     较佳实施例的详细说明

I.引言

本发明特别适用于采用低地球轨道(LEO)卫星的通信系统。但相关领域的技术人员会清楚，本发明原理还可用于不用作通信用途的卫星系统。而且，本发明适用于卫星在非LEO轨道运行的卫星系统或非卫星转发器系统。

下面详细说明本发明的较佳实施例。虽然讨论的是特定的步骤、配置及安排，但应理解这些讨论仅是为了示范目的。相关领域的技术人员会清楚，可在不背离本发明实质和范围的情况下使用其他步骤、配置及安排。本发明可在各种无线信息及通信系统中找到应用，包括用于定位系统以及卫星和地面蜂窝区电话系统。一种较佳应用是用于电话业务的CDMA无线扩频通信系统。

II.典型的卫星通信系统

图1示出一种适用本发明的示范性无线通信系统。尽管期望这种通信系统使用CDMA类通信信号，但本发明对此无要求。图1所示的通信系统100部分中，示出一个基站112、两颗卫星116和118以及两个相关联的网关或集线器120和122用于与两个远程用户终端124和126通信。虽无必要，但一般来说，基站和卫星/网关是独立通信系统的组成部分，称为属于陆基和卫星基。该系统中基站、网关和卫星的总数取决于所需系统容量和其他本领域熟知的因素。

用户终端124和126各自包括一无线通信设备，诸如但不限于蜂窝电话、数据收发机或者寻呼或定位接收机，并且根据需要可以是手持式或车载式无线通信设备。这里将用户终端示为手持式电话。但应理解，本发明示范还适用于希望远程无线服务的固定式单元，包括“室内”与“室外”位置。

通常，卫星116与118发出的波束按预定版图覆盖不同地理区域。也称为CDMA信道或“分波束”的不同频率的波束，可导向重迭于同一区域。本领域的技术人员也会容易理解，根据通信系统设计和所提供业务的类型以及是否实现空间分集，可将多卫星的波束覆盖区或服务区或者多基站的天线辐射图设计为在给定区域内完全或部分重迭。

曾经提出过各种多卫星通信系统配用这样一种示范性系统，它采用在LEO轨道中八个不同轨道平面内运行的48颗或更多的卫星为大量用户终端服务。但本领域的技术人员会容易理解，本发明示范如何适用于包括其它轨道距离或星座在内的各种卫星系统和网关配置。同时，本发明同样适用于各种基站配置的陆基系统。图1中，示出的某些可能的信号路径用于在用户终端124及126与基站112之间或通过卫星116及118与网关120及122建立通信。基站-用户终端通信链路用线路130及132表示。卫星116及118与用户终端124及126之间的卫星-用户终端通信链路用线路140、142以及144表示。网关120及122与卫星116及118之间的网关-卫星通信链路用线路146、148、150以及152表示。网关120及122和基站112可用作单向或双向通信系统的一部分，或者直接将消息或日期传送给用户终端124及126。

图2示出应用于用户终端106的一种示范性收发机200。收发机200用至少一个天线210接收通信信号，通信信号被传送给模拟接收机214作下变频、放大和数字化。通常利用双工单元212使同一天线起到收发双重作用。但有些系统用分开的天线工作于不同的收发频率。

模拟接收机214输出的数字通信信号传送给至少一台数字数据接收机216A和至少一台搜索接收机218。相关领域的技术人员知道，根据可受理级单元的复杂程度，可用另外的数字数据接收机216B-216N获取所需电平的信号分集。

将至少一台用户终端控制处理器220耦合至数字数据接收机216A-216N和搜索接收机218。除了其它功能外，控制处理器220还可提供基本的信号处理、计时、功率和越区切换(handoff)控制或协调，以及选择信号载波所用的频率。通常由控制处理器220执行的另一种基本控制功能是选择或处理伪噪声(PN)码序列，或将要用于通信信号波形处理的正交功能。控制处理器220处理的信号可包括确定相对信号强度并计算各种相关的信号参数。诸如计时与频率等信号参数的这类计算，可以包括使用附加的或独立的专用电路提高测定的效率或速度，或者改善控制处理资源的分配。

将数字数据接收机216A-216N的输出耦合至用户终端内的数字基带电路222。用户数字基带电路222包括同用户终端用户传递信息的处理与呈送单元，即瞬时或长期数字存储器等信号或数据存贮单元，显示屏、扬声器、小键盘终端与手机等输入与输出装置，A/D单元、声码器和其它话音与模拟信号处理单元等，全都形成用户数字基带电路222的组成部分。若应用于分集信号处理，则用户数字基带电路222可包括分集组合器与译码器。有些这类单元还可在控制处理器220控制下(或保持联系)工作。

当将话音或其它数据制备成输出消息或用用户终端始发的通信信号时，就用用户数字基带电路222接收、存贮、处理，或为传输制备所需的数据。用户数字基带电路222将该数据提供给在控制处理器220控制下工作的发射调制器226，后者的输出传输给功率控制器228，而控制器228对发射功率放大器230作输出功率控制，以把天线210的输出信号最后传输给某一网关。

用户终端200还可用传输路径中的预校正单元232调节发射信号的频率，这可应用众所周知的传输波形上下变频技术来实现。在另一种方式中，预校正单元232可对用户终端的模拟上变频与调制级(230)形成频率选择或控制机构部分，从而利用经适当调节的频率在一个步骤中将数字信号转换成期望的传输频率。

用户终端200还可用传输路径中的预校正单元232调节发射信号的定时，这可以运用众所周知的在传输波形中增减延迟的技术实现。

与接收的通信系统的一个或多个被测信号参数相对应的信息或数据，或者一个或多个共享的资源信号，都能用各种本领域已知的技术发送给网关。例如，可将该信息作为独立的信息信号或成为用户数字基带电路222制备的其它消息的附属物来传输。或者，在控制处理器220控制下，可由发射调制器226或发射功率控制器228将该信息作为预定的控制位插入。

数字接收机216A-N与搜索接收机218配置有对特定信号作解调和跟踪的信号相关单元。搜索接收机218用于搜索导频信号或其它相对固定模式的强信号，而数字接收机216A-N用于解调与所测定的导频信号有关的其它信号，因而可以监视这些单元的输出，以便确定导频信号或其它信号的能量或频率。这些接收机还应用了可被监视的频率跟踪单元，向控制处理器220提供正被解调的信号的当前频率与计时信息。

当被标定到同一频段时，控制处理器220相应地用这类信息确定接收的信号与振荡器频率的偏离程度。根据需要，可将该信息和其它与频率误差和多普勒频移相位的信息如下面所述存贮在存储器单元236中。

用于网关120与122的一种示范性发射与接收设备300示于图3。图3所示的网关120、122部分有一个或多个接至天线310的模拟接收机314，用于接收通信信号，并用本领域已知的各种方法对信号作下变频、放大和数字化。有些通信系统使用了多个天线310。模拟接收机314输出的数字化信号作为输入供给通常用324处的虚线表示的至少一个数字接收机模块。

每个数字接收机模块324对应于在网关120、122与一个用户终端124、126间管理通信的信号处理单元，尽管在本领域中已知有一定的变形。一台模拟接收机314能对许多数字接收机模块324提供输入，而若干这样的模块一般在网关102、122中用来调节所有的卫星波束和在规定时刻处理的可能的分集模信号。每个数字接收机模块324具有一个或多个数字数据接收机316和一个搜索接收机318，后者一般搜索合适分集模信号而不是导频信号。在通信系统中实施时，对分集信号接收使用了多个数字数据接收机316A-316N。

数字数据接收机316的输出提供给后续的基带处理单元322，处理单元322包括本领域已知的设备，这里不再详细示出。示列性基带设备包括将多径信号对各用户组合成一个输出的分集组合器与译码器，还包括通常向数字交换或网络提供输出数据的接口电路。各种其它已知的单元，诸如(但不限于)声码器、数据调制解调器以及数字数据交换与存贮元件可以形成基带处理单元322的一部分。这类单元工作以控制或指导将数据信号传送给一个或多个发射模块334。

准备向用户终端发送的信号都被耦合至一个或多个有关的发射模块334。典型的网关用若干此种发射模块334一次向许多用户终端124、126提供服务，且一次就若干卫星与波束提供服务。网关120、122使用的传输模块334的数量由本领域已知的因数决定，包括系统复杂性、观察的卫星数量、用户容量、所选取分集的程度等。

每个发射模块334包括一只对传输数据作扩频调制的发射调制器326，其输出端耦合至数字发射功率控制器328，后者控制用于发射数字信号的发射功率。示出减小干扰与资源分配的目的，数字发射功率控制器328应用量小的功率电平，当要求补偿传输路径衰减和其它路径传输特性时，可应用合适的功率电平。传播信号过程中发射调制器326使用PN发生器332。这种码生成还能形成网关122、124中使用的一个或多个控制处理器或存贮单元的一个功能部件。

发射功率控制器328的输出被传至加法器336与来自其它发射模块的输出相加。这些输出均是以同频率传输给其它用户终端124、126的信号，且与发射功率控制器328的输出处于同一波束内。加法器336的输出提供给作数字模拟变换的模拟发射机338变换成合适的RF载频，再作放大并输出给一个或多个天线340以便辐射给用户终端124、126。根据系统的复杂性与配置，天线310与340可以是同一具天线。

可将预校正单元或预校正器342设置在传输路径中紧接在加法器336与模拟发射机338的后面。在本发明一实施例中，预校正器342在模拟信号形成与放大后调节输出频率，如下所述。施加于发射用户终端或正向链路的频率校正量，以网关与各颗建立通信的卫星之间的已知多普勒频移为基础。传输之前用来调节信号频率的技术或单元，在本领域中是众所周知的。

可以使用单个频率预校单元，因为与网关通信的所有用户端共享同一条从网关至卫星的传输路径。或者，模拟发射机338的输出频率可直接由控制处理器320调节，以提供偏离标称中心频率的偏移的输出频率。

在本发明另一实施例中，如下所述，预校正器342在模拟信号形成和放大后调节输出定时。施加于发射用户终端信号或正向链路的定时校正量，基于网关与每颗建立通信的卫星之间的已知的传播延迟和码多普勒频移。传输前调节信号定时的技术或单元，在本领域中也是已知的。

解决卫星多普勒频移或传播延迟所需的频移量或时移量，可由控制处理器320运用已知的卫星轨道位置数据计算。该数据可存入一个或多个存贮单元344(如查找表或存贮单元)和从中检索。各种已知的装置，诸如RAM与ROM电路或磁性存贮装置，都可构成存贮单元344。这种信息可在任何规定的时间用来作频率或计时调节。

至少将一个网关控制处理器320耦合至接收机模块324、发射模块334和基带电路322；这些单元可在物理上相互分开。控制处理器320提供的指令与控制信号可执行(但不限于)信号处理、计时信号生成、功率控制、拉开控制、分集组合与系统接口等功能。此外，控制处理器320还将扩展码、正交码序列及特定的发射机与接收机指定用于用户通信。

控制处理器320还控制导频，同步与播叫信道信号的生成与功率，以及它们与发射功率控制器328的耦合。导频信道只是一种不被数据调制的信号，可对发射调制器326应用恒值(方式)或音调类输入，只有效地发射从PN发生器332提供的PN扩展码。

尽管控制处理器320能直接耦合至发射模块324或接收模块334等模块的单元，但是每个模块一般都包括一个模块专用处理器，如发射处理器330或接收处理器321，用来控制该模块的存储单元。因此，在一较佳实施例中，控制处理器330耦合至发射处理器330与接收处理器321，如图3所示。以此方法，单个控制处理器320可以更有效地控制大量模块与资源的操作。发射处理器330控制导频、同步、寻呼信号和业务信道信号的生成与信号功率及其它们各自与功率控制器328的耦合。接收处理器321控制着对解调的PN扩频码的搜索和所接收功率的检测。

对于共享资源功率控制等某些操作，网关120与122接收诸如收到信号的强度、频率测定结果等信息或在通信信号中从用户终端接收的其它信号参数。这种信息可由接收处理器321从数据接收机316解调的输出中导出，或者在控制处理器320或接收处理器321监测的信号中在预定位置出现时检测出，并传送给控制处理器320，后者利用这种信息控制由发射功率控制器328与模拟发射机338发射处理的信号定时与频率。

下面详细讨论本发明的该较佳实施例。虽然讨论的是特定的步骤、配置安排，但应理解这只是举例而已。相关领域的技术人员会清楚，可以在不违背本发明实质和范围的情况下应用其它步骤、配置和安排。本发明可在各种无线信息及通信系统中找到应用，包括那些定位、卫星和地面蜂窝区电话系统。

III.去时滞缓冲器

诸如上述这种典型无线通信系统中，发射的信号有时在中途被障物与大气现象反射到接收机，导致若干信号按不同路径传播至接收机。一较佳实施例中，用户终端采用分集信号的组合。具体来说，用户终端将沿着不同路径接收到的不同版本的信号组合起来，来提高所接收信号的质量。可包括不同源发射的信号以及同一源所发射信号的反射在内的这些信号版本，通常称为“分集信号”。

参照图2，每个分集信号由不的数字数据接收机216处理。然而，分集信号沿不同长度的路径运行，因而在分集信号离开数字数据接收机216时，它们不可能是时间相互对准的。但为了使分集信号组合有效，这些信号组合时必须作时间对准。为了对数字数据接收机216处理的分集信号作时间对准，用户终端对分集接收机的每个分支均采用一个“去时滞缓冲器”。数字数据接收机216输出的信号在与其它分集信号组合前，都由去时滞缓冲器加一可变的延迟。

图4示出的两条等时线用于表示采用去时滞缓冲器对两个分集信号作时间对准的例子。图4中，Tu表示信号从卫星传播到用户终端所需的时间，Tr表示去时滞缓冲器对信号施加的延迟，等时线401代表第一卫星的上述量，402则代表第二卫星的上述量。

本例中两信号在同一时刻t1发射。同样，在本例中假定第一卫星接近天顶，第二卫星接近地平线。因此，假定LEO卫星在用户终端与第一卫星间的距离小于用户终端与第二卫星间的距离。这样，第一卫星发射的信号到达用户终端所需的时间Tu1就明显短于第二卫星发射的信号到达用户终端所需的时间Tu2。因此，参照图4，用户终端在时刻t2收到第一卫星发射的信号，而在时刻t3收到第二卫星发射的信号。这样，为了对第一与第二卫星发射的信号作时间对准，去时滞缓冲器在它们到达用户终端的时间上对差值t3-t2进行补偿。图4例中，是通过用第一去时滞缓冲器对从第一卫星接收到的信号加上一延迟Tr1，用第二去时滞缓冲器对从第二卫星接收到的信号加上一延迟Tr2，来完成这一补偿。Tr1与Tr2选取为：

T_r1-T_r2＝T_u2-T_u1    (1)因此，这两路信号在时刻t4离开其各自的去时滞缓冲器时，它们在时间上是对准的。

图5示出一较佳实施例用户终端收发机200的部分结构。图5示出两个数字数据接收机216A、216B及其各自的去时滞缓冲器506A、506B以及去交织器及译码器510。图5还示出了组合器512和包括本机振荡器516、时间发生单元518以及时间校正控制器522的时间源。

参照图4例子，数字数据接收机216A接收第一卫星发射的信号502A，数字数据接收机216B接收第二卫星发射的信号502B。去时滞缓冲器506A对第一信号加延时Tr1，去时滞缓冲器506B则对第二信号加延时Tr2，得出的信号508A、508B因而时间对准。信号508A、508B由组合器512组合，并经单元510的去交织及译码产生信号514。然后可由声码器等进一步处理信号514来提取其内容。

由本机振荡器516提供用户终端的计时基准。在一较佳实施例中，本机振荡器516的输出频率约19.68MHz。时间发生单元518对本机振荡器信号进行时间校正，产生用户终端时钟信号520。该用户终端时钟信号520用来对去时滞缓冲器506A、506B计时。

在一较佳实施例中，时间发生单元518将本机振荡器516所输出信号的频率乘以512，并将该频率除以1025实现其标称频率为9.8304MHz的信号。一较佳实施例中，该频率是卫星通信系统芯片速率的8倍。在不背离本发明实质与范围的情况下，可采用其他数值。

最后，时间发生单元518将该频率除以8来实现标称的用户终端时钟信号520。如下面所述，时间发生单元518可响应时间校正控制器522的指令除以其他整数，来修改用户终端时钟520的频率。

一较佳实施例中，去时滞缓冲器506A、506B是单个物理循环缓冲器的组成部分。该循环缓冲器分成对分集接收机的各分支提供一独立的逻辑去时滞缓冲器。一较佳实施例中，单元506、510、518及522驻留在用户数字基带电路222内。一替代实施例中，这些单元的一部分驻留在控制处理器220内。在不背离本发明实质与范围的情况下，其它替代方法也是可能的。

图6示出较佳实施例去时滞缓冲器506部分。缓冲器506包括多个存贮单元602。从数字数据接收机216接收的数字数据字604依次写入去时滞缓冲器506中的存贮单元602。图6中，这些字自下而上依次写入。经过一预定时间后，从缓冲器506中依次读出数字数据字604。数字数据字604写入到去时滞缓冲器506的时间与该数字数据字从缓冲器506读出的时间其时间差就是该去时滞缓冲器对该信号加上的延时Tr。

图6示出两个去时滞缓冲器指针：写指针604和读指针606。写指针604表示当前正写入的存贮单元602，读指针606则表示当前正读出的存贮单元。写指针604的前进速率由数字数据接收机216接收数据的数据速率控制，而该数据速率则由网关时钟控制。读指针606的前进速率则由用户终端时钟控制。

标称运作时(即网关与用户终端时钟同步时)，写指针604和读指针606沿去时滞缓冲器同步前进。参照图6，这种前进自下而上。本领域的技术人员会清楚，实际的去时滞缓冲器延迟可根据写间隙或读间隙以及介于写指针604与读指针606之间存贮单元602的数量来计算。

本机振荡器频率偏离标称值时，用户终端时钟就偏离标称值。用户终端时钟偏离标称值时，也就偏离了网关时钟，此时写指针604与读指针606就不再同步地前进。若用户终端时钟的频率低于网关时钟频率，读出执行得比写入慢，就会使去时滞缓冲器内的数据量增加，直至最后缓冲器溢出。反之，若用户终端时钟的频率大于网关时钟频率，则读出执行得比写入快，直至最后用户终端在尚未写入数据时便试图读出数据。

IV.用户终端时钟误差检测

校正用户终端时钟误差的第一步是测定该误差。一较佳实施例中，用对信号从网关发射给用户终端并返回所经历的往返延迟的连续测定结果，确定用户终端时钟误差。

本发明一较佳实施例中，所接收和发射的信号都分成若干帧。由于用户终端发射机和接收机都与同一个内部时间基准同步，所以用户终端接收帧边界的时间和用户终端发射相应帧边界的时间之间有一恒定延时。因此，令

Ts＝网关和卫星之间的延迟；

Td＝所接收的帧边界和所发射的帧边界之间的延迟；

Tu＝用户终端和卫星之间的延迟；

Tr＝去时滞缓冲器加上的实际延迟；以及

Tm＝Tu可能的最大值。

一较佳实施例中，用户终端保持Tu+Tr之和等于Tm不变，因此，网关发射机发射一帧边界和网关接收机接收到相应帧边界之间的总往返延迟为：

T_RTD＝T_s+T_u+T_p+T_d+T_u+T_s    (2)一较佳实施例中，用户终端向网关定期报告Tr值。此外，网关定期测定T_RTD并对上述公式求出Tu：

T_u＝(T_RTD-T_r-T_d)/2-T_s    (3)较佳实施例中，网关每隔几分钟测定一次T_RTD。网关向用户终端报告Tu，然后用户终端求出准备由去时滞缓冲器加上的所需延迟Tr′：

T′_r＝T_m-T_u    (4)

于是，从最后一次报告Tr起，用户终端时钟的累计误差为：

x_RTD＝T′_r-T_r    (5)

本发明一较佳施例中，T_RTD按下面的方法测定。首先，网关发射一包含已知正运行的PN序列或扩频码的信号。该信号由卫星转发给用户终端，后者则立即或经过一段已知的延迟后重新发射该信号，该重发的信号由同一颗卫星转发回网关。网关于是将所接收信号中的PN序列的状态与本机PN序列的状态进行比较。接着利用状态差异来确定包括网关和卫星之间已知延迟的总往返延迟。这些延迟是已知的，因为如相关领域所众所周知的那样，卫星和网关之间的距离由网关维持。从总往返延迟中减去这些已知延迟便得到T_RTD。利用已知的卫星星历表，可由本领域熟知的各种方法计算网关和卫星之间的已知延迟。

V.用户终端时钟误差校正

图7是本发明一较佳实施例的流程图，示出本发明用上面所述去时滞延迟误差测定结果校正用户终端时钟误差的工作原理。参照图7，步骤702中，根据T_RTD两次连续测定结果计算两个连续的去时滞延迟误差。步骤706中，根据当前与先前去时滞延迟误差计算用户终端时钟的模型分频偏差。用户终端首次启动时，先前去时滞延迟误差是步骤702算出的误差，当前去时滞延迟误差是步骤704算出的误差。对于以后的测定，通过连续经过步骤704来求出当前与先前去时滞延迟误差。

可能发现用户终端时钟走得“过快”或“过慢”。此外，可能发现用户终端时钟走在“前面”或“后面”。根据这两个因素，用户终端时钟因而属于四种计时状况其中之一。步骤708中，确定正确的计时状况。发明人发现，每种计时状况分解成六种计时校正例之一。在适当的座标转换后，对于每一个四种计时状况，可按同一方式处理每种计时校正例。因此，步骤710中对分频偏差与时间座标进行转换，接着步骤712中确定正确的计时例。

如下面所述，每种计时例由两个或三个计时校正断点限定。一旦计算出这些断点，便可根据该计时例和算出的断点校正用户终端时钟误差。因此，步骤714中对所选定的计时例计算计时校正断点，然后在步骤716中根据算出的断点校正用户终端时钟误差。

上面讨论了对应于步骤702和704的去时滞延迟误差的计算。下面详细讨论模型分频偏差的计算。这一运作对应于步骤706。相关领域的技术人员会清楚，用户终端时钟的分频偏差在各个T_RTD测定之间变化。发明人发现，通过对分频延迟建模可简化本发明的运作。发明人还发现，对于校正用户终端时钟误差这一目的，瞬时与模型分频偏差之间的变化无关紧要。该模型假定振荡器频偏在间隔时间内不变，尽管实际的频偏会有瞬时变化。因此，可按下式形成第n次T_RTD测定时隙期间分频延迟的模型： $y_{\mathrm{mod},n}=\frac{x_{\mathrm{RTD}}\left(t_{n+1}\right)-x_{\mathrm{RTD}}\left(t_n\right)}{t_{n+1}-t_n}---\left(6\right)$

本发明用最新的模型频偏预测未来用户终端时钟性能。如上所述，形成过模型的时隙期间的时钟性能属于四种计时状况之一，这四种状况在图8A、图8B、图8C、图8D中得到了图示。图8A表示用户终端时钟正走在“前面”且较慢(即X_RTD＞0而Ymod＜0)的场合，图8B表示用户终端时钟在“前面”且较快(即X_RTD＞0而Ymod＜0)的场合，图8C表示用户终端钟正走在“后面”且较慢(即X_RTD＜0而Ymod＜0)的场合，图8D表示用户终端时钟正走在“后面”且较快(即X_RTD＜0而Ymod＞0)的计时状况。

每种状况都用频偏Y与时间t的曲线图示出，并考虑两次去时滞延迟误差计算之间的时间：一次为时刻tn，一次为时刻tn+1。为方便起见，各曲线图都表示出该时隙期间的模型分频偏差Ymod及其相反数(如曲线图上的水平线)，还示出两种替代的可能性。一种可能性中，tn的摆动速率超过Ymod的相反数，该可能性用实线表示。另一种可能性中，tn的摆动速率低于Ymod的相反数。该可能性用虚线表示。

理解图8中四种状况时，一个有用的比喻是两辆车在公路上同向行驶，其中一辆车是以预定的理想车速行驶的“匀速车”，代表希望的时钟计时。另一辆车则是以稍微不同的车速在公路上靠近该匀速车行驶的“赛车”，代表用户终端时钟的计时。赛车不是在匀速车的前面就是在它的后面，而且不是开得比运速车快就是比它慢。

一较佳实施例中，对赛车有一附加的限制，即只能以一种预定的减速速率减速，也只能以一种预定的加速速率加速。本发明一较佳实施例中，这些速率相等但符号相反。这样，匀速车只有三种加速速率：预定的正加速速率、预定的负加速速率以及零加速速率。这一限制表示对用户终端时钟的摆动速率(Y_slew)所加的限制。而另一些实施例中则不加这种限制。

图8A中，赛车在匀速车前面且行驶得较慢，因而匀速车逐渐追上赛车。本发明的一个目的是尽快地缩小匀速车与赛车间的差距，因此赛车突然变慢后再迅速地加速以尽快缩小该差距，从而当差距接近时赛车和匀速车同速行驶。

赛车与匀速车之间的差距代表用户终端时钟的时间误差，赛车和匀速车的速度差代表用户终端时钟的分频偏差。图8B中，赛车在匀速车前面且行驶得比匀速车快，所以赛车逐渐与匀速车拉开。如图8A中，赛车须突然减速再迅速加速，以尽快缩小与匀速车的差距，差距接近时，两车同速行驶。

图8C中，赛车在匀速车后面且开得比匀速车慢，所以逐渐落后于匀速车。图8D中，赛车在匀速车后面但开得比匀速车快，所以正在接近匀速车。在图8C和8D中，赛车突然加速，接着减速，以便尽快缩小两车的差距，同时保证在差距接近时两车同速行驶。

如上所述，图8中的每一种计时状况都转化为六种计时校正例之一。这六种计时例示于图9A-9F，下面再详细说明。选择正确的计时校正例之前，对计时状况的分频偏差与时间座标进行转换，这一运作对应于图7的步骤710，即把图8中有关计时状况图的原点转换到点(tn，Y_slew)。

在消除时间误差X_RTD的初始摆动期间，用户终端按振荡器分频偏差Ymod的负数摆动以抵消用户终端时钟的分频偏差。经过转换的座标中，最后的摆动值给定为： $-{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}=-y_{\mathrm{mod}}-y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)---\left(7\right)$

VI.计时校正例

图9A-9F表示图8计时状况的六种时间校正例，每种计时校正例都表示为按轴906和902所示的经转换的时间与经转换的频偏的曲线图，每一曲线图还包括表示所期望的最后转换频偏(

的虚线904。鉴于上述的转换，用户终端时钟在各图的原点启动。为了校正用户终端时钟，其频率以最大摆动速率

摆动，线908与904间的阴影区表示所期望的时间校正。线908代表用户终端时钟经转换的频率。如上所述，计时校正例如下面所述靠座标变换与特定计时状况相关。

在图8C和图8D的计时状况中，X_RTD为负值。X_RTD为负的场合，实际的去时滞缓冲器延迟超过所期望的去时滞缓冲器延迟。因而，用户终端时钟走在所期望的用户终端时钟的后面。X_RTD为负值的场合，计时状况的座标按公式(8)转换。 ${\hat{y}}_{\mathrm{slew}}\left(t\right)=y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)-y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)$ ${\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}=-x_{\mathrm{RTD}}$ ${\hat{y}}_{\mathrm{mod}}=y_{\mathrm{mod}}+y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)---\left(8\right)$ ${\hat{y}}_{\max }=y_{\max }-y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)$ ${\hat{y}}_{\max }=-(y_{\min }+y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right))$

图8A与8B中，X_RTD为正值。X_RTD为正值的场合，所期望的去时滞缓冲器延迟超过实际的去时滞缓冲器延迟。因而用户终端时钟走在所期望的用户终端时钟的前面。X_RTD为正值的场合，计时状况的座标按公式(9)转换。 ${\hat{y}}_{\mathrm{slew}}\left(t\right)=-(y_{\mathrm{slew}}\left(t\right)-y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right))$ ${\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}=x_{\mathrm{RTD}}$ ${\hat{y}}_{\mathrm{mod}}=-(y_{\mathrm{mod}}+y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right))---\left(9\right)$ ${\hat{y}}_{\max }=y_{\max }+y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)$ ${\hat{y}}_{\min }=y_{\mathrm{slew}}\left(t_n\right)-y_{\max }$

现在说明每一计时校正例。图9A中，用户终端时钟频率先以速率

正向摆动直到时刻t1，然后以速率

负向摆动直到时刻t2。在一较佳实施例中， $\stackrel{\·}{Y}\mathrm{pos}=\stackrel{\·}{Y}\mathrm{neg}=\stackrel{\·}{Y}\max .$ 在时刻t2，用户终端时钟达到所期望的最后频偏904。图9A示出的曲线完全可用摆动速率Y_slew和断点t1与t2表征。这些断点由以下公式给出： $t_1=\frac{1}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+\sqrt{\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2}{2}-{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }})---\left(10\right)$ $t_2=t_1+\frac{1}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}\sqrt{\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2}{2}-{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(11\right)$

图9B表示图9A的例，不过摆动速率由最大摆动速率

限制。参照赛车模拟，赛车加速直到时刻t1，然后以该速率行驶直到t2，再减速直到时刻t3。在时刻t3，赛车和匀速车同速行驶且相互挨着。 $t_1=\frac{\left|{\hat{y}}_{\min }\right|}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(13\right)$ $t_2=t_1+\frac{{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }+(\frac{1}{2}{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2+2{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}{\hat{y}}_{\min }+{\hat{y}}_{\min }^2)}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }({\hat{y}}_{\min }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}})}---\left(14\right)$ $t_3=t_2-\frac{{\hat{y}}_{\min }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(15\right)$

图9C表示初始摆动速率(原点)小于所期望的最后摆动速率的计时校正例。如图9A中，赛车加速直到时刻t1，当差距接近时，再减速直到时刻t2。这些断点由下列公式给出。 $t_1=\frac{1}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+\sqrt{\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2}{2}-{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }})---\left(17\right)$ $t_1={2t}_1+\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(18\right)$

注意，时间校正由曲线908与虚线904间的区域表示。因此，为实现正向时间校正，虚线904上面的阴影区必须超出虚线904下面的阴影区。

图9D表示图9C的例，但遇到最大摆动速率，因而如图9B所示，曲线908有三个断点，这些断点由下列公式给出。 $t_1=\frac{{\hat{y}}_{\max }}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(20\right)$ $t_2=t_1+\frac{{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }+(\frac{1}{2}{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2+2{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}{\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\max }^2)}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }({\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}})}---\left(21\right)$ $t_3=t_2+\frac{{\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(22\right)$

图9E表示图9A的特殊例，其中摆动速率不足以将用户终端时钟的分频偏差带到最后频偏904而不累积过大的时差校正。按图来看，时间曲线908到达线904，两曲线间的区域过大。为补偿这一时间校正，曲线908必须在曲线904下面花费一点时间。这样，如图9C和9D中，曲线904上下阴影区之差代表合适的时间校正因数。图9E例的断点按下列公式计算。 $t_1=\frac{1}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+\sqrt{\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2}{2}-{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }})---\left(24\right)$ $t_2=t_1+\frac{1}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}\sqrt{\frac{{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2}{2}-{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(25\right)$

图9F代表图9E的例，但是摆动速率受制于最小摆动速率

。在一较佳实施例中， $\hat{Y}\max =-\hat{Y}\min ,$ 因而曲线908在图9F中有三个断点。这些断点用下列公式计算。 $t_1=\frac{{\hat{y}}_{\max }}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(27\right)$ $t_2=t_1+\frac{{\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }+(\frac{1}{2}{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}^2+2{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}{\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\max }^2)}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }({\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}})}---\left(28\right)$ $t_3=t_2-\frac{{\hat{y}}_{\max }+{\hat{y}}_{\mathrm{mod}}}{{\stackrel{\·}{y}}_{\max }}---\left(29\right)$

一较佳实施例中，六种计时校正例中可用图10的判断树选择合适的一种校正例。判断树开始时确定转换的分频偏差 是正还是负，如步骤1002所示。若 为负，那么该状况属于图9E-9F的计时校正例；若

为正，则该状况属于图9A-9D的计时校正例中。

若

为正，则在步骤1004中，判断树就试验公式： ${2\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\stackrel{\·}{y}}_{\max }-{\left({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}\right)}^2>0---\left(31\right)$

若真是这样，该状况就属于图9C-9D的计时校正例；若试验失败，则该状况属于图9A-9B的计时校正例中。若试验成功，判断树在步骤1006再试验公式： ${2\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\hat{y}}_{\max }+{\left({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}\right)}^2-2{({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+{\hat{y}}_{\max })}^2>0---\left(32\right)$

若成功，该状况就属于图9D的计时校正例中，如步骤1016所示；若失败，该状况则属于图9C的计时校正例中，如步骤1014所示。

若在步骤1004发现公式31失效，则如步骤1008所示，判断树便试验公式： ${\left({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}\right)}^2-{2\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\hat{y}}_{\max }-2{({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+{\hat{y}}_{\min })}^2>0---\left(33\right)$

若成功，该状况就属于图9B的计时校正例，如步骤1012所示；若失败，则该状况属于图9A的计时校正例中，如步骤1010所示。

若在步骤1002中发现

为负，判断树便试验公式： ${\left({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}\right)}^2+{2\hat{x}}_{\mathrm{RTD}}{\hat{y}}_{\max }-2{({\hat{y}}_{\mathrm{mod}}+{\hat{y}}_{\max })}^2>0---\left(34\right)$

如步骤1018所示。若成功，该状况就属于图9F的计时校正例中，如步骤1022所示；若失败，则该状况属于图9E的计时校正例中，如步骤1020所示。

选出合适的计时校正例时，就如上所述那样计算该例的断点，然后将断点供给时间校正控制器522，由后者向时间生成单元518发出时间校正指令524。

图11是示出本发明一较佳实施例时间校正控制器522部分的电路框图。该时间校正控制器包括4个寄存器R1-R4，还包括2个加法器1102A、1102B。

这样，时间校正控制器522包括两个累加器，一个由寄存器R3与加法器1102A形成，另一个由寄存器R1与加法器1102B形成。对寄存器R2与R3一起计时。一较佳实施例中，时钟速率为1Hz，寄存器R1接收独立的时钟。在一较佳实施例中，该时钟速率为19.2KHz。在一较佳实施例中，寄存器R3与R4以及加法器1102A以软件实施，而寄存器R1与R2以及加法器1102B用硬件实现。

在一较佳实施例中，时间校正控制器提供两个时间校正指令信号524A、524B。信号524B是二进制信号，指示时间生成单元518按正向或负向摆动用户终端时钟频率；信号524A也是二进制信号，指示时间控制单元518使时钟信号摆动或不摆动。这两个信号一起用于命令时间生成单元518处于三种状态之一：正向摆动、负向摆动或不摆动。一较佳实施例中，时间校正信号524A为寄存器R1的“翻转”输出，而524B是寄存器R2计数的最高有效位。

一较佳实施例中，时间生成单元518产生一中间信号，其频率如上所述是卫星通信系统芯片速率的8倍。正常运作时，时间生成单元将该信号的频率除以8产生用户终端时钟信号。一较佳实施例中，时间生成单元518通过选择其它除数来适应时间校正信号524A、524B。例如，当时间生成单元518接收正向摆动的命令后，将除数选成7或更小，使得用户终端时钟信号的频率高于标称值。反之，当该单元518接收负向摆动的命令时，便将除数选为9或更大，使得用户终端时钟信号的频率低于标称值。相关领域的技术人员会清楚，可以在不背离本发明实质和范围的情况下用其它方法调节用户终端时钟信号的频率。

参照图11，在时间校正步骤开始时，寄存器R2与R3初始化为零，寄存器R4装载有初始摆动速率。时间校正步骤通常在用户终端初次加电时开始，寄存器R4接着在就所选定的时间校正例计算的断点时刻装载预定的摆动速率。

VII.结论

前面提供的各个较佳实施例可使本领域的任何技术人员制作或使用本发明。虽然对本发明参照其较佳实施例作了具体的图示和说明，但应理解，可以在不背离本发明实质和范围的情况下在形式和细节上作出各种改变。

Claims (10)

1.一种在包括网关、已知位置和速度的卫星以及由用户终端时钟对去时滞缓冲器计时的用户终端在内的通信系统中用于确定用户终端时钟在预定周期内累计误差的系统，其特征在于，所述系统包括：

测定信号从网关发送给用户终端再返回网关的往返信号延迟的装置；

测定去时滞缓冲器对用户终端所接收信号加上的实际去时滞缓冲器延迟的装置；

根据所述往返信号延迟、所述实际去时滞缓冲器延迟以及已知的卫星位置和速度，计算卫星和用户终端之间单向信号延迟的装置；

根据所述单向信号延迟和所述单向信号延迟的预定最大值，计算所需去时滞缓冲器延迟的装置；以及

根据所述所需去时滞缓冲器延迟和所述实际去时滞缓冲器延迟，计算用户终端时钟累计误差的装置。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述单向信号延迟的所述预定最大值是卫星和用户终端之间可能的最大单向信号延迟。

3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述单向信号延迟的所述预定量大值，等于卫星和用户终端之间可能的最大单向信号延迟与补偿用户终端时钟可能的最大累计误差的时间偏差之和。

4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述所需去时滞缓冲器延迟，等于所述单向信号延迟与所述单向信号延迟的所述预定最大值之差。

5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括：

根据介于去时滞缓冲器写指针和读指针之间的存贮单元的数目以及去时滞缓冲器写间隙和读间隙其中至少一个间隙，计算所述实际去时滞缓冲器延迟的装置。

6.一种在包括网关、已知位置和速度的卫星以及由用户终端时钟对去时滞缓冲器计时的用户终端在内的通信系统中用于确定用户终端时钟在预定周期内累计误差的方法，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

测定信号从网关发送给用户终端再返回网关的往返信号延迟；

测定去时滞缓冲器对用户终端所接收信号加上的实际去时滞缓冲器延迟；

根据所述往返信号延迟、所述实际去时滞缓冲器延迟以及已知的卫星位置和速度，计算卫星和用户终端之间的单向信号延迟；

根据所述单向信号延迟和所述单向信号延迟的预定最大值，计算所需去时滞缓冲器延迟；以及

根据所述所需去时滞缓冲器延迟和所述实际去时滞缓冲器延迟，计算用户终端时钟的累计误差。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

将所述单向信号延迟的所述预定最大值选为卫星和用户终端之间可能的最大单向信号延迟。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

选取所述单向信号延迟的所述预定量大值，使之等于卫星和用户终端之间可能的最大单向信号延迟与补偿用户终端时钟可能的最大累计误差的时间偏差之和。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

选取所述所需去时滞缓冲器延迟，使之等于所述单向信号延迟与所述单向信号延迟的所述预定最大值之差。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

根据介于去时滞缓冲器写指针和读指针之间的存贮单元的数目以及去时滞缓冲器写间隙和读间隙其中至少一个间隙，计算所述实际去时滞缓冲器延迟。

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