JP2002354805A

JP2002354805A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2002354805A
Application number: JP2001155408A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-05-24
Filing date: 2001-05-24
Publication date: 2002-12-06
Anticipated expiration: 2021-05-24
Also published as: JP3528816B2

Abstract

(57)【要約】【課題】設計のマージンを小さなものとし、設計及び
製造の容易化を図る。【解決手段】自励式の電圧共振形コンバータを備える
複合共振形スイッチングコンバータを基本構成として、
自励発振駆動回路の駆動巻線と三次巻線Ｎ3をドライブ
トランスにより磁気結合させ、この三次巻線Ｎ3と、イ
ンダクタと導通制御素子Ｑ2との直列回路とを並列に接
続する。そして、二次側直流出力電圧のレベル変動に応
じて上記直列回路の電流導通量が可変されるようにする
ことで、自励発振駆動回路の発振周波数（スイッチング
周波数）を可変制御する。これにより、スイッチング素
子の導通角及びスイッチング周波数が同時に可変される
複合制御方式によって定電圧制御が実現されるので、直
交型制御トランスを省略することが可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１５の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅｉのラインから起動抵抗ＲSを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図１６は、上記図１５に示す構成の電源回
路の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波
形を示している。ここでは主として一次側の動作が示さ
れている。自励発振駆動回路としての直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により
共振動作を行うことで、図１６（ｅ）に示すように、正
弦波状の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直
列共振電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介すること
で、スイッチング素子Ｑ1のベースには図１６（ｄ）に
示すように、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。こ
の駆動電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイ
ッチング動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１６（ｂ）に示す波形
が得られる。また、[スイッチング素子Ｑ1//並列共振コ
ンデンサＣｒ]の並列接続回路の両端には、図１６
（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によ
って並列共振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1
は、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図１６（ｃ）に示すよ
うにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１６（ｅ）の直列共振電流Ｉ2
が正極性の領域は、図１６（ｄ）の駆動電流ＩBの順方
向バイアス電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴON
において、直列共振電流Ｉ2が負極性の領域は、駆動電
流ＩBの逆方向バイアス電流となる。そして、この期間
ＴONにおける駆動電流ＩBの逆方向バイアス電流の領域
がスイッチング素子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図１６（ｇ）のダンパー電流Ｉ
D1として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次
に、期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒ
の充放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイ
ッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、こ
れが、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性
のダンパー電流（ＩD）となる。そして、この期間が終
了すると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域
となって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図
示するようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レ
ベルとなっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図１６（ｆ）に
示すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波
状で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間
では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正
極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与え
られる波形となるものである。このオフセットレベル
は、例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図１５の
電源回路の定電圧制御特性を図１７に示す。二次側直流
出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変
化するのに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変
化する。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件とな
り、二次側直流出力電圧ＥO1が低下していくのに従って
制御電流レベルを減少させるようにして制御が行われ
る。この結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負
荷の条件となるのに従って低下していくようにして制御
が行われる。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応する
ものとして、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０
Ｖの場合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC
＝９０Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周
波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の
条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも
高くなっている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが
高くなって二次側直流出力電圧ＥO1が上昇したとされる
場合には制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御さ
れ、これに応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇される
ようにして制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図１９に直交形制御トランスＰＲＴ
の構造を示す。図１９（ａ）はその全体構造を説明する
ための外観斜視図、図１９（ｂ）は巻装される巻線の巻
線方向を説明するための断面斜視図である。図１９
（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フ
ェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１９（ａ）（ｂ）
に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコ
の字形コア２２も、例えば図１９（ａ）（ｂ）に示され
ているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２
ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組において１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図１８に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
の直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡ
に対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに
変化する。

【００２４】そして、図１９（ｂ）にも示されているよ
うに、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。このため製造時においてはそのギャップ
厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これは、直交
型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線ＮBのイン
ダクタンス値についてばらつきを生じさせる。またフェ
ライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等のばらつき
も、駆動巻線ＮBのインダクタンス値についてばらつき
を生じさせる。これらのことからインダクタンスＬBの
許容値は、インダクタンス値が±１０％変動するものと
しなければならない。このためスイッチング素子Ｑ１の
増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ずるが、こ
のばらつきに対して複合共振形コンバータの定電圧保証
範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系である場合に
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするためには、
直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可変範囲は
十分なマージンをもって設計しなければならない。つま
り実用化の場合のマージン設計が困難なものとなる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しくしている。即ち直交形制御トランスＰＲＴ
は製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、直流入力電圧を入力してスイッチ
ングを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段
と、一次巻線と二次巻線とを備えて一次巻線に得られる
スイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶
縁コンバータトランスと、絶縁コンバータトランスの一
次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、
スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設け
られる一次側並列共振回路と、一次巻線とされる検出巻
線と、二次巻線とされる駆動巻線と、三次巻線とが巻装
されるドライブトランスとを設ける。また、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線と上記検出巻線を直列に接続
し、駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を設け、この直列共振回路の出力に基づいて上
記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチン
グ駆動手段を設けることとする。そして、上記三次巻線
に対して並列に接続され、インダクタと導通制御素子を
直列に接続して形成される直列回路と、二次側並列共振
回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこと
で直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生
成手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて、上記導
通制御素子の電流導通量を可変することにより、直流出
力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧
制御手段とを設けるものである。

【００２９】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成することとした。つまり、直流入力電圧を入
力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えるス
イッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備えて一次
巻線に得られるスイッチング手段の出力を二次巻線に対
して伝送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、
絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コ
ンデンサとにより形成され、スイッチング手段の動作を
電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路
と、一次側並列共振回路に含まれるようにして一次巻線
と直列に接続される検出巻線と、駆動巻線と、検出巻線
により励起される三次巻線とが巻装されるドライブトラ
ンスとを設ける。また、絶縁コンバータトランスの二次
巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続す
ることで形成される二次側並列共振回路と、駆動巻線と
共振用コンデンサにより形成される直列共振回路を有し
て、この直列共振回路の出力に基づいてスイッチング素
子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを設
ける。そして、二次側並列共振回路に得られる交番電圧
を入力して整流動作を行うことで直流出力電圧を得るよ
うに構成される直流出力電圧生成手段と、上記三次巻線
に対して並列に接続され、インダクタと導通制御素子を
直列に接続して形成される直列回路と、上記直流出力電
圧のレベルに応じて、上記導通制御素子の電流導通量を
可変することにより、直流出力電圧についての定電圧制
御を行うようにされる定電圧制御手段とを設けるもので
ある。

【００３０】上記構成による電源回路は、一次側に対し
て自励式の電圧共振形コンバータを備える複合共振形ス
イッチングコンバータとしての基本構成が採られる。そ
のうえで、自励発振駆動回路の駆動巻線と三次巻線をド
ライブトランスにより磁気結合し、この三次巻線と[イ
ンダクタ-導通制御素子]の直列回路とが並列になるよう
に接続される。そして、二次側直流出力電圧のレベル変
動に応じて上記直列回路の電流導通量を可変すること
で、自励発振駆動回路の発振出力に変化を与え、これに
よって、スイッチング素子の導通角及びスイッチング周
波数を同時に可変制御する複合制御方式による定電圧制
御を実現する。これにより、本発明では、スイッチング
周波数を制御するのにあたり、例えば直交型制御トラン
スを省略することが可能になる。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００３２】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤDが図示する方向で
接続される。つまり、クランプダイオードＤDのアノー
ドが一次側アース（エミッタ）と接続され、カソードが
ベースに対して接続される。なお、クランプダイオード
ＤDには低速リカバリ型のダイオード素子が選定され
る。

【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗ＲSを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒ
Sを介して得られるベース電流が流れることで起動する
ようにされている。

【００３６】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴを介して一次巻線Ｎ1から
二次巻線Ｎ2に誘起されたスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング出力を検出するようになっている。そして、こ
の検出巻線ＮAに得られる交番電圧が誘起される二次側
に対して、駆動巻線ＮBが巻装される。この駆動巻線ＮB
は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動する自励
発振駆動回路を形成する。さらに、本実施の形態の場合
には、ドライブトランスＣＤＴの一次側に対して三次巻
線Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3には、後述するイ
ンダクタＬOと導通制御素子Ｑ2との直列回路が並列にな
るように接続される。

【００３７】ここで、ドライブトランスＣＤＴにおいて
磁気的に結合される駆動巻線ＮB及び三次巻線Ｎ3は、等
化的には、三次巻線Ｎ3は駆動巻線ＮBに対して並列に接
続されているものと見ることができる。

【００３８】上記各巻線が巻装されるドライブトランス
ＣＤＴとしては、例えば図４（ａ）に示すようなＨ字型
フェライト磁心によるものか、或いは図４（ｂ）のＥＩ
−１２型フェライト磁心によるものを採用できる。図４
（ａ）の場合は、Ｈ字型のフェライト磁心１００に対し
て、検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び三次巻線Ｎ3を巻
装することで形成される。なお、ＣＤＴの一次側と二次
側は、それぞれ絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
と一次側とに在るようにされるため、実際にはフォトカ
プラ等を設けることにより直流的に絶縁することが必要
となる。但し、駆動巻線ＮBについて三重絶縁線を選定
すれば、フォトカプラを介在させなくとも充分な絶縁状
態を得ることができる。

【００３９】図４（ｂ）の場合は、Ｅ型コア１０１とＩ
型コア１０２を図のように配する。Ｅ型コア１０１とＩ
型コア１０２の磁脚の接合点にはギャップＧを形成す
る。そしてＥ型コア１０１の中央磁脚に分割ボビン１０
３を配し、この分割ボビン１０３に検出巻線ＮAと駆動
巻線ＮBをそれぞれ巻装することで形成される。この図
４（ａ）又は図４（ｂ）のようなドライブトランスＣＤ
Ｔは、例えば図１９で説明した直交形制御トランスＰＲ
Ｔに比較して大幅な小型軽量化が可能となるものであ
る。

【００４０】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB−時定数コンデン
サＣB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列接続回路が接続
される。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を
自励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動
回路となる。

【００４１】この場合、自励発振駆動回路における、ド
ライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように
検出巻線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ2に直列接続されているため、二次巻線Ｎ2に得られ
るスイッチング出力電圧により励起される。そして、自
励発振駆動回路としては、コンデンサＣBと駆動巻線ＮB
のインダクタンスとによって、直列共振回路を形成す
る。

【００４２】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、検出巻線ＮAにより励起されることで、ドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧によ
って直列共振回路（ＮB−ＣB）が自励的に発振動作を行
うことで共振出力が得られることになる。そして、この
共振出力がベース電流制限抵抗ＲBを介することで、ス
イッチング素子Ｑ1のベースには、スイッチング駆動信
号としてのベース電流が流れるようにされる。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波
数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング
動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られ
るスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ
1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するよ
うにしている。これによって、所要の結合係数による疎
結合が得られるようにしている。ギャップは、２組のＥ
型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くするこ
とで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００４４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この図１に示す回路においては、前述
もしたように、二次巻線Ｎ2に対しては検出巻線ＮAが直
列接続されている。そして、この二次巻線Ｎ2−検出巻
線ＮAの直列接続に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と検出巻線ＮAのイ
ンダクタンスと、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって並列共振回路が形成される。この
並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電
圧、及び検出巻線ＮAに得られる交番電圧は共振電圧と
なる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４５】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４６】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の一方の端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１に対して定電圧制
御のための検出電圧として入力される。

【００４７】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入
力とする誤差増幅器として機能し、直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変されたレベルの電圧を、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴとしての導通制御素子Ｑ2のゲートに対して出力す
る。この場合の制御回路１は、直流出力電圧ＥO1のレベ
ルが上昇すると、その上昇分に応じて出力電圧レベルを
上昇させるように構成されている。

【００４８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
おいては、ドライブトランスＣＤＴに巻装される三次巻
線Ｎ3に対してインダクタＬOを接続し、さらに、上記導
通制御素子Ｑ2のドレインをインダクタＬOに対して接続
すると共に、ソースを三次巻線Ｎ3の一方の端部側（一
次側アース）に対して接続している。つまり、三次巻線
Ｎ3に対して、インダクタＬO−導通制御素子Ｑ2からな
る直列接続回路を並列に接続しているものである。ま
た、導通制御素子Ｑ2に対しては、逆方向電流の経路を
形成するためのダイオードＤD2が並列に接続される。こ
のダイオードＤD2には、導通制御素子Ｑ2が内蔵するボ
ディダイオードを選定すればよい。この回路部位は、三
次巻線Ｎ3//インダクタＬOから成る並列回路に対して、
導通制御素子Ｑ2を介在させるようにして形成されてい
るものと見ることができる。本実施の形態では、上記制
御回路１、及び導通制御素子Ｑ2、三次巻線Ｎ3、及びイ
ンダクタＬOから成る並列回路を備えた定電圧制御回路
系が構成される。そして、この定電圧制御回路系は、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変制御す
るように動作し、これによって定電圧化を図るようにさ
れるのであるが、この動作については後述する。

【００４９】図２、図３は、図１に示した構成による電
源回路における要部の動作を示す波形図である。図２に
おいては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負荷電力Ｐｏ
＝１５０Ｗの重負荷時における条件の場合の動作を示
し、図３においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負
荷電力Ｐｏ＝２５Ｗの軽負荷時における条件の場合の動
作を示している。また、これらの図に示す動作を得るの
にあたっては、各部品を次のようにして選定している。駆動巻線ＮB＝１０μＨ、三次巻線Ｎ3＝７Ｔ（ターン）検出巻線ＮA＝１ＴコンデンサＣB＝０．５６μＦインダクタＬO＝４．７μＨ

【００５０】ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBには、図２（ｆ）、図３（ｆ）に示すようにし
て、交番電圧ＶNBが発生し、また、図２（ｄ）、図３
（ｄ）に示す駆動巻線電流ＩNBが流れる。そして、この
駆動巻線ＮBに得られる交番出力によって、自励発振駆
動回路（ＮB−ＣB−ＲB）が動作することによって、ス
イッチング素子Ｑ1には、図２（ｃ）、図３（ｃ）に示
すようにしてベース電流ＩBが流れる。上記ベース電流
ＩBは、ベース蓄積キャリア消滅時間ｔstgが完了すると
ゼロレベルになり、これによって、スイッチング素子Ｑ
１がオフとなる期間ＴOFFに移行する。

【００５１】スイッチング素子がオンとなる期間ＴONに
至ると、クランプダイオードＤDの逆回復時間ｔrrの効
果によってクランプダイオードＤDが導通する。このと
き、クランプダイオードＤDに流れる電流を電流ＩDとす
ると、その波形は図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すように
ベース電流ＩBの周期に対応する波形が得られる。そし
て、クランプダイオードＤDが導通することによって、
駆動巻線電流ＩNBは、クランプダイオードＤDを介し、
さらにＱ1ベース→Ｑ1コレクタのＰＮ接合を介して電流
が流れる。これにより、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示す
コレクタ電流ＩQ1としては、先ず、負極性の方向に流れ
る波形が得られ、このときのベース電流ＩBとしても、
コレクタ電流ＩQ1に対応した正極性の波形が得られる。
そして、この後においては、クランプダイオードＤDは
オフとなってスイッチング素子Ｑ1が導通することで、
スイッチング素子Ｑ1のコレクタ→エミッタを介して、
正極性に増加するコレクタ電流ＩQ1が流れることにな
る。

【００５２】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２
（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとな
る期間ＴOFFでは正弦波状のパルスとなる波形が得られ
る。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振
形の動作であることを示している。また、コレクタ電流
ＩQ1は、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すようにして、期
間ＴOFFでは０レベルとなる。

【００５３】一次側で発生した共振電圧は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側の二次巻線Ｎ2に励起され
る。これにより二次巻線Ｎ2には二次側並列共振電流Ｉ2
が流れることとなり、この電流Ｉ2の波形は図２
（ｇ）、図３（ｇ）に示すように、スイッチング周期に
対応した交番波形として流れる。

【００５４】三次巻線Ｎ3には、検出巻線ＮAに得られる
交番電圧が励起されることで、図２（ｈ）、図３（ｈ）
の三次巻線電圧ＶN3として示すように、期間ＴONでは正
極性の波形が得られ、期間ＴOFFの初期時に正極性のピ
ークを有し、期間ＴOFFにおける残りの期間は負極性に
反転する交番波形が得られる。そして、制御回路１によ
ってその電流導通量が制御される導通制御素子Ｑ2に
は、図２（ｉ）、図３（ｉ）に示すようにして、ドレイ
ン電流ＩQ2が流れる。

【００５５】ここで、図１で説明したようにドライブト
ランスＣＤＴに巻装される三次巻線Ｎ3とインダクタＬO
とは、導通制御素子Ｑ2を介して並列に接続されている
ものと見ることができる。そして、導通制御素子Ｑ2の
電流導通量を可変することで、導通制御素子Ｑ2と直列
に接続されるインダクタＬOのインピーダンスが可変さ
れることになる。

【００５６】図１に示した電源回路では、上記図２及び
図３により示される波形としての動作が得られるのであ
るが、図２及び図３を比較してわかるように、例えば軽
負荷の条件になるなどして二次側直流出力電圧が上昇す
るのに応じては、スイッチング周波数が高くなるように
動作している。つまり、スイッチング周波数制御が行わ
れており、これによって定電圧化を図るようにされてい
る。そして、このようにしてスイッチング周波数を可変
する動作は、次のようにして得られる。

【００５７】例えば交流入力電圧ＶACが上昇する、或い
は、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流出力ＥO1
のレベルが上昇したとする。すると、図１で説明したよ
うに、制御回路１において、二次側直流出力電圧Ｅ01の
上昇に応じてＭＯＳ−ＦＥＴである導通制御素子Ｑ2に
流れる電流導通量（ドレイン電流ＩQ2）を増加させるこ
とになる。ドレイン電流ＩQ2が増加すれば、インダクタ
ＬOに流れる電流も増加してインピーダンスを小さくす
る。ここで、図１で説明したように、三次巻線Ｎ3と導
通制御素子Ｑ2-インダクタＬOの直列回路とは並列の関
係にあるので、ＬOからＱ2に分流する電流導通量（ドレ
イン電流ＩQ2）が増加することによっては、三次巻線Ｎ
3に流れる電流の量が減少することになる。これによっ
て、三次巻線Ｎ3に発生する交番電圧レベルが低下する
ので、ライブトランスＣＤＴの二次側にある駆動巻線Ｎ
Bに励起される交番電圧も低下する。

【００５８】これに伴って駆動巻線電流ＩNBの電流レベ
ルが減少するので、自励発信駆動回路（ＮB-ＣB-ＲB）
によってスイッチング素子Ｑ1のベースに流されるベー
ス電流ＩBのレベルも減少する。このため、ベース電流
ＩBが正極性となる期間が短くなるが、これはすなわ
ち、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間が短くなる
ことであり、これによりスイッチング周波数が高くなる
のである。したがって、この結果、二次側直流出力電圧
Ｅ01の上昇に伴っては、スイッチング周波数が高くなる
ようにして可変制御される。スイッチング周波数が可変
制御されることによっては、例えば一次側並列共振回路
の共振インピーダンスが可変されることとなって、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に対して
伝送される電力も可変されることになるわけである。こ
れにより、最終的には二次側直流出力電圧Ｅ01のレベル
も可変制御されることとなり、電源の安定化が図られる
こととなる。

【００５９】また、上述した動作からもわかるように、
本実施の形態におけるこの電源回路では、スイッチング
周波数を可変制御するのにあたり、スイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンと
なる期間ＴONについて可変するようにされている。つま
り、重負荷時にはスイッチング素子Ｑ1がオンしている
ＴON期間が長くなり、軽負荷時にはＴON期間が短くなる
ようにして制御される。したがって、本実施の形態で
は、オン期間についての導通角制御を行うとともに、ス
イッチング周波数制御を実行するという「複合制御方
式」をとっているのである。

【００６０】以上、本実施の形態による定電圧制御回路
の構成の説明をしたが、この回路構成とすれば、図１９
に示されていた直交型制御トランスＰＲＴは省略される
こととなる。これにより、本実施の形態では、直交型制
御トランスＰＲＴ製造時におけるギャップのばらつき等
に起因する駆動巻線ＮBについてのインダクタンス値の
ばらつきの問題は解消されることになる。従って、交流
入力電圧ＶACの範囲に対するマージンを少なく設定する
ことが可能となるので、回路設計も容易なものとするこ
とが可能になる。また、直交形制御トランスＰＲＴの製
造工程の困難性にかかる問題も解消される。さらにＡＣ
／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。

【００６１】また、図１５の例のように直交形制御トラ
ンスＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電流を供給してスイッ
チング周波数を制御する構成ではないので、電力損失を
低減することができ、特に制御電流レベルが大きくなる
軽負荷時における効果が大きくなる。また、ドライブト
ランスＣＤＴは、図４で説明したように超小型のＥＩ−
１２形フェライト磁心或いはＨ字形フェライト磁心によ
って構成が可能であり、図１９の先行技術に示したよう
な直交形制御トランスＰＲＴを設ける場合に比べて大幅
に小型軽量化を図ることができる。

【００６２】さらに、またＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）につ
いては、耐圧３０Ｖ、定格電流１Ａ以下の、低耐圧小容
量品でよいことになる。例えば、先に本出願人は、複合
共振形スイッチングコンバータに対して、一次側並列共
振電圧又は二次側共振電圧をクランプするアクティブク
ランプ回路を設け、このアクティブクランプ回路の導通
角制御によって電源の安定化を図る構成を各種提案して
いるのであるが、この場合には、アクティブクランプ回
路を形成するＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子につ
いては、一次側並列共振電圧レベル又は二次側共振電圧
レベルに応じた高耐圧品を選定する必要があり、それだ
けコスト及びサイズの点などで不利であった。これに対
して本実施の形態では、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）につい
て低耐圧小容量品が選定されるのであるから、それだけ
低コスト化及び小型軽量化を実現することが可能となる
ものである。

【００６３】また、本実施の形態では、検出巻線ＮAに
より駆動巻線ＮBに励起された交番電圧を利用してスイ
ッチング素子を駆動する構成を採っている。ここで、検
出巻線ＮAは、二次側並列共振回路を形成するインダク
タンスとされていることで、検出巻線ＮAでは共振波形
が得られ、従って、これにより励起される駆動巻線ＮB
としても共振波形が得られることとなる。これによっ
て、スイッチング素子Ｑ1に流れるベース電流ＩBとして
は、図２（ｃ）及び図３（ｃ）の波形図にも示されてい
るように、順方向ベース電流ＩB1より逆方向ベース電流
ＩB2の方がピーク値は大きくなり、スイッチング素子Ｑ
１の下降時間が少なくなることから、それだけスイッチ
ング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング損失が低減される
ものとなる。従って、スイッチング素子Ｑ１の発熱もよ
り少ないものとすることができる。

【００６４】図５は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成例を示している。なお、この図におい
て、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路においては、ドライブトラン
スＣＤＴに巻装される検出巻線ＮAは、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列に接続され
る。この場合には検出巻線ＮAの一方の端部を一次巻線
Ｎ1と接続し、もう一方の端部をスイッチング素子Ｑ1の
コレクタに接続している。このような接続形態によって
は、検出巻線ＮAは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスと共に、一次
側並列共振回路を形成することになる。そして、検出巻
線ＮAに得られる交番電圧としても、並列共振電圧とし
ての波形が得られることになる。

【００６５】このような構成の電源回路におけるスイッ
チング動作及び定電圧制御動作としては、図２及び図３
によって説明した場合と同様となるものであり、図１に
示した電源回路と同様の効果を得ることができる。

【００６６】なお、この図５に示す電源回路の二次側に
おいては、二次巻線Ｎ2の両端に対して接続される整流
ダイオードＤO1，ＤO2と平滑コンデンサＣ01によって全
波整流回路を形成しており、この全波整流回路によって
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
二次側直流出力電圧ＥO2については、図１の場合と同様
に、二次巻線Ｎ2のタップ出力に接続した整流ダイオー
ドＤO2と平滑コンデンサＣO2とにより形成される半波整
流回路によって得るようにしている。

【００６７】図６は、第３の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１及び図５と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。この図に示す電源回路の基本的な回路構
成としては、図１に示した第１の実施の形態としての電
源回路と同様となる。但し、この図６に示す回路では、
新たに省電力コンデンサＣDと省電力抵抗ＲDが追加され
ることになる。その接続形態は、まず、省電力抵抗ＲD
と省電力コンデンサＣDが並列に接続されることで並列
回路を形成し、この並列回路（ＲD―ＣD）がクランプダ
イオードＤDのアノードと一次側アースの接続点に対し
て接続される。つまり、この並列回路（ＲD―ＣD）は、
クランプダイオードＤDを介する逆方向電流経路に挿入
されるようにして設けられるものである。以下、この回
路構成による動作について図７、図８を用いて説明す
る。

【００６８】図７、図８は本実施の形態における電源回
路の要部の動作を示す波形図である。ここで、第１の実
施の形態で説明した図２、図３と比較してわかるよう
に、図７、及び図８に示される各部の波形において、図
２、図３と同一部位の波形については同様となってい
る。これは、本実施の形態の電源回路の基本構成が第１
の実施の形態の電源回路と同様であることから、その基
本動作も同様であることが示されるものである。したが
って、図７、図８では、図２、図３で説明した動作につ
いての説明は省略し、新たに加えられた部位の動作につ
いて説明する。なお、これらの図に示す動作を得るのに
あたっては、各部品を次のようにして選定している。駆動巻線ＮB＝１０μＨ、三次巻線Ｎ3＝７Ｔ（ターン）検出巻線ＮA＝１ＴコンデンサＣB＝０．５６μＦインダクタＬO＝４．７μＨ省電力抵抗ＲD＝２２Ω 省電力コンデンサＣD＝０．１μＦ

【００６９】まず、一次側自励発振駆動回路において、
スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは、クラン
プダイオードＤDがオンとなる期間ＤONと重なるが、こ
の期間ＤONでは図７（ｄ）、図８（ｄ）に示す負極性の
駆動巻線電流ＩNBが、駆動巻線ＮB→省電力コンデンサ
ＣD→クランプダイオードＤD→ベース電流制限抵抗ＲB
→時定数コンデンサＣBを介して流れるようになる。こ
れは図７、図８における、期間ＤON内の期間ＴOFFにお
いて、クランプダイオードＤDで得られる電流ＩD（図７
（ｅ）、図８（ｅ））の正極性方向の波形と、コンデン
サＣDで得られる電流ＩCD（図７（ｇ）、図８（ｇ））
の波形とが対応していることによっても示されている。

【００７０】次に、図示するように、スイッチング素子
Ｑ1がオンとなると、その期間ＴONの初期は期間ＤOＮの
終期であり、この期間においても図７（ｅ）、図８
（ｅ）の電流ＩD、及び図７（ｇ）、図８（ｇ）の電流
ＩCDとして示すように、駆動巻線電流ＩNBが省電力コン
デンサＣD、クランプダイオードＤDを介して継続して流
れている。この期間においてクランプダイオードＤDに
流れる電流はダンパー電流であり、図７（ｃ），図８
（ｃ）に示すベース電流ＩBとしてスイッチング素子Ｑ1
のベースに流入し、そのＰＮ接合を介してベースからコ
レクタに流れる。

【００７１】ここで、電流ＩNBが上述したように省電力
コンデンサＣDを介して流れることによっては、コンデ
ンサＣDに対する充電が行われることになる。そして、
期間ＴONにおいて、クランプダイオードＤDがオフとな
る期間ＤOFFに至ると、コンデンサＣDは充電電荷を放電
することとなり、この放電された電流は、省電力抵抗Ｒ
Dへと流れ、ここで消費されることとなる。この動作
は、図７、図８に示すように、期間ＤOFFに至ると図７
（ｅ）、図８（ｅ）の電流ＩD、図７（ｇ）、図８
（ｇ）の電流ＩCDの波形が０レベルとなっていることで
示されており、これはコンデンサＣDにより放電された
電流がクランプダイオードＤD方向ではなく、抵抗ＲD方
向へと流れていることを示すものである。また、同時に
図７（ｈ）、図８（ｈ）の電流ＩRDの波形が負極性の方
向に反転していることによっても、コンデンサＣDによ
り放電された電流が抵抗ＲDに流れていることが示され
ている。

【００７２】このように、省電力抵抗ＲDと省電力コン
デンサＣDの並列回路を備える本実施の形態の回路構成
では、期間ＤONにおいて、駆動巻線ＮBの交番出力とし
ての駆動巻線電流ＩNBにより省電力コンデンサＣDに対
する充電が行われ、期間ＤOFFにおいて省電力抵抗ＲDに
対する放電が開始されるという動作が得られるようにし
ている。つまり、クランプダイオードＤDとスイッチン
グ素子Ｑ1のオン／オフのタイミングは、全く一致して
いるものではないものの、スイッチング素子Ｑ1がオン
となるタイミングに対応しては省電力コンデンサＣDに
充電し、オフとなるタイミングでは省電力コンデンサＣ
Dの充電電荷を省電力抵抗ＲDに対して放電するという動
作を得ているものである。そして、この回路構成による
実験を行ったところ、スイッチング素子Ｑ1のベース電
流ＩBが増加するという結果が得られることとなった。
ベース電流ＩBが増加することによっては、スイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタ飽和電圧（ＶCE(SAT)）が低減され
ることとなり、これによってスイッチング素子Ｑ1がオ
ンとなる期間ＴONにおける導通損失と、Ｑ1ターンオフ
時のスイッチング損失は低減されることとなるのであ
る。この結果、本実施の形態における電源回路では、入
力電力を２１．５Ｗ低減できることとなった。

【００７３】以上で説明したように、本実施の形態の電
源回路では、一次側自励発振駆動回路に省電力抵抗ＲD
と省電力コンデンサＣDの並列回路を備えることによっ
て、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおけ
るクランプダイオードＤDがオフとなるＤOFFにおいて、
省電力コンデンサＣDに充電された負極性の電流を放電
し、それを省電力抵抗ＲDによって消費させることでＱ1
のベース電流ＩBを増加させるようにしている。そし
て、これによって期間ＴONにおける導通損失と、Ｑ1タ
ーンオフ時のスイッチング損失を低減させ、電源回路の
入力電力を低減させるようにしているのである。

【００７４】次に、図９に、第４の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成例を示す。なお、この図に
おいて、図１、図５、及び図６と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。この図に示す電源回路の基本
構成としては、第２の実施の形態として図５に示した回
路と同様とされる。つまり、ドライブトランスＣＤＴに
巻装される検出巻線ＮAは、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列に接続される。そし
て、クランプダイオードＤDと省電力抵抗ＲDの回路にお
いて、省電力コンデンサＣDを省電力抵抗ＲDに対して並
列に接続しているものである。そして、この本実施の形
態の構成によっても、先に説明した各実施の形態と同様
の効果が得られることとなる。

【００７５】ところで、上記した実施の形態のうち、検
出巻線ＮAが一次側に設けられる図５及び図９の電源回
路に関しては、二次側に備えられる整流回路系としては
各図に示した構成に限定されることなく、例えば図１０
〜図１４に示す構成を採るようにすることも考えられ
る。図１０においては、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ
2）に対してブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサ
ＣO1から成る全波整流回路を図示する接続形態によって
接続することで二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにし
た構成が示されている。

【００７６】また、図１１においては、二次側並列共振
回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して、図示するようにして整流ダ
イオードＤO1、整流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣ
OA，ＣOBを接続することで、全波整流方式による倍電圧
整流回路を形成している。この場合には、平滑コンデン
サＣOA−ＣOBの直列接続回路の両端電圧として、二次巻
線Ｎ2に発生する交番電圧レベルの２倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７７】また、図１２に示す二次側の構成として
は、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して二次側直列共
振コンデンサＣｓが直列に接続される。これによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、二
次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二次側直列共
振コンデンサＣｓのキャパシタンスとによって二次側直
列共振回路を形成することになる。従って、この場合に
は、一次側に設けられる一次側並列共振回路（Ｎ1，Ｃ
ｒ）と、二次側に設けられる二次側直列共振回路（Ｎ
2，Ｃｓ）とにより複合共振形コンバータを構成するこ
とになる。そして、この二次側直列共振回路に対して、
図１０に示すようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑
コンデンサＣO1を接続することで、二次側直列共振回路
（Ｎ2，Ｃｓ）の共振作用により発生する二次側直列共
振電圧を全波整流する全波整流回路が形成される。そし
て、平滑コンデンサＣO1の両端に対しては、二次巻線Ｎ
2に発生する交番電圧レベルの等倍に対応する二次側直
流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７８】また、図１３においては、二次側直列共振
回路（Ｎ2，Ｃｓ）に対して、整流ダイオードＤO1、整
流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣOA，ＣOBを、図示
するようにして接続することで倍電圧整流回路を形成し
ている。

【００７９】また、図１４においては、二次巻線Ｎ2に
対して図示するようにして２組の二次側直列共振コンデ
ンサＣｓ1，Ｃｓ2を接続し、さらに４本の整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2，Ｄ03，ＤO4を図示する接続形態によって
接続して、二次側整流回路を形成する。このようにして
構成される二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路
が形成される。この４倍電圧整流回路の動作説明にあた
り、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO
1，ＤO2、平滑コンデンサＣOA］から成る回路の動作に
ついて説明する。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとな
り、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、
二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデン
サＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオード
ＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ
1に対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、二次巻線Ｎ2に
誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加
わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣOA
に対して充電が行われる動作となる。上記のようにして
整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOAの両端
には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振
コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コ
ンデンサＣOB］の組とから成る整流回路によっても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣOBの両端には、二次
巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得
られることになる。

【００８０】そして、上記のようにして各段の整流回路
によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続され
た平滑コンデンサＣOA−平滑コンデンサＣOBの両端に
は、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００８１】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態においてはスイッチング素子を１組備えるシン
グルエンド方式の場合が示されているが、スイッチング
素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式による、
自励式の電圧共振形コンバータとされても構わないもの
である。また、二次側についても、各図に示した以外の
回路構成による整流回路が備えられて構わないものであ
る。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
対して自励式の電圧共振形コンバータを備える複合共振
形スイッチングコンバータを基本構成としている。そし
て、定電圧制御のために、自励発振駆動回路の駆動巻線
と三次巻線をドライブトランスにより磁気結合させたう
えで、この三次巻線と、インダクタと導通制御素子との
直列回路を並列接続する回路を形成する。そして、二次
側直流出力電圧のレベル変動に応じて上記直列回路の電
流導通量が可変されるようにすることで、上記三次巻線
に生じる電圧を降下させ、自励発振駆動回路の発振周波
数（スイッチング周波数）を可変制御する。このような
構成とすることで、スイッチング素子の導通角及びスイ
ッチング周波数を同時に可変する複合制御方式による定
電圧制御が実現されることになるのであるが、これによ
って、スイッチング周波数制御に必要とされていた直交
型制御トランスを省略することが可能になる。このため
本発明では、直交型制御トランスのギャップのばらつき
等に起因するインダクタンス値のばらつきの問題は解消
され、特に本発明におけるドライブトランスのインダク
タンスのばらつきは±５％程度となる。このため、交流
入力電圧の範囲に対するマージンを少なく設定すること
が可能となるので、回路設計も容易なものとすることが
可能になる。また、直交形制御トランスの製造工程の困
難性にかかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ電力
変換効率の向上も図られる。

【００８３】また、直交形制御トランスの制御巻線に制
御電流を供給してスイッチング周波数を制御する構成で
はないので、電力損失が低減され、特に制御電流の供給
量が増す軽負荷時の効果が大きくなる。さらに、ドライ
ブトランスは、小型軽量のものが選定でき、補助スイッ
チング素子としては低耐圧小容量品のＭＯＳ−ＦＥＴで
よいなど、設計上及びコスト上、好適である。

【００８４】また、本発明は、検出巻線が一次側並列共
振回路、又は二次側共振回路に含まれるようにされてい
ることで、この検出巻線によって駆動巻線に励起される
交番電圧を利用して得られるスイッチング駆動信号は正
弦波形に対応したものとなる。このため、スイッチング
素子に流れるベース電流としては、順方向ベース電流よ
り逆方向ベース電流の方がピーク値は大きくなってスイ
ッチング素子の下降時間が少なくなることから、スイッ
チング素子のオフ時のスイッチング損失が低減されるも
のとなる。またスイッチング素子の発熱も少ないという
利点も得られる。

【００８５】さらに、一次側自励発振駆動回路において
設けられるダイオードに対し、省電力用のコンデンサと
抵抗の並列回路を直列になるように接続すれば、スイッ
チング素子のオン期間における導通損失と、ターンオフ
時のスイッチング損失を低減させ、電源回路の入力電力
を低減させることが可能となる。

【００８６】なお、本発明の実施の形態における電源回
路においては、ドライブトランスの駆動巻線に三重絶縁
線を選定しているので、フォトカプラ等を設けることに
より直流的に絶縁せずとも、充分な絶縁状態を得ること
ができる。このため、部品点数の削減が可能となり、部
品コストの削減が図られることとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】第１の実施の形態の電源回路における要部の動
作（重負荷時）を示す波形図である。

【図３】第１の実施の形態の電源回路における要部の動
作（軽負荷時）を示す波形図である。

【図４】ドライブトランスの構造例を示す斜視図、及び
断面図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図６】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図７】第３の実施の形態の電源回路における要部の動
作（重負荷時）を示す波形図である。

【図８】第３の実施の形態の電源回路における要部の動
作（軽負荷時）を示す波形図である。

【図９】本発明の第４の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図１０】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１１】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１２】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１３】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１４】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。

【図１６】図１５に示す電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【図１７】図１５に示す電源回路の定電圧制御特性を示
す説明図である。

【図１８】図１５に示す回路における、駆動巻線ＮBの
インダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図で
ある。

【図１９】直交形制御トランスの構造例を示す斜視図及
び断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｄｉフリッジ整流回路、ＲS 起動抵
抗、ＲB ベース電流制限抵抗、Ｄ01、Ｄ02 二次側整
流ダイオード、ＤD、ＤD2 クランプダイオード、Ｃ
ｉ、Ｃ01、Ｃ02 平滑コンデンサ、ＣB 時定数コンデ
ンサ、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ２導通制御素子
（トランジスタ素子）、ＰＩＴ絶縁コンバータトラン
ス、ＣＤＴドライブトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2
二次巻線、Ｎ3三次巻線、Ｃr 一次側並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＮA 検出巻線、
ＮB 駆動巻線、ＬO インダクタ、ＣD 省電力コンデ
ンサ、ＲD 省電力抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧を入力してスイッチングを
行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、一次巻線とされる検出巻線と、二次巻線とされる駆動巻
線と、三次巻線とが巻装されるドライブトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線と上記検出巻線
の直列接続に対して、二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記三次巻線に対して並列に接続され、インダクタと導
通制御素子を直列に接続して形成される直列回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて、上記導通制御素子
の電流導通量を可変することにより、上記直流出力電圧
についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手
段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】直流入力電圧を入力してスイッチングを
行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と
一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられ
る一次側並列共振回路と、上記一次側並列共振回路に含まれるようにして一次巻線
と直列に接続される検出巻線と、駆動巻線と、上記検出
巻線により励起される三次巻線とが巻装されるドライブ
トランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記三次巻線に対して並列に接続され、インダクタと導
通制御素子を直列に接続して形成される直列回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて、上記導通制御素子
の電流導通量を可変することにより、上記直流出力電圧
についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手
段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】上記スイッチング駆動手段は、コンデン
サと抵抗との並列回路を備え、上記並列回路は、スイッ
チング素子がオフとなる期間に対応しては、上記直列共
振回路の出力によって上記コンデンサに充電が行われ、
スイッチング素子がオンとなる期間に対応しては、上記
コンデンサの充電電荷を上記抵抗に対して放電する動作
が得られるようにして接続されること、を特徴とする請求項１、又は請求項２に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項４】上記駆動巻線に三重絶縁線を用いること
を特徴とする請求項１、又は請求項２、又は請求項３に
記載のスイッチング電源回路。