JP2002501319A - 雑音キャンセル回路及び直交ダウンコンバータ - Google Patents
雑音キャンセル回路及び直交ダウンコンバータInfo
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Abstract
Description
キャンセル回路及び直交ダウンコンバータに関する。
の能力のため、デジタル送信が利用されている。代表的なデジタル送信方式は、
2相PSK(BPSK)、1/4PSK(QPSK)、オフセット1/4PSK
(OQPSK)、m相(m-ary phase)PSK(m−PSK)、直交振幅復調( QAM)を含む。デジタル送信を利用した代表的な通信システムは、符号分割多
重接続(CDMA)通信システム及び高精細テレビ(HDTV)システムを含む
。多重接続通信システムにおけるCDMA技術の利用は、“衛星又は地上中継器
を用いるスペクトル拡散多元接続通信システム”と題する米国特許第4,901
,307号及び“CDMAセルラ電話システムにおいて信号波形を発生させるた
めのシステム及びその発生方法”と題する米国特許第5,103,459号に開
示されており、本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込ま
れている。代表的なHDTVシステムは、米国特許番号第5,542,104号
、第5,107,345号及び第5,021,891号に開示され、すべて“適
応ブロックサイズ画像圧縮方法及びシステム”と題され、また“相互フレームビ
デオエンコード及びデコードシステム”と題された米国特許番号第5,576,
767号に開示され、これら4つすべての特許は本発明の譲受人に譲渡されてお
り、参考のためにここに組み込まれている。
の基地局は一般に固定位置に配置される。従って、基地局の設計においては電力
消費はあまり重要ではない。遠隔局は一般に、多くの量生産される消費者ユニッ
トである。従って、多くのユニットが生産されるため、コスト及び安定性が重要
な設計事項である。さらに、CDMA移動通信システムのようないくつかの応用
においては、遠隔局の携帯性のため、電力消費は極めて重要である。動作、コス
ト及び電力消費の間のトレードオフは、通常遠隔局の設計において生じる。
用した搬送正弦波を変調するのに用いられる。この変調された波形は、さらに処
理され(例えばフィルタされ、増幅され、アップコンバートされる)、遠隔局に
送信される。遠隔局では、送信されたRF信号が受信され、受信機で復調される
。
スーパーヘテロダイン受信機のブロック図を図1に示す。受信機100は基地局
あるいは遠隔局で用いられ得る。受信機100内では、送信RF信号はアンテナ
112で受信され、送受切換器114を介してルーティングされ、フロントエン
ド102に提供される。フロントエンド102内では、増幅器(AMP)116
は信号を増幅し、この信号をバンドパスフィルタ118に提供する。バンドパス
フィルタ118は信号をフィルタし、望ましくない影像及びスプリアス信号を除
去する。このフィルタされたRF信号はミキサ120に提供される。ミキサ12
0はこの信号を局所オシレータ(LO1)122からの正弦波で中間周波数(I
F)としてダウンコンバートする。ミキサ120からのこのIF信号はバンドパ
スフィルタ124でフィルタされ、自動利得制御(AGC)増幅器126により
増幅される。AGC126はアナログデジタルコンバータ(ADC)140の入
力において望ましい信号振幅を生成する。このゲイン制御信号は復調器104に
提供される。復調器104内では、2つのミキサ128a及び128bは信号を
ベースバンドI及びQ信号に局所オシレータ(LO2)134及び位相シフタ1
36からそれぞれ提供された正弦波でダウンコンバートする。ベースバンドI及
びQ信号はローパスフィルタ130a及び130bにそれぞれ提供され、ベース
バンド信号の整合フィルタリング及び/又はアンチエイリアースフィルタリング
を提供する。このフィルタされた信号はADC140a及び140bに提供され
、信号がサンプルされ、デジタル化されたベースバンドサンプルが生成される。
このサンプルは、さらなる処理(例えば誤り検出、誤り訂正及び逆圧縮)のため
、ベースバンドプロセッサ150に提供され、送信データの再構築された推定(
estimates)が生成される。
なRF周波数における信号を、より多くの信号処理が実行可能な固定IF周波数
にダウンコンバートすることができる。この固定IF周波数により、バンドパス
フィルタ124は表面弾性波(SAW)フィルタのような固定バンドパスフィル
タとして実装され得、IF信号から望ましくない影像及びスプリアス信号を除去
する。影像及びスプリアス信号の除去は、これらの信号は第2の周波数のダウン
コンバート段における信号帯(例えば入力信号の存在する帯域)に折り畳まれ得
るため、重要である。さらに、影像及びスプリアス信号は、信号の振幅を、その
非線形性の結果としてのより高いレベルの中間生成物を生成可能な増幅器及びミ
キサのような様々な能動素子への信号の振幅を大きく増大させる。スプリアス信
号及び中間生成物は、通信システムの動作においてデグラデーションを生じさせ
得る。
ィルタ124及び/又はローパスフィルタ130による必要なフィルタリングが
複雑となり得ることである。これらフィルタは平坦な通過帯域、素子帯域におけ
る高度の減衰、転移帯域における鋭いロールオフを必要とする。これらフィルタ
はしばしばアナログ回路で実装される。アナログ回路の素子耐性は維持するのに
困難で、これらフィルタの周波数応答で歪みが生じ得る。この受信機100の動
作は、歪みの結果を低下させ得る。第2に、直交均衡は、位相スプリッタ136
、ミキサ128、ローパスフィルタ130及びADC140の素子耐性のため、
多くの生成ユニットで維持するのが困難である。これら2つの信号通路雑音れの
不整合によっても、直交不均衡と受信機100の動作の低下を生じさせる。通路
不整合により、I信号がQ信号に混信したり、逆も又同様である。この混信信号
は望ましい信号における付加的な雑音として振る舞い、望ましい信号の検出が困
難となる。そして第3に、ADC140は受信機100の動作の低下を以下に示
す様々な理由により生じ得る。
に間のあいた時間期間で変換するのに1あるいはそれ以上のADCが必要となる
。ADCのいくつかの重要な動作パラメータはダイナミックレンジ、線形性及び
DCオフセットを有する。これらパラメータのそれぞれは通信システムの動作に
影響を与え得る。ダイナミックレンジは受信機のビット誤りレート(BER)に
影響を与え得る。というのも、ADCからの雑音はADCが適切に入力信号を検
出する能力を低下させるからである。線形性は実際の転送曲線(例えばデジタル
出力対アナログ入力)と理想的な転送曲線との間の差に関連する。良好な線形性
は、ADCが増加するとビット数として得るのがより困難になる。線形性が悪い
と、誤り検出/訂正処理を低下させ得る。最後に、DCオフセットは、受信機及
びビタビデコーダのような誤り訂正デコーダにおける位相ロックループの動作を
低下させ得る。
比較器に提供される。ここで、L=2mで、mはADCにおけるビット数である 。また、各比較器には比較電圧が提供される。L−1個の比較電圧はL個のレジ
スタからなる抵抗ラダー(ladder)により生成される。瞬間ADCは、L−1個
の比較器とL個のレジスタが必要となるため、巨大で、高い電力を消費する。抵
抗ラダーにおける抵抗が不整合の場合、瞬間ADCは線形性が悪く、DCオフセ
ット特性が悪い。しかしながら、ADCはその高い動作速度のため良く利用され
る。
あるいはそれ以上の段で入力信号を近似するため、複雑さが最小となる。しかし
ながら、これらADCはまた瞬間ADCのそれと同様に、悪い線形性とDCオフ
セットを示す。従って、瞬間ADC及び逐次近似ADCは多くの通信応用におけ
る使用の候補として理想的ではない。
質的な構造のため、瞬間及び逐次近似ADCよりも良い動作を有する。ΣΔAD
Cは、予備サンプルが推定される前に、入力信号よりも多くの場合高いサンプリ
ング周波数で、入力信号の変化において1ビット近似を連続的に行うことにより
入力信号をアナログデジタル変換する。出力サンプルは入力信号及び量子化雑音
からなる。しかしながら、ΣΔADCは、信号帯の量子化雑音が、フィルタが実
行可能な帯域外周波数(あるいは雑音整形)に押し出されるように設計される。
性、低いDCオフセットを提供する。例えば、高いダイナミックレンジは充分な
サンプリング比率(OSR)及び適切な雑音整形フィルタ特性を選択することに
より取得できる。サンプリング比率は入力の2サイドバンド幅により分割される
サンプリング周波数として定義される。また、よい線形性及び低いDCオフセッ
トは、ΣΔADC内の簡単な1ビット量子化器により取得され得る。
的には、オーディオのような入力信号が低いバンド幅信号である応用に限定され
ていた。しかしながら、高速アナログ回路の出現により、ΣΔADCは高速で動
作するように実装され得る。高速バンドパス及びベースバンドΣΔADCの設計
及び実装は、“シグマ−デルタナログデジタルコンバータ”と題された1997
年9月12日付の係属中米国特許出願第08/928,847号に詳細に開示さ
れ、本発明の譲受人に譲渡され、参考のためにここに組み込まれる。
サンプリングΣΔADCの場合、IFサンプルはフィルタされ、直交ダウンコン
バートされてI及びQベースバンド出力を提供する。
ある。雑音キャンセル回路は少なくとも1つのバンドパスデシメータ及び加算器
から構成される。この代表的な実施形態では、バンドパス多段雑音整形シグマ−
デルタナログデジタルコンバータ(MASHΣΔADC)が、アナログ入力信号
をサンプルするのに用いられ、MASHΣΔADC内の各ループは出力信号Yを
提供する。各ループからの出力は対応するバンドパスデシメータに提供される。
この代表的な実施形態では、各バンドパスデシメータは誤りキャンセルフィルタ
、バンドパスフィルタ及びデシメータから構成される。バンドパスフィルタは誤
りキャンセルフィルタからの信号をフィルタするのに用いられる。この代表的な
実施形態では、フィルタされた信号はデシメータによりNでデシメートされる。
すべてのバンドパスデシメータからの信号は互いに加算され、その結果としての
出力はIFサンプルから構成される。
れら乗算器はIFサンプルを同相及び直交正弦波でそれぞれI及びQベースバン
ドサンプルにダウンコンバートする。ベースバンドサンプルはローパスフィルタ
され、さらに量子化雑音及び望ましくない信号が除去される。
びバンドパスフィルタを提供することにある。この代表的な実施形態では、誤り
キャンセル回路の転送関数は転送関数の組に分解され、その一つはΣΔADCか
らの各出力信号に対する。各転送関数は誤りキャンセルフィルタに対応する。誤
りキャンセルフィルタ及びバンドパスフィルタのそれぞれに対する転送関数は、
バンドパスデシメータの転送関数を提供するために畳み込みされる。各バンドパ
スデシメータに対する畳み込みされた転送関数は、対応する誤りキャンセルフィ
ルタ及びバンドパスフィルタの直接実装よりも少ないハードウェアで実装され得
る。さらに、各バンドパスデシメータは、MASH ADCの対応するループか
らの1ビット信号Yで動作する。誤りキャンセルフィルタ及びバンドパスフィル
タの直接実装では、バンドパスフィルタが誤りキャンセル回路からの多重ビット
出力で動作する必要がある。加えて、バンドパスデシメータ内では、バンドパス
デシメータがADCサンプリングクロックのたった1/Nの周波数で動作し、そ
の結果電力消費が低減するように、Nによるデシメートが組み込まれ得る。
ることにある。この代表的な実施形態では、アナログ入力信号の中心周波数はf IF =0.25・(2n+1)・fADCである。ここで、nはゼロあるいはそれよ りも大きな整数で、fADCはADCサンプリング周波数である。この中心周波数 はアナログデジタルコンバートの後fC=0.25fADCにおける入力信号の影像
を生成する。0.25fADCにおける影像の中心周波数を維持することにより、 周波数ダウンコンバートを簡単化する。これは、ダウンコンバート正弦波cos
(wCt)及びsin(wCt)は1,0及び−1の簡単な値をとるからである。
この代表的な実施形態では、影像の周波数が0.25fSに維持されるようにN によるデシメートが選択される。ここで、fSはデシメートサンプルのサンプル レート(すなわちfS=fADC/N)である。これは、Nに対する奇数値(例えば
3,5,7,9等)を選択することにより達成され得る。
と、以下に示す本発明の実施形態の詳細な説明からさらに明らかになるであろう
。図面では、同様の参照符号が同様であると識別される。
かつ改良された雑音キャンセル回路及び直交ダウンコンバータである。特に、本
発明は、前述の米国出願番号第PA447号に開示されたシグマ−デルタナログ
デジタルコンバータ(ΣΔADC)と組み合わせて用いられるように充分適合さ
れている。雑音キャンセル回路及び直交ダウンコンバータを利用可能な代表的な
応用は、CDMA通信システム及びHDTVシステムを含む。
代わりに中間周波数(IF)に中心周波数が配置される。IFでサンプリングす
ることにより、受信機内の周波数ダウンコンバート段を省くことができ、これに
より、ハードウェア設計を簡単化され、安定性が改善される。ΣΔADCは上記
従来の(例えばフラッシュ及び連続近似)ADCに対して多くの利点を提供する
。ΣΔADC内の雑音波形器は、信号帯の周囲の量子化雑音が、フィルタリング
がなされている帯域外(あるいは雑音波形の)に押し出されるように設計され得
る。
機200は、BPSK、QPSK、OQPSK、QAM及び他のデジタル及びア
ナログの変調フォーマットを復調するのに用いられ得る。受信機200内では、
送信されたRF信号はアンテナ212により受信され、送受切換器214でルー
ティングされ、フロントエンド202に提供される。フロントエンド202内で
は、増幅器(AMP)216はこの信号を増幅し、この増幅された信号をバンド
パスフィルタ218に提供し、このバンドパスフィルタ218で好ましくない影
像及びスプリアス信号を除去するために信号がフィルタリングされる。フィルタ
リングされた信号はミキサ220に提供される。ミキサ220はこの信号を局所
オシレータ(LO1)222からの正弦曲線でIF周波数にダウンコンバートす
る。このミキサ220からのIF信号は、この信号をさらにフィルタリングする
バンドパスフィルタ224に提供される。代表的な実施形態では、バンドパスフ
ィルタ224は、表面弾性波フィルタ(SAW)であり、当該技術で知られたも
のにより実装される。このフィルタリングされた信号はバッファ(BUF)22
6に提供され、このBUF226によりその信号のゲイン及び/又はバッファリ
ングが提供される。このバッファされた信号は復調器204に提供される。復調
器204内では、ADC240は、CLK信号により決定される高いサンプリン
グ周波数でバッファされた信号をサンプリングし、デジタル信号プロセッサ(D
SP)250にそのサンプルを提供する。デジタル信号プロセッサ250は以下
に詳細に説明される。
パスADCが利用される。バンドパスADCは係属中米国出願第PA447号に
記載されている手法によりバンドパスΣΔADCとして設計され実装され得る。
れる。ΣΔADCは、1ループあるいは2ループよりも多くからなるように設計
され、利用され得、これは本発明の視野の範囲内である。MASH ADC24
0aは2ループ310a及び310b、フィードフォワード因子320及び誤り
キャンセル回路350からなる。代表的な実施形態では、MASHADC240
aはアナログADC入力を受信し、デジタルADC出力を生成する。このデジタ
ルADC出力は、少なくともサンプル当たり2ビットを有し、各ループ310に
対してサンプル当たり少なくとも1ビットを有する。
310aに提供される。ループ310aからの一部分のADC入力及び量子化雑
音(X2)は、付加的な雑音整形がなされるループ310bに提供される。ルー
プ310a及び310bからのY1及びY2信号はそれぞれ、誤りキャンセル回
路350に提供される。誤りキャンセル回路350はY1及びY2信号を遅延さ
せ、フィルタリングし、結合してADC出力を生成する。
らのY1信号を受信し、ADC入力からY1を減算し、誤り信号を共振器314
aに提供する。共振器314aはこの誤り信号をフィルタリングし、フィルタリ
ングされた信号を加算器312bに提供する。この代表的な実施形態では、MA
SH ADC240a内の各共振器314は、バンドパス転送関数(kn・z-2 )/(1+z-2)で実装される。ここで、knはループ310内のn番目の共振 器314のゲインである。加算器312bはまた、量子化器316aからのY1
を受信し、共振器314aからの誤り信号からY1を減算し、この誤り信号を、
誤り信号をさらにフィルタリングする共振器314bに提供する。この減衰器3
14bからのフィルタリングされた信号は、それに応答して、1ビットY1信号
を生成する量子化器316aに提供される。ループ310bはループ310aと
同様の手法により接続される。
らのY1信号は、スケール因子a2によりY1をスケールするゲイン素子322 bに提供される。ゲイン素子322a及び322bからの出力は、加算器324
に提供される。加算器324は、ゲイン素子322bからの出力をゲイン素子3
22aからの出力から減算する。加算器324からのこの誤り信号は、ゲイン素
子322cに提供される。ゲイン素子322cは、この誤り信号をスケール因子
a3によりスケールする。ゲイン素子322cからの出力は、ループ310bか ら提供されたX2により構成される。
ンセル回路350内には、ループ310aからのY1信号は遅延素子412に提
供される。遅延素子412は、ループ310bの処理遅延に等しい時間インター
バルでY1を遅延させる。遅延素子412からの遅延されたY1信号は、Y2信
号の時間に調整される。ループ310bからのY2信号は、ゲイン素子416に
提供される。ゲイン素子416はスケール因子GでY2をスケールする。遅延さ
れたY1信号はゲイン素子414に提供される。ゲイン素子414は、スケール
因子(h−1)で遅延されたY1をスケールする。スケール因子G及び(h−1
)はΣΔADC240aの雑音整形特性の一部分を決定する。この代表的な実施
形態では、スケール因子はG=4、(h−1)=1に選択される。ゲイン素子4
14及び416からの出力は加算器418に提供される。加算器418はこの2
つのスケールされた出力を加算する。この加算器418からの結合された信号は
フィルタ420に提供される。フィルタ420は、この結合された信号を転送関
数N(z)でフィルタする。フィルタ420の転送関数N(z)及び遅延素子4
12の遅延は、ΣΔADCの特性に基づいて選択される。この代表的な実施形態
では、図3に示すようなMASH4−4バンドパスΣΔADC240aの場合、
フィルタ420は転送関数N(z)=(1+z-2)2を有し、遅延素子412は 転送関数D(z)=z-4を有する。フィルタ420及び遅延素子412に対する
他の転送関数も利用可能であり、これは本発明の視野の範囲内である。fADC/ 4の周りに中心を有するバンドパスΣΔADCに対して、N(z)のすべての2
次係数はゼロで、この特性は本発明の誤りキャンセル回路及びバンドパスフィル
タの設計を簡単化するのに用いられる。フィルタ420からの出力及び遅延され
たY1信号は、加算器422に提供される。加算器422はこれら2つの信号を
加算し、ADC出力を生成する。
0に対する代表的な転送関数N(z)及び代表的なスケール因子G=4、(h−
1)=1から、誤りキャンセル回路350に対する代表的な転送関数Y(z)は
以下のように表される。
・Y2(z) =[z-4Y1(z)]+[(1+2z-2+z-4)(z-4Y1(z)+
4Y2(z)] (1) 等式(1)において、第1の括弧式は信号要素からなり、第2の括弧式は誤り
キャンセル後の全量子化雑音からなる。注意すべきは、誤りキャンセル回路35
0の転送関数Y(z)は、Y1信号が、係数ECY1(z)を有する第1の有限イ
ンパルス応答(FIR)フィルタを通過し、Y2信号が、係数ECY2(z)を有
する第2のFIRフィルタを通過し、これら2つのFIRフィルタの出力を加算
したものとしてみなすことができる。FIRフィルタに対するこれら係数は以下
のように示され得る。
1ビットを有するY1及びY2の2つの信号から構成されていても、誤りキャン
セル回路350の出力は分解された5ビットからなり、0から21までの範囲を
有することに注意すべきである。等式(1)から、この信号の振幅は増幅されな
いことに注意すべきである。しかしながら、量子化雑音は処理及び整形され、整
形された帯域外量子化雑音にとって付加的な範囲が必要である。
図5に示される。ADC240のADC出力は、バンドパスフィルタ512に提
供される。バンドパスフィルタ512はこの信号をフィルタし、量子化雑音及び
他のスプリアス信号を除去する。代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ5
12は以下の転送関数を有する。
のデシメータ514に関連して選択される。他のバンドパスフィルタ転送関数も
利用可能であり、これは本発明の視野の範囲内である。
することにより多くの利点が得られる。この代表的な実施形態では、この受信し
た信号はADC240aによる変換後にfADC/4が中心周波数である。従って 、バンドパスフィルタ512のこの振幅応答は、fADC/4周辺にパス帯域を提 供するように設計され、バンドパスフィルタ512の転送関数はすべての他の係
数に対してゼロからなる。このフィルタ係数特性は、等式(2)で示したような
、誤りキャンセル回路350の同一特性で結合され得、誤りキャンセル回路35
0及びバンドパスフィルタ512のすべての設計を簡単化する。さらに、前述の
通り、誤りキャンセル回路350からの出力は、分解された5ビットからなる。
バンドパスフィルタ512を、必要な5ビット正確アリスメティック(5-bit pr
ecision arithmetic)で計算することにより、バンドパスフィルタ512が非常
に複雑になる。この代表的な実施形態では、誤りキャンセル回路350及びバン
ドパスフィルタ512は、合成回路が1ビットのY1及びY2信号で直接動作す
るように結合される。最後に、バンドパスフィルタ512は、バンドパスフィル
タ512が結果的に減少する後に、必要なダイナミックレンジADC240aか
らの量子化雑音の大部分を取り除く。
に提供される。デシメータ514はNから1までの因子によりこの信号をデシメ
ートする。ここで、Nはこの代表的な実施形態で奇数である。すべてのN入力サ
ンプルに対して、デシメータ514は1つのサンプルを保持し、残りのN−1の
サンプルを捨てる。デシメータ514からのこの出力は、IFサンプルからなり
、乗算器518a及び518bに提供される。乗算器518a及び518bはI
Fサンプルを同相のcos(wct)及び直交sin(wct)でI及びQベース
バンドサンプルでそれぞれダウンコンバートする。このI及びQベースバンドサ
ンプルはローパスフィルタ520a及び520bにそれぞれ提供される。これら
フィルタ520a及び520bはこれらサンプルをフィルタし、I及びQ出力を
提供する。このI及びQ出力はベースバンドプロセッサ530に提供される。ベ
ースバンドプロセッサ530はフィルタリング、デシメート、誤り検出/訂正及
び逆圧縮(decompression)のような付加的な信号処理を行う。この代表的な実 施形態では、バンドパスフィルタ512及び/又はローパスフィルタ520はま
た信号のスケーリングを提供し、デジタル信号プロセッサ530が様々な振幅で
ベースバンドデータを提供できるようにする。デジタル信号プロセッサ250の
他の実装は、直交復調を実行するように設計可能であり、これは本発明の視野の
範囲内である。
示すように、直接実装で実装され得る。しかしながら、直接実装は誤りキャンセ
ル回路350及びバンドパスフィルタ512のために2つの回路が必要となるた
め、設計が複雑になってしまい、バンドパスフィルタ512は分解された5ビッ
トを有する信号で動作する。本発明では、誤りキャンセル回路350及びバンド
パスフィルタ512は結合され得る。
ブロック図を図6に示す。このY1及びY2信号はバンドパスデシメータ602
及び604にそれぞれ提供される。この代表的な実施形態では、1つのバンドパ
スデシメータはMASH ADC240aの各ループに対して提供される。バン
ドパスデシメータ602内では、Y1信号は誤りキャンセルフィルタ608に提
供される。誤りキャンセルフィルタ608はY1信号を等式(2)に示した転送
関数ECY1(z)でフィルタする。このフィルタされたY1信号はバンドパスフ
ィルタ612aに提供される。この代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ
612はそれぞれバンドパスフィルタ512と同様の等式(3)に示した同一の
転送関数を有する。バンドパスフィルタ612aからのこのフィルタされた信号
はデシメータ614に提供される。デシメータ614はデシメータ514と同様
の手法で動作する。バンドパスデシメータ604は、誤りキャンセル回路610
が等式(2)に示した転送関数ECY2(z)を実装する以外はバンドパスデシメ
ータ602と同一である。
タ612aの転送関数は畳み込みされ、バンドパスデシメータ602の転送関数
を生成する。同様に、誤りキャンセルフィルタ610及びバンドパスフィルタ6
12bの転送関数は畳み込みされ、バンドパスデシメータ604の転送関数を生
成する。バンドパスデシメータ602及び604を畳み込みされた転送関数で実
装することにより達成された改良は、代表的な3次バンドパスフィルタ612と
して説明され得る。3次バンドパスフィルタ612の転送関数HBPF3(z)は、
p=3で、以下の係数を有するFIRフィルタとして示された等式(3)から算
出され得る。
1] …(4) バンドパスデシメータ602では、誤りキャンセルフィルタ608の係数をバ
ンドパスフィルタ612aの係数で畳み込むことは、等式(5)に示される合成
転送関数HY1(z)を生じさせてしまう。同様に、バンドパスデシメータ604
では、誤りキャンセルフィルタ610の係数をバンドパスフィルタ612bの係
数で畳み込むことは、合成転送関数HY2(z)を生じさせてしまう。HY1(z)
及びHY2(z)は、等式(5)に示される係数を有するFIRフィルタとして説
明され得る。
0 −1 0 2 0 −1 0 1] HY2(z)=[1 0 −1 0 1 0 2 0 −2 0 2 0 1
0 −1 0 1]・4 …(5) 畳み込みされたフィルタ係数HY1(z)及びHY2(z)をそれぞれ得るために
、誤りキャンセルフィルタ608及び610の係数をバンドパスフィルタ612
の係数で畳み込むことにより、多くの改良が提供される。第1に、加算器の必要
数はこれら2つの転送関数の畳み込みにより減少する。等式(4)から、バンド
パスフィルタ転送関数HBPF3(z)の実装は12の加算器(例えば、1つの加算
器を各係数の1に、2つの加算器を各係数−3,6あるいは7に)を必要とする
ことに注意すべきである。対照的に、等式(5)から、畳み込みされたフィルタ
HY1(z)の実装は、11の加算器(例えば1の加算器を各係数1,−1,2,
4あるいは−4に、2つの加算器を各係数−5あるいは7に)を必要とすること
に注意すべきである。同様に、畳み込みされたフィルタHY2(z)の実装は、9
つの加算器(例えば1の加算器を各係数1,−1,2あるいは−2に)を必要と
することに注意すべきである。畳み込みされたフィルタ(誤りキャンセルフィル
タ及びバンドパスフィルタ)に対して必要な加算器の数は、バンドパスフィルタ
のみに必要とされるよりも少ない。第2に、畳み込みされたフィルタHY1(z)
及びHY2(z)は、分解された1ビットのみをそれぞれ有するY1及びY2信号
で動作する。対照的に、誤りキャンセルフィルタ608,610及びバンドパス
フィルタ612の直接実装(例えば畳み込みなし)であれば、誤りキャンセルフ
ィルタ608及び610からの5ビット出力で動作しなければならなくなる。第
3に、デシメータ614は、出力のサンプルが一度にすべてのN入力サンプルに
ついて計算されるように、畳み込みフィルタHY1(z)及びHY2(z)内に組み
込まれ得る。ADCサンプリングクロックの周波数の1/Nで畳み込みフィルタ
を動作することにより、電力の消費が最小となる。
バンドパスΣΔADC240aである。バンドパスΣΔADC240aは、係属
中米国出願第PA447号で開示された手法で量子化雑音を整形する。バンドパ
スΣΔADCに対して、0.25・fADC周辺の量子化雑音はDC及び量子化雑 音のフィルタリングが行われ得る0.50・fADCに向けて押し出される。この 代表的な実施形態では、影像がアナログデジタルコンバートの後に、量子化雑音
が最小化する周波数である0.25・fADCに現れるようにIF信号の中心周波 数が選択される。
ータ514からのIFサンプルは、乗算器518a及び518bにより同相co
s(wct)及び直交sin(wct)でそれぞれベースバンドサンプルにダウン
コンバートされる。IF信号の中心周波数に関連してADCサンプリング周波数
の適切な選択を行うことにより、その周波数ダウンコンバート段はわずかになり
得る。特に、ADCサンプリング周波数が実質的にダウンコンバート影像の中心
周波数(例えばfc=0.25・fADC)の4倍に選択されると、乗算器518a
及び518bによる直交ダウンコンバートは、図7(b)に示すように、IFサ
ンプルを同相シーケンス[1,0,−1,0,1,0,…]及び直交シーケンス
[0,1,0,−1,0,1,…]で乗算することにより実行され得る。これは
、fc=0.25・fADCの場合、サイン及びコサイン関数は(iπ/2)で計算
され、iの整数に対する1,0,あるいは−1の値をとるからである。この代表
的な実施形態では、外部周波数制御ループは影像の中心周波数を実質的にADC
サンプリング周波数の1/4に維持するのに利用可能である。
のすべての他の値はゼロである。同様に、直交シーケンス[0,1,0,−1,
0,1,…]のすべての他の値はゼロである。さらに、同相及び直交シーケンス
は代替的な値でも妥当である(例えばゼロでない)。これらの特性は、直交ダウ
ンコンバータの設計を簡単化するのに用いられ得る。
c)に示す。この代表的な実施形態では、直交ダウンコンバータは、すべての他
のIFサンプルがデマルチプレクサ(DEMUX)716により乗算器718a
に提供され、すべての他の代替的なIFサンプルが乗算器718bに提供される
ように設計されている。この構造を用いることにより、乗算器718a及び71
8bは乗算器518a及び518bの半分の速度で動作し得、これにより電力消
費が減少する。ローパスフィルタ720及び722はローパスフィルタ520a
及び520bにそれぞれ同一である。しかしながら、DEMUX716によるデ
マルチプレクスのため、乗算器718a及び718bに提供されるこのサンプル
は、1つのサンプルにより、位相が90°ずれあるいは時間が歪んでいる。この
代表的な実施形態では、ローパスフィルタ720及び722からのI出力及びQ
出力の時間をそれぞれ調整するため、ローパスフィルタ720は、ローパスフィ
ルタ722の遅延に関連したサンプルサイクルの1/2の付加的な遅延を持って
設計される。この代表的な実施形態では、ローパスフィルタ720及び722の
振幅応答は実質的に同一となるように設計されているためIQの不均衡及びIQ
の混信を最小にする。この付加的な遅延は、フィルタ720及び722に対して
異なるフィルタ転送関数を用いることにより提供され得る。代替的には、この付
加的な遅延は少なくともサンプルレートの2倍でクロックし、サンプルの1/2
でフィルタ720の出力を遅延させる、同一の転送関数をフィルタ720及び7
22に対して用いることにより提供され得る。実質的に同一の振幅応答ではある
がローパスフィルタ720及び722に対して異なる遅延を提供する他の方法も
考慮され、これは本発明の視野の範囲内である。
に生じ得る。このスペクトル反転の発生は、サンプルされた信号の中心周波数に
関連したADCのサンプリング周波数に依存する。この代表的な実施形態では、
CDMA信号はfIF=0.25・(2n+1)・fADCの中心周波数である。n はゼロと等しいあるいはそれより大きい整数で、fADCはADCサンプリング周 波数である。奇数nに対して、スペクトル反転が生じ、偶数nに対して、スペク
トル反転は生じない。また、デシメータ614による3でのデシメートがスペク
トル反転を生じさせる。このスペクトル反転は、位相が180°異なる直交正弦
波、あるいは反転した直交正弦波を選択することにより補正される。直交正弦波
あるいは反転直交正弦波は図8(c)に示すスペクトル反転信号によりマルチプ
レクサ(MUX)724を介して選択され得る。
の設計は図9に示される。図9に示す信号処理は、図6に示す雑音キャンセル回
路及び図8(c)に示す直交ダウンコンバータの組み合わせである。この代表的
な実施形態では、CDMA信号は1.228MHzのバンド幅を有し、中心周波
数はfIF=0.25・(2n+1)・fADCである。この中心周波数とADCサ ンプリング周波数の関係により、ADCによる変換後の0.25・fADCでのC DMA信号の影像が生成される。この代表的な実施形態では、ADCは、前述の
米国特許出願第PA447号に説明されたMASH4−4ΣΔADCとして実装
される。この代表的な実施形態では、ΣΔADCはいくつかのモードの一つで動
作し得る。高いダイナミックレンジモードでは、ΣΔADCは図3に示すような
Y1及びY2信号を提供する。中間あるいは低いダイナミックレンジモードでは
、ΣΔADCはY1あるいはY2信号雑音のいずれも提供できる。このY1信号
の代表的なスペクトルは図12(a)に示される。
ィルタ808,バンドパスフィルタ812a及びデシメータ814aから構成さ
れ、バンドパスデシメータ804は誤りキャンセルフィルタ810,バンドパス
フィルタ812b及びデシメータ814bから構成される。この代表的な実施形
態では、誤りキャンセルフィルタ808及び810は等式(1)に示すような転
送関数ECY1(z)及びECY2(z)でそれぞれ設計される。誤りキャンセルフ
ィルタ808の後のY1信号の代表的なスペクトルは図12(b)に示される。
この代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ812a及び812bはそれぞ
れ誤りキャンセルフィルタ808及び810に接続され、それぞれ図9に示す転
送関数を有する5次バンドパスフィルタとして設計される。5次バンドパスフィ
ルタ812は上記等式(4)及び(5)に示す代表的な3次バンドパスフィルタ
とは異なる。ΣΔADCの動作をより充分に得るため、より高次のフィルタが利
用される。誤りキャンセル回路は望ましい信号帯周辺に深いノッチを生成し(こ
れにより望ましい信号帯の雑音フロアを低下させる)、帯域外量子化雑音を押し
出す。ΣΔADCのダイナミックレンジをより充分に得るため、5次バンドパス
フィルタが帯域外量子化雑音をフィルタするのに用いられ、これにより、次のデ
シメート段により望ましい信号帯に折り畳まれた雑音は、ΣΔADCの雑音フロ
アに大きさにおいて匹敵し得る。バンドパスフィルタ812の代表的な周波数応
答は図12(c)に示され、バンドパスフィルタ812aの後のY1信号の代表
的なスペクトルは図12(d)に示される。異なるバンドパスフィルタ転送関数
と、異なるフィルタ次数を用いることもでき、これらは本発明の視野の範囲内で
ある。
して実装される。奇数(例えば3,5,7,9等)によるデシメートは、CDM
A信号をデシメート後1/4のサンプルレートに維持し、これにより次の直交ダ
ウンコンバートステップが容易に実行できる。最初、このCDMA信号はADC
変換後に図12(a)及び(b)に示されるfADC/4周辺の中心周波数である 。3でデシメートした後、このCDMA信号はfADC/4に中心周波数を有する 信号がfADC/12あるいはfS/4に移動するように折り畳まれる。ここで、f S はデシメートされたサンプルのサンプルレートである。図12(c)に示すよ うに、改善された動作のため、fADC/12における雑音はバンドパスフィルタ 812のその周波数位置にノッチを配置することによりフィルタされる。さらに
、5fADC/12における信号はまた3でデシメートした後にfADC/12に折り
畳まれる。従って、バンドパスフィルタ812は5fADC/12における第2の ノッチを有して設計され、fADC/12に折り畳まれるこの周波数位置で望まし くない信号をフィルタする。3でデシメートした後のY1信号の代表的なスペク
トルは図12(e)に示される。
選択に基づいて選択される。この代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ8
12の転送関数はfS/4と、Nでデシメートした後のfS/4に折り畳まれる各
周波数位置におけるゼロで設計される。異なるように説明すると、Nでデシメー
トする場合、バンドパスフィルタ812はゼロがmfADC/4Nに位置するよう に設計される。ここで、mは2Nよりも小さくNではない正の奇数である。上述
の3でデシメートする設計の場合、ゼロはfADC/12及び5fADC/12に位置
する。同様に、5でデシメートする設計の場合、ゼロは、fADC/20,3fADC /20,7fADC/20及び9fADC/20に位置する。
パスフィルタの係数は以下のように合成される。第1に、例えば3でデシメート
する場合の[1 1 1]のように、Nによるデシメートとして同一数で開始する
。第2に、すべての他のフィルタ係数を例えば[1 −1 1]に変換する。そし
て第3に、各係数の対の間に例えば[1 0 −1 0 1]のようにゼロを挿入す
る。第3のステップ後のこのフィルタ係数は、望まし周波数位置にゼロを提供す
るフィルタ転送関数からなる。5でデシメートする場合、このフィルタ係数は[
1 0 −1 0 1 0 −1 0 1]である。同様に、7でデシメートする場合、
このフィルタ係数は[1 0 −1 0 1 0 −1 0 1 0 −1 0 1]である
。この合成手法は奇数Nのみに適用できることに注意すべきである。しかしなが
ら、直交ダウンコンバータの設計を簡単化するためデシメート信号の影像はfS /4に維持されるので、奇数Nによるデシメートは好ましい。
5に提供され、結合される。加算器815からのこのIFサンプルはデマルチプ
レクサ(DEMUX)816に提供される。DEMUX816は、代替的なサン
プルを乗算器816a及び816bに割り当てる。DEMUX816,乗算器8
18及びマルチプレクサ(MUX)824は、図8(c)に示したDEMUX7
16,乗算器718及びMUX724に示した機能を実行する。この乗算器81
8a及び818bからの出力はローパスフィルタ820及び822にそれぞれ提
供される。この代表的な実施形態では、ローパスフィルタ820及び822は図
9に示す転送関数を有する。ローパスフィルタ820の転送関数は、ローパスフ
ィルタ822の転送関数に対するのと実質的に同じ振幅応答を有する。しかしな
がら、ローパスフィルタ820の転送関数は、I出力がQ出力に時間調整される
ように、ローパスフィルタ822の遅延に関連して1つのサンプルに付加的な遅
延を提供する。
実装され得る。多相構造を用いた雑音キャンセル回路及び直交ダウンコンバータ
の代表的な実装は、図10(a)及び図11(b)にそれぞれ示される。この多
相構造は、直接実装と同等の関数及びビット正確性で、誤りキャンセルフィルタ
808、810及びフィルタ812の転送関数におけるすべての他の係数はゼロ
であるという特徴において利点を有する。この多相構造は、入力信号の多重の相
で簡単な信号処理を実行し、中間の出力を結合して望ましい出力を生成する。デ
シメータ814はいずれかの処理が開始される前に6でY1及びY2信号がデシ
メートされるクロッキング方式を用いた多相構造内で統合され得る。この予備デ
シメートにより、多相構造のレジスタが電力消費を低減するより低いクロック速
度で動作できる。
提供され、Y2信号は多相フィルタ902b及び904bに提供される。この代
表的な実施形態では、図10(a)における“A”で識別されるすべてのレジス
タはADCサンプリングクロック周波数の半分であるクロック(fADC/2)の 立ち上がりエッジでクロックされ、“B”で識別されるすべてのレジスタはfAD C /2クロックの立ち下がりエッジでクロックされ、“C”で識別されるすべて のレジスタは、ADCサンプリングクロックの周波数の1/6のクロック(fAD C /6)の立ち下がりエッジでクロックされる。
ジスタ914aからの出力はレジスタ914bに提供され、レジスタ914bか
らの出力はレジスタ914cに提供される。レジスタ914はY1信号の3相を
提供する。レジスタ914a,914b及び914cからのY1のこの3相は、
フィルタ912a,912b及び912cにそれぞれ提供される。フィルタ91
2a内では、レジスタ914aからの出力はレジスタ916aに提供され、レジ
スタ916aからの出力はレジスタ916b及びゲイン素子918bに提供され
、レジスタ916bからの出力はレジスタ916c及びゲイン素子918aに提
供され、レジスタ916cからの出力はレジスタ916d及びゲイン素子918
cに提供され、レジスタ916dからの出力はレジスタ916e及びゲイン素子
918dに提供され、レジスタ916eからの出力はレジスタ916f及びゲイ
ン素子918eに提供され、レジスタ916fからの出力はゲイン素子916f
に提供される。この代表的な実施形態では、フィルタ912a内のゲイン素子9
18a,918b,918c,918d,918e及び918fのゲインはそれ
ぞれ[0,−8,45,−21,7,0]である。同様に、この代表的な実施形
態では、フィルタ912bのゲインは[0,21,−42,15,−3,0]で
あり、フィルタ912cのゲインは[2,−35,33,−10,1,0]であ
る。この代表的な実施形態では、多相フィルタ902bの3つの対応するフィル
タのゲインは[1,−5,−12,−5,1,0]、[−3,0,9,6,0,
0]及び[6,9,0,−3,0,0]である。フィルタ912dの代表的なゲ
インは[0,2,−35,33,−10,1]であり、フィルタ912eの代表
的なゲインは[0,−8,45,−21,7,0]であり、フィルタ912fの
代表的なゲインは[0,21,−42,15,−3,0]である。多相フィルタ
904b内の3つのフィルタの代表的なゲインは[0,6,9,0,−3,0]
、[1,−5,−12,−5,1,0]及び[−3,0,9,6,0,0]であ
る。多相フィルタは、ハードウェア設計を簡単化するため、係数が再配置及び/
あるいは結合されるように実装されてもよい。例えば、[−3,0,9,6,0
,0]のフィルタゲインは、3・[−1,0,3,2,0,0]として実装され
てもよい。この場合、−1及び2の係数に対応するデータサンプルは、スケール
され結合され、結果としての合計は3の係数に対応するスケールされたデータサ
ンプルで結合されても良く、すべての結果は3でスケールされてもよい。
ら2つの信号の総和をとり、この出力を加算器920cに提供する。加算器92
0cはまたゲイン素子918cからの出力を受信し、これら2つの信号の総和を
とり、この出力を加算器920dに出力する。加算器920dはまたゲイン素子
918dからの出力を受信し、これら2つの信号の総和をとり、この出力をフィ
ルタ912aに提供する。フィルタ912a,912b及び912cの出力は加
算器922aに提供される。加算器922aはこれら3つの信号の総和をとり多
相フィルタ902aの出力を提供する。多相フィルタ902bは多相フィルタ9
02aと同じである。多相フィルタ904は多相フィルタ902と、多相フィル
タ902の“A”のレジスタ914が多相フィルタ904の“B”のレジスタ9
06に置換される点を除いて、同じである。
808,810及びバンドパスフィルタ812のほとんどの機能を実行する。多
相フィルタ902b及び904bからの出力はゲイン素子932a及び932b
にそれぞれ提供される。各ゲイン素子932はそれぞれの出力を、誤りキャンセ
ルフィルタ810のゲインを計算するため、4の代表的なゲインでスケールする
。多相フィルタ902aからの出力及びゲイン素子932aからの出力は加算器
930aに提供され、これら2つの信号の総和がとられる。同様に、多相フィル
タ904aからの出力及びゲイン素子932bからの出力は加算器930bに提
供され、これら2つの信号の総和がとられる。加算器930a及び930bから
の出力は、雑音キャンセル回路からの2つの出力からなり、図9に示すDEMU
X816からの出力に対応する。
UX)936a及びゲイン素子934aに提供され、−1のゲインで信号がスケ
ールされる。ゲイン素子934aからの出力はMUX936aに提供される。M
UX936aはゲイン素子934aからの出力と加算器930aからの出力を二
者択一的に選択し、図9に示す乗算器818aの機能を効果的に実行する。レジ
スタ916g及びインバータ952aは、MUX936aを制御するのに用いら
れる、1とゼロの交替シーケンス[1 0 1 0…]を提供する。MUX936 aからの出力は、図9に示すローパスフィルタ820の転送関数を実装したロー
パスフィルタ908に提供される。ローパスフィルタ908内では、MUX93
6aからの出力はレジスタ916e及び加算器920eに提供される。レジスタ
916eからの出力はレジスタ916f及びゲイン素子918eに提供され、6
のゲインで信号がスケールされる。ゲイン素子918eからの出力は加算器92
0eに提供され、これら2つの入力の総和がとられ、その出力が加算器920f
に提供される。レジスタ916fからの出力は加算器920fに提供され、これ
ら2つの入力の総和がとられ、I出力が提供される。
子934bに提供され、−1のゲインで信号がスケールされる。ゲイン素子93
4bからの出力はMUX936bに提供される。MUX936bはゲイン素子9
34bからの出力及び加算器930bからの出力を二者択一的に選択し、図9に
示す乗算器818bの機能を効果的に実行する。インバータ952aからの1と
ゼロの交替シーケンス[1 0 1 0…]はMUX954及びインバータ952 bに提供される。インバータ952bの出力はMUX954に提供される。MU
X954は図9に示すMUX824の機能を実装し、スペクトル変換制御信号に
依存する2つのシーケンスのうちの一つをMUX936bを制御するために提供
する。MUX936bからの出力は、図9に示すローパスフィルタ822の転送
関数を実装したローパスフィルタ910に提供される。ローパスフィルタ910
内では、MUX936bからの出力はレジスタ916h及び加算器920hに提
供される。レジスタ916hからの出力はまた加算器920hに提供され、これ
ら2つの入力の総和がとられ、その出力をゲイン素子938に提供する。ゲイン
素子938は4のゲインでこの信号をスケールし、Q出力を提供する。
た。バンドパス受信機の場合、誤りキャンセルフィルタの転送関数は適宜(acco
rdingly)選択され、バンドパスフィルタは直交ダウンコンバートする前に量子 化雑音をフィルタするのに用いられる。本発明は、ΣΔADCを利用したベース
バンド受信機にも適用可能である。ベースバンド受信機の場合、誤りキャンセル
フィルタはベースバンドΣΔADCに改良され、ローパスフィルタは量子化雑音
をフィルタするのに用いられる。ベースバンド誤りキャンセルフィルタ及びロー
パスフィルタの転送関数は、バンドパス受信機の設計として上記説明したのと同
様の方法により、雑音キャンセル回路を生成するため、畳み込みされてもよい。
従って、ベースバンド受信機への利用について上記説明した本発明の概念の適用
は、本発明の視野の範囲内である。
ことができるように提供される。これら実施形態の種々の変形は、当業者にとっ
て容易に明確であり、ここで定義された一般的な原理は、発明能力を用いること
なく他の実施形態に適用できる。従って、本発明はここに示された実施形態に限
定されることを意図するものではなく、ここで開示された原理及び新規な特徴に
矛盾しない最も広い視野に調和することを意図するものである。
バータのブロック図。
的な実装のブロック図。
的な実装のブロック図。
ィルタ後のY1信号のスペクトル、誤りキャンセルフィルタ後のバンドパスフィ
ルタの周波数応答、バンドパスフィルタ後のY1信号のスペクトル、3:1デシ
メート後のY1信号のスペクトルを示す図。
Claims (32)
- 【請求項1】 雑音キャンセル回路であって、 アナログデジタルコンバータ(ADC)からの信号を受信する誤りキャンセル
フィルタと、前記誤りキャンセルフィルタからの出力をフィルタリングし、前記
誤りキャンセルフィルタに接続されたフィルタとをそれぞれ有する少なくとも1
つのバンドパスデシメータと、 前記バンドパスデシメータの出力を加算し、前記少なくとも一つのバンドパス
デシメータのそれぞれに接続された加算器を有することを特徴とする雑音キャン
セル回路。 - 【請求項2】 前記ADCはシグマ−デルタADCであることを特徴とする
請求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項3】 前記ADCは2つのループを有するMASHシグマ−デルタ
ADCであることを特徴とする請求項2に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項4】 前記ADCはMASH4−4シグマ−デルタADCであるこ
とを特徴とする請求項3に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項5】 前記誤りキャンセルフィルタの転送関数は、前記フィルタの
転送関数で畳み込みされ、前記それぞれのバンドパスデシメータの畳み込みされ
た転送関数を生成することを特徴とする請求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項6】 前記フィルタはローパスフィルタであることを特徴とする請
求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項7】 前記フィルタはバンドパスフィルタであることを特徴とする
請求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項8】 前記少なくとも一つのバンドパスデシメータのそれぞれはさ
らに、前記フィルタに接続され、前記フィルタの出力を受信してデシメートする
デシメータからなることを特徴とする請求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項9】 前記デシメータは、Nが正の奇数である場合にNでデシメー
トすることを特徴とする請求項8に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項10】 前記デシメータは、3でデシメートすることを特徴とする
請求項8に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項11】 前記デシメータは、5でデシメートすることを特徴とする
請求項8に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項12】 前記フィルタは、前記デシメータからのデシメートされた
サンプルのサンプルレートの4分の1にゼロが配置されたバンドパスフィルタで
あることを特徴とする請求項8に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項13】 Nが前記デシメータのデシメーション因子であり、mが2
Nより小さくNに等しくない正の奇数であり、fADCが前記ADCのサンプリン グ周波数である場合に、前記バンドパスフィルタはmfADC/4Nに付加的なゼ ロが配置されて設計されていることを特徴とする請求項12に記載の雑音キャン
セル回路。 - 【請求項14】 前記の雑音キャンセル回路は、多層構造で実装されること
を特徴とする請求項1に記載の雑音キャンセル回路。 - 【請求項15】 直交ダウンコンバータであって、 アナログデジタルコンバータ(ADC)からの少なくとも一つの出力を受信し
、IFサンプルを提供する雑音キャンセル回路と、 前記雑音キャンセル回路に接続され、前記IFサンプルを受信し、該IFサン
プルをベースバンドサンプルにダウンコンバートする少なくとも1つの乗算器と
を具備してなることを特徴とする直交ダウンコンバータ。 - 【請求項16】 前記ADCはシグマ−デルタADCであることを特徴とす
る請求項15に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項17】 前記雑音キャンセル回路は、少なくとも一つのバンドパス
デシメータからなり、このそれぞれのバンドパスデシメータは、誤りキャンセル
フィルタ及びフィルタからなることを特徴とする請求項15に記載の直交ダウン
コンバータ。 - 【請求項18】 前記それぞれのバンドパスデシメータの転送関数は、対応
する前記誤りキャンセルフィルタの転送関数を前記フィルタの転送関数で畳み込
みされて生成されることを特徴とする請求項17に記載の直交ダウンコンバータ
。 - 【請求項19】 前記フィルタはバンドパスフィルタであることを特徴とす
る請求項17に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項20】 前記それぞれのバンドパスデシメータはさらに、前記フィ
ルタに接続されたデシメータからなることを特徴とする請求項17に記載の直交
ダウンコンバータ。 - 【請求項21】 前記デシメータは、Nが正の奇数である場合に、Nでデシ
メートすることを特徴とする請求項20に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項22】 前記直交ダウンコンバータは、多層構造で実装されること
を特徴とする請求項15に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項23】 直交ダウンコンバータであって、 少なくとも一つのバンドパスデシメータを有し、一つのバンドパスデシメータ
はMASHΣΔADCの各ループに対応し、各バンドパスデシメータはこの対応
するループからの出力を受信するものであり、 さらに前記直交ダウンコンバータは、 前記バンドパスデシメータに接続され、前記バンドパスデシメータの出力を加
算してIFサンプルを提供する加算器と、 前記加算器に接続され、前記IFサンプルを受信し、該IFサンプルをベース
バンドサンプルにダウンコンバートする2つの乗算器と を具備してなることを特徴とする直交ダウンコンバータ。 - 【請求項24】 前記各バンドパスデシメータは、誤りキャンセルフィルタ
及びフィルタからなることを特徴とする請求項23に記載の直交ダウンコンバー
タ。 - 【請求項25】 前記それぞれのバンドパスデシメータの転送関数は、対応
する前記誤りキャンセルフィルタを前記フィルタの転送関数で畳み込みすること
により生成されてなることを特徴とする請求項24に記載の直交ダウンコンバー
タ。 - 【請求項26】 前記フィルタはバンドパスフィルタであることを特徴とす
る請求項24に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項27】 前記バンドパスデシメータはさらに、前記フィルタに接続
されたデシメータからなることを特徴とする請求項24に記載の直交ダウンコン
バータ。 - 【請求項28】 前記デシメータは、Nが正の奇数である場合にNでデシメ
ートすることを特徴とする請求項27に記載の直交ダウンコンバータ。 - 【請求項29】 前記請求項23に記載の直交ダウンコンバータはさらに、 前記乗算器のそれぞれに接続され、前記ベースバンドサンプルをフィルタリン
グし、ベースバンド出力を提供する1つのローパスフィルタからなることを特徴
とする直交ダウンコンバータ。 - 【請求項30】 前記ローバスフィルタの振幅応答は実質的に同じであるこ
とを特徴とする請求項29に記載のデジタル直交ダウンコンバータ。 - 【請求項31】 前記ローパスフィルタの遅延応答は、残りのフィルタの遅
延を考慮して遅延されることを特徴とする請求項29に記載のデジタル直交ダウ
ンコンバータ。 - 【請求項32】 前記直交ダウンコンバータは、多層構造で実装されてなる
ことを特徴とする請求項23に記載の直交ダウンコンバータ。
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