JP2002319842A - 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ - Google Patents
弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタInfo
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- H03H9/6433—Coupled resonator filters
- H03H9/6483—Ladder SAW filters
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- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 この発明は、弾性表面波共振子に関し、ＩＤ
Ｔを構成するくし形電極の所定の位置の電極を間引くこ
とによりΔｆの縮小、スプリアスの抑制を図ることを課
題とする。 【解決手段】 圧電基板上に形成された少なくとも１つ
のインターディジタルトランスデューサからなる弾性表
面波共振子であって、前記少なくとも１つのインターデ
ィジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構
成され、かつ前記くし形電極の少なくとも２本の電極が
間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的である
ことを特徴とする。
Ｔを構成するくし形電極の所定の位置の電極を間引くこ
とによりΔｆの縮小、スプリアスの抑制を図ることを課
題とする。 【解決手段】 圧電基板上に形成された少なくとも１つ
のインターディジタルトランスデューサからなる弾性表
面波共振子であって、前記少なくとも１つのインターデ
ィジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構
成され、かつ前記くし形電極の少なくとも２本の電極が
間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的である
ことを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は弾性表面波共振
子、および複数個の弾性表面波共振子を直列腕と並列腕
とに配置した梯子型の弾性表面波フィルタに関する。
子、および複数個の弾性表面波共振子を直列腕と並列腕
とに配置した梯子型の弾性表面波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】帯域通過型フィルタとして、複数の弾性
表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖ
ｅ：以下、ＳＡＷと呼ぶ）共振子を用いた梯子（ラダ
ー）型ＳＡＷフィルタが知られている（たとえば、電子
情報通信学会論文誌A Vol. J 76-ANo.2 pp. 245-252 19
93年、参照）。
表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖ
ｅ：以下、ＳＡＷと呼ぶ）共振子を用いた梯子（ラダ
ー）型ＳＡＷフィルタが知られている（たとえば、電子
情報通信学会論文誌A Vol. J 76-ANo.2 pp. 245-252 19
93年、参照）。
【０００３】図１に従来のラダー型のＳＡＷフィルタの
構成図を示す。ラダー型のＳＡＷフィルタは圧電基板上
の入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間に、直列腕ＳＡＷ
共振子Ｓ１,Ｓ２を配置し、また、入力及び出力端子と
接地端子Ｇとの間に、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２を
配置して構成される。ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２,Ｐ１,Ｐ
２は、一般に一端子対ＳＡＷ共振子と呼ばれる。
構成図を示す。ラダー型のＳＡＷフィルタは圧電基板上
の入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間に、直列腕ＳＡＷ
共振子Ｓ１,Ｓ２を配置し、また、入力及び出力端子と
接地端子Ｇとの間に、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２を
配置して構成される。ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２,Ｐ１,Ｐ
２は、一般に一端子対ＳＡＷ共振子と呼ばれる。
【０００４】図２に、この従来の一端子対ＳＡＷ共振子
の構成図を示す。一端子対ＳＡＷ共振子は、電気的にＳ
ＡＷを励振するためのインターディジタルトランスデュ
ーサ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅ
ｒ：以下、ＩＤＴと呼ぶ）と、励振されたＳＡＷをＩＤ
Ｔ内に閉じ込めるためにＳＡＷの伝搬路上に配置された
反射器とを、圧電基板上に形成して構成される。なお、
ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して共振特性を得
る場合、反射器が設けられない場合もある。
の構成図を示す。一端子対ＳＡＷ共振子は、電気的にＳ
ＡＷを励振するためのインターディジタルトランスデュ
ーサ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅ
ｒ：以下、ＩＤＴと呼ぶ）と、励振されたＳＡＷをＩＤ
Ｔ内に閉じ込めるためにＳＡＷの伝搬路上に配置された
反射器とを、圧電基板上に形成して構成される。なお、
ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して共振特性を得
る場合、反射器が設けられない場合もある。
【０００５】ＩＤＴは、図のように多数の電極をくし形
形状に一定周期（ｐｉ）で配置したものである。反射器
は、多数のグレーティング電極を一定周期（ｐｒ）で配
置したものであり、グレーティング反射器とも呼ばれ
る。このＩＤＴでは、上下方向それぞれから伸長した、
隣接する２本の電極を１つの単位としてＳＡＷが励振さ
れる。ラダー型のＳＡＷフィルタでは、直列腕ＳＡＷ共
振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと並列腕ＳＡＷ共振
子Ｐ１,Ｐ２の反共振周波数ｆａｐが、ほぼ一致するよ
うに設計される。
形状に一定周期（ｐｉ）で配置したものである。反射器
は、多数のグレーティング電極を一定周期（ｐｒ）で配
置したものであり、グレーティング反射器とも呼ばれ
る。このＩＤＴでは、上下方向それぞれから伸長した、
隣接する２本の電極を１つの単位としてＳＡＷが励振さ
れる。ラダー型のＳＡＷフィルタでは、直列腕ＳＡＷ共
振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと並列腕ＳＡＷ共振
子Ｐ１,Ｐ２の反共振周波数ｆａｐが、ほぼ一致するよ
うに設計される。
【０００６】図３（ａ）に、ラダー型のＳＡＷフィルタ
の通過特性図を示す。また、図３（ｂ）に、このときの
直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２および並列腕ＳＡＷ共振
子Ｐ１,Ｐ２単体のインピーダンス特性図を示す。図３
（ｂ）のグラフｇ１が、直列腕ＳＡＷ共振子のグラフで
あり、グラフｇ２が並列腕ＳＡＷ共振子のグラフであ
る。直列腕ＳＡＷ共振子のグラフｇ１では、インピーダ
ンスが極小となる周波数が共振周波数ｆｒｓであり、イ
ンピーダンスが極大となる周波数が反共振周波数ｆａｓ
である。
の通過特性図を示す。また、図３（ｂ）に、このときの
直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２および並列腕ＳＡＷ共振
子Ｐ１,Ｐ２単体のインピーダンス特性図を示す。図３
（ｂ）のグラフｇ１が、直列腕ＳＡＷ共振子のグラフで
あり、グラフｇ２が並列腕ＳＡＷ共振子のグラフであ
る。直列腕ＳＡＷ共振子のグラフｇ１では、インピーダ
ンスが極小となる周波数が共振周波数ｆｒｓであり、イ
ンピーダンスが極大となる周波数が反共振周波数ｆａｓ
である。
【０００７】図４に、ラダー型のＳＡＷフィルタのよう
な、帯域通過型フィルタに求められる周波数特性の説明
図を示す。ここで、特性値としては、所望の通過帯域幅
（ＢＷ１，ＢＷ２）、仕様で定められた周波数での抑圧
度（ＡＴＴ１，ＡＴＴ２）、抑圧度の幅ＢＷａｔｔ１，
ＢＷａｔｔ２などがある。また、ある一定の減衰量にお
ける帯域幅ＢＷ２とＢＷ１の比（ＢＷ１／ＢＷ２）をと
って、角型比と呼ぶ。角型比は１に近いほどよく、高角
型比であるという。ラダー型のＳＡＷフィルタでは、角
型比はＳＡＷ共振子の共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆ
ａの周波数差でほぼ決定する。
な、帯域通過型フィルタに求められる周波数特性の説明
図を示す。ここで、特性値としては、所望の通過帯域幅
（ＢＷ１，ＢＷ２）、仕様で定められた周波数での抑圧
度（ＡＴＴ１，ＡＴＴ２）、抑圧度の幅ＢＷａｔｔ１，
ＢＷａｔｔ２などがある。また、ある一定の減衰量にお
ける帯域幅ＢＷ２とＢＷ１の比（ＢＷ１／ＢＷ２）をと
って、角型比と呼ぶ。角型比は１に近いほどよく、高角
型比であるという。ラダー型のＳＡＷフィルタでは、角
型比はＳＡＷ共振子の共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆ
ａの周波数差でほぼ決定する。
【０００８】すなわち、低周波側の減衰域から通過域に
かけての立ち上がりの急峻さは、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ
１,Ｐ２の共振周波数ｆｒｐと反共振周波数ｆａｐの周
波数差（図３（ｂ）のΔｆｐ）に依存し、Δｆｐが小さ
いほど急峻な立ち上がりとなる。また、通過域から高周
波側の減衰域にかけての立ち下がりの急峻さは、直列腕
ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと反共振周
波数ｆａｓの周波数差（図３（ｂ）のΔｆｓ）に依存
し、Δｆｓが小さいほど急峻な立ち下がりとなる。
かけての立ち上がりの急峻さは、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ
１,Ｐ２の共振周波数ｆｒｐと反共振周波数ｆａｐの周
波数差（図３（ｂ）のΔｆｐ）に依存し、Δｆｐが小さ
いほど急峻な立ち上がりとなる。また、通過域から高周
波側の減衰域にかけての立ち下がりの急峻さは、直列腕
ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと反共振周
波数ｆａｓの周波数差（図３（ｂ）のΔｆｓ）に依存
し、Δｆｓが小さいほど急峻な立ち下がりとなる。
【０００９】しかしながら、ΔｆｐおよびΔｆｓは、用
いる圧電基板の電気機械結合係数によってほぼ決定され
ており、ＩＤＴの電極の対数や電極の交差幅を変えても
変化しない。これに関して、特開平８―２３２５６号公
報や特願平１０―５１４１４９号公報には、ＩＤＴの電
極を外側ほど多く間引くことで、ΔｆｐおよびΔｆｓを
小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。
いる圧電基板の電気機械結合係数によってほぼ決定され
ており、ＩＤＴの電極の対数や電極の交差幅を変えても
変化しない。これに関して、特開平８―２３２５６号公
報や特願平１０―５１４１４９号公報には、ＩＤＴの電
極を外側ほど多く間引くことで、ΔｆｐおよびΔｆｓを
小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。
【００１０】また、特開平１１―１６３６６４号公報に
は、ＩＤＴの電極を周期的に間引くことで、Δｆｐおよ
びΔｆｓを小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。
これらの間引き手法を用いることにより、簡易な構成で
ΔｆｐおよびΔｆｓを調整でき、所望の通過帯域幅およ
び通過帯域の端部の急峻性を有するラダー型のＳＡＷフ
ィルタを実現している。
は、ＩＤＴの電極を周期的に間引くことで、Δｆｐおよ
びΔｆｓを小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。
これらの間引き手法を用いることにより、簡易な構成で
ΔｆｐおよびΔｆｓを調整でき、所望の通過帯域幅およ
び通過帯域の端部の急峻性を有するラダー型のＳＡＷフ
ィルタを実現している。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＩＤＴの電極
を周期的に間引きをした場合には、Δｆｐ（Δｆｓ）は
小さくなり、高角型比のフィルタの実現は可能である
が、フィルタの通過帯域外に、スプリアスが発生してし
まうという問題があった。この通過帯域外のスプリアス
は、ＩＤＴの電極を間引く周期に応じて複数ヶ所に発生
し、フィルタに要求される通過帯域外の減衰特性を満足
できない場合が多かった。
を周期的に間引きをした場合には、Δｆｐ（Δｆｓ）は
小さくなり、高角型比のフィルタの実現は可能である
が、フィルタの通過帯域外に、スプリアスが発生してし
まうという問題があった。この通過帯域外のスプリアス
は、ＩＤＴの電極を間引く周期に応じて複数ヶ所に発生
し、フィルタに要求される通過帯域外の減衰特性を満足
できない場合が多かった。
【００１２】一方、ＩＤＴの電極を外側ほど多く間引き
をした場合には、通過帯域外に発生するスプリアスを小
さく抑えることができ、かつΔｆｐ（Δｆｓ）も小さく
なるので、良好な帯域外減衰特性を有し、かつ高角型比
のフィルタの実現は可能であるが、この方法はＩＤＴの
全電極本数に対する間引いた電極本数（間引き率Ｒ）に
対するΔｆｐ（Δｆｓ）の縮小率が悪く、同じＲであっ
ても、周期的に間引きをした場合に比べてΔｆｐ（Δｆ
ｓ）の縮小率は半分程度になってしまう。
をした場合には、通過帯域外に発生するスプリアスを小
さく抑えることができ、かつΔｆｐ（Δｆｓ）も小さく
なるので、良好な帯域外減衰特性を有し、かつ高角型比
のフィルタの実現は可能であるが、この方法はＩＤＴの
全電極本数に対する間引いた電極本数（間引き率Ｒ）に
対するΔｆｐ（Δｆｓ）の縮小率が悪く、同じＲであっ
ても、周期的に間引きをした場合に比べてΔｆｐ（Δｆ
ｓ）の縮小率は半分程度になってしまう。
【００１３】すなわち、同じΔｆ（角型比）を有するフ
ィルタを作製しようとした場合、この方法では、周期的
に間引く方法に比べて約２倍のＲが必要である。電極を
間引くことでＩＤＴの静電容量は低下するので、これを
補正するために、通常ＩＤＴの開口長の拡大または電極
対数の増加が施される。つまり、Ｒが２倍になれば、Ｉ
ＤＴ面積の増大分は２倍以上になってしまい、フィルタ
チップサイズを小型化できないという問題があった。
ィルタを作製しようとした場合、この方法では、周期的
に間引く方法に比べて約２倍のＲが必要である。電極を
間引くことでＩＤＴの静電容量は低下するので、これを
補正するために、通常ＩＤＴの開口長の拡大または電極
対数の増加が施される。つまり、Ｒが２倍になれば、Ｉ
ＤＴ面積の増大分は２倍以上になってしまい、フィルタ
チップサイズを小型化できないという問題があった。
【００１４】そこで、この発明は、以上のような事情を
考慮してなされたものであり、弾性表面波フィルタに用
いられる弾性表面波共振子の構造を工夫することによ
り、弾性表面波共振子の共振周波数と反共振周波数の周
波数差を小さくし、かつ通過帯域外のスプリアスを抑
え、かつフィルタチップサイズを小型化できる弾性表面
波共振子、およびこれを用いた弾性表面波フィルタを実
現することを課題とする。
考慮してなされたものであり、弾性表面波フィルタに用
いられる弾性表面波共振子の構造を工夫することによ
り、弾性表面波共振子の共振周波数と反共振周波数の周
波数差を小さくし、かつ通過帯域外のスプリアスを抑
え、かつフィルタチップサイズを小型化できる弾性表面
波共振子、およびこれを用いた弾性表面波フィルタを実
現することを課題とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明は、圧電基板上
に形成された少なくとも１つのインターディジタルトラ
ンスデューサからなる弾性表面波共振子であって、前記
少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサ
が所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電
極の少なくとも２本の電極が間引きされ、間引きされた
電極の位置が非周期的であることを特徴とする弾性表面
波共振子を提供するものである。これによれば、弾性表
面波共振子の共振周波数と反共振周波数とを近づけるこ
とができ、弾性表面波フィルタの角型比を高め、かつ通
過帯域外のスプリアスを抑えた、小型な弾性表面波フィ
ルタを提供できる。
に形成された少なくとも１つのインターディジタルトラ
ンスデューサからなる弾性表面波共振子であって、前記
少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサ
が所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電
極の少なくとも２本の電極が間引きされ、間引きされた
電極の位置が非周期的であることを特徴とする弾性表面
波共振子を提供するものである。これによれば、弾性表
面波共振子の共振周波数と反共振周波数とを近づけるこ
とができ、弾性表面波フィルタの角型比を高め、かつ通
過帯域外のスプリアスを抑えた、小型な弾性表面波フィ
ルタを提供できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】この発明において、励振効率を効
果的に低減する等の観点から、間引きされない場合のく
し形電極の全電極本数をＲａ、間引きされた電極本数を
Ｒｍとした場合、間引きされた電極間に存在する電極の
本数Ｎが、１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）である
ようにした方が好ましい。
果的に低減する等の観点から、間引きされない場合のく
し形電極の全電極本数をＲａ、間引きされた電極本数を
Ｒｍとした場合、間引きされた電極間に存在する電極の
本数Ｎが、１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）である
ようにした方が好ましい。
【００１７】また、前記インターディジタルトランスデ
ューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾
性表面波の進行方向に平行な方向に見てほぼ均等な電極
数となるように３分割以上に領域分割した場合に、少な
くとも１つの分割数において、各分割領域内で励振され
る弾性表面波の平均規格化励振強度が、すべての分割領
域についてほぼ等しくなるようにくし形電極を間引きす
るようにしてもよい。
ューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾
性表面波の進行方向に平行な方向に見てほぼ均等な電極
数となるように３分割以上に領域分割した場合に、少な
くとも１つの分割数において、各分割領域内で励振され
る弾性表面波の平均規格化励振強度が、すべての分割領
域についてほぼ等しくなるようにくし形電極を間引きす
るようにしてもよい。
【００１８】さらに、この発明は、前記インターディジ
タルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極
を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見
てほぼ均等な電極数となるように３分割以上に領域分割
した場合に、少なくとも１つの分割数において分割領域
内で間引きされた電極本数の最大値と最小値との差が２
本以下であるようにしてもよい。
タルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極
を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見
てほぼ均等な電極数となるように３分割以上に領域分割
した場合に、少なくとも１つの分割数において分割領域
内で間引きされた電極本数の最大値と最小値との差が２
本以下であるようにしてもよい。
【００１９】ここで、前記弾性表面波共振子において、
間引きされた電極の本数が間引きされない場合の全電極
本数の２％から２２％となるようにしてもよい。さら
に、前記弾性表面波共振子において、間引きされた電極
位置に弾性表面波の励振に寄与しない擬似間引き電極を
形成してもよい。また、前記弾性表面波共振子におい
て、励振された弾性表面波の進行方向と平行な方向であ
って、かつ前記インターディジタルトランスデューサの
両側に反射器を近接配置してもよい。
間引きされた電極の本数が間引きされない場合の全電極
本数の２％から２２％となるようにしてもよい。さら
に、前記弾性表面波共振子において、間引きされた電極
位置に弾性表面波の励振に寄与しない擬似間引き電極を
形成してもよい。また、前記弾性表面波共振子におい
て、励振された弾性表面波の進行方向と平行な方向であ
って、かつ前記インターディジタルトランスデューサの
両側に反射器を近接配置してもよい。
【００２０】さらに、圧電基板と、圧電基板上に形成さ
れ、かつ梯子型に電気的接続がされた複数個の弾性表面
波共振子とからなる弾性表面波フィルタを形成する場合
において、少なくとも１つの前記弾性表面波共振子を、
前記したようなこの発明の弾性表面波共振子で構成して
もよい。
れ、かつ梯子型に電気的接続がされた複数個の弾性表面
波共振子とからなる弾性表面波フィルタを形成する場合
において、少なくとも１つの前記弾性表面波共振子を、
前記したようなこの発明の弾性表面波共振子で構成して
もよい。
【００２１】この発明において、励振効率とは、一般的
なモード結合理論で定義されている変換係数を意味し、
ＩＤＴに付加される電圧による励振効率を表す（弾性表
面波（ＳＡＷ）デバイスシミュレーション技術入門、橋
本研也著、1997年、リアライズ社、p216参照）。
なモード結合理論で定義されている変換係数を意味し、
ＩＤＴに付加される電圧による励振効率を表す（弾性表
面波（ＳＡＷ）デバイスシミュレーション技術入門、橋
本研也著、1997年、リアライズ社、p216参照）。
【００２２】以下、図面に示す実施の形態に基づいてこ
の発明を詳述する。なお、これによってこの発明が限定
されるものではない。
の発明を詳述する。なお、これによってこの発明が限定
されるものではない。
【００２３】まず、この発明のＳＡＷ共振子の構成及び
特性について、従来の一端子対弾性表面波共振子と対比
しながら説明する。図２の従来のＳＡＷ共振子では、圧
電基板上に、ＩＤＴ（周期ｐｉ）とＩＤＴの両側にグレ
ーティング反射器（周期ｐｒ）が、Ａｌ薄膜などによっ
て形成されている。ｐｉ／２とｐｒは、およそ一致する
ように設計され、ＩＤＴの周期ｐｉと弾性表面波の速度
ｖで決まる周波数ｆ（ｆ＝ｖ／ｐｉ）で鋭い共振を実現
する。なお、ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して
共振特性を得る場合、反射器が設けられない場合もあ
る。
特性について、従来の一端子対弾性表面波共振子と対比
しながら説明する。図２の従来のＳＡＷ共振子では、圧
電基板上に、ＩＤＴ（周期ｐｉ）とＩＤＴの両側にグレ
ーティング反射器（周期ｐｒ）が、Ａｌ薄膜などによっ
て形成されている。ｐｉ／２とｐｒは、およそ一致する
ように設計され、ＩＤＴの周期ｐｉと弾性表面波の速度
ｖで決まる周波数ｆ（ｆ＝ｖ／ｐｉ）で鋭い共振を実現
する。なお、ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して
共振特性を得る場合、反射器が設けられない場合もあ
る。
【００２４】図５に、この従来のＳＡＷ共振子のインピ
ーダンス特性図を示す。一般にＳＡＷ共振子は、図５の
ように共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａを持つ二重共
振特性を示す。ここで、図中のΔｆは２つの周波数の差
を表している。また、ラダー型のＳＡＷフィルタは、図
１のように弾性表面波共振子を並列と直列にいくつか接
続した構成であるが、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２の
反共振周波数ｆａｐと直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の
共振周波数ｆｒｓが、ほぼ一致するように共振子のＩＤ
Ｔが設計される（図３参照）。
ーダンス特性図を示す。一般にＳＡＷ共振子は、図５の
ように共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａを持つ二重共
振特性を示す。ここで、図中のΔｆは２つの周波数の差
を表している。また、ラダー型のＳＡＷフィルタは、図
１のように弾性表面波共振子を並列と直列にいくつか接
続した構成であるが、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２の
反共振周波数ｆａｐと直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の
共振周波数ｆｒｓが、ほぼ一致するように共振子のＩＤ
Ｔが設計される（図３参照）。
【００２５】フィルタ特性のうち角型比を向上させるた
めには、前記したようにＳＡＷ共振子の反共振周波数ｆ
ａと共振周波数ｆｒの周波数差Δｆ（＝ｆａ−ｆｒ）を
小さくすることが必要である。一般に、モード結合理論
が知られているが、ＳＡＷフィルタにおいてこの理論を
用いたシミュレーションを行い、「変換係数ζ」の値を
小さくすると反共振周波数ｆａが低周波側に移動し、ｆ
ａとｆｒの周波数差Δｆが小さくなることが判明した。
めには、前記したようにＳＡＷ共振子の反共振周波数ｆ
ａと共振周波数ｆｒの周波数差Δｆ（＝ｆａ−ｆｒ）を
小さくすることが必要である。一般に、モード結合理論
が知られているが、ＳＡＷフィルタにおいてこの理論を
用いたシミュレーションを行い、「変換係数ζ」の値を
小さくすると反共振周波数ｆａが低周波側に移動し、ｆ
ａとｆｒの周波数差Δｆが小さくなることが判明した。
【００２６】図６に、規格化変換係数ζ／ζ0（％）に
対する共振点と反共振点の周波数差Δｆ（ＭＨｚ）の変
化のグラフを示す。ここでは、８００ＭＨｚ帯のＳＡＷ
共振子を想定している。なお、規格化変換係数ζ／ζ0
とは、通常設計での変換係数ζ0で規格化された変換係
数のことである。規格化変換係数ζ／ζ0が小さいほど
励振効率が悪くなるということを示す。
対する共振点と反共振点の周波数差Δｆ（ＭＨｚ）の変
化のグラフを示す。ここでは、８００ＭＨｚ帯のＳＡＷ
共振子を想定している。なお、規格化変換係数ζ／ζ0
とは、通常設計での変換係数ζ0で規格化された変換係
数のことである。規格化変換係数ζ／ζ0が小さいほど
励振効率が悪くなるということを示す。
【００２７】図６によれば、ＳＡＷ共振子のＩＤＴにお
けるＳＡＷの励振効率を低下させれば、反共振周波数ｆ
ａが低周波側に移動し、Δｆが小さくなるということ
を、我々はモード結合理論を用いたシミュレーションに
より見出した。言いかえれば、ＩＤＴにおけるＳＡＷの
励振を抑えるほど、共振点と反共振点の周波数差Δｆは
小さくなり、角型比を高くすることができることにな
る。
けるＳＡＷの励振効率を低下させれば、反共振周波数ｆ
ａが低周波側に移動し、Δｆが小さくなるということ
を、我々はモード結合理論を用いたシミュレーションに
より見出した。言いかえれば、ＩＤＴにおけるＳＡＷの
励振を抑えるほど、共振点と反共振点の周波数差Δｆは
小さくなり、角型比を高くすることができることにな
る。
【００２８】以下に、共振点と反共振点の周波数差Δｆ
を効率的に小さくし、帯域外のスプリアスを抑え、角型
比を高くすることのできるＳＡＷ共振子の実施例を示
す。
を効率的に小さくし、帯域外のスプリアスを抑え、角型
比を高くすることのできるＳＡＷ共振子の実施例を示
す。
【００２９】図７に、この発明の一端子対ＳＡＷ共振子
の一実施例の構成図を示す。図７においては、ＩＤＴ
（総電極本数４０本＝Ｒａ）の中に、擬似間引き電極を
４本（＝Ｒｍ）設けている（Ｉ１〜Ｉ４）。間引き率Ｒ
＝４／４０＝１０（％）である。ここで擬似間引き電極
間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦０．４×（４０
−４−４）＝１２．８となるようにする。たとえば、図
７では、擬似間引き電極Ｉ1とＩ2との間の電極本数Ｒｍ
は５本であり、擬似間引き電極Ｉ2とＩ3との間の電極本
数Ｒｍは１１本である。
の一実施例の構成図を示す。図７においては、ＩＤＴ
（総電極本数４０本＝Ｒａ）の中に、擬似間引き電極を
４本（＝Ｒｍ）設けている（Ｉ１〜Ｉ４）。間引き率Ｒ
＝４／４０＝１０（％）である。ここで擬似間引き電極
間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦０．４×（４０
−４−４）＝１２．８となるようにする。たとえば、図
７では、擬似間引き電極Ｉ1とＩ2との間の電極本数Ｒｍ
は５本であり、擬似間引き電極Ｉ2とＩ3との間の電極本
数Ｒｍは１１本である。
【００３０】すべての電極を周期的に配置する通常設計
の一端子対ＳＡＷ共振子のＩＤＴは、図２のように上側
の端子に接続された電極Ｉａと下側の端子に接続された
電極Ｉｂが交互に配列されている。これに対して、この
発明の擬似間引き電極とは、通常設計で接続されるべき
端子とは逆の端子に接続された電極のことをいう。ＩＤ
Ｔの上側端子と下側端子には、逆極性の電圧が印加され
ている。接続端子の極性が逆なので、擬似間引き電極
（Ｉ１〜Ｉ４）からは弾性表面波は励振されない。した
がって、擬似間引き電極は、図７のように通常設計で接
続されるべき端子と逆の端子に接続する場合のほか、完
全に図７のＩ１〜Ｉ４の位置の電極を取り除いてしまっ
ても、同じ特性のＳＡＷ共振子が形成される。
の一端子対ＳＡＷ共振子のＩＤＴは、図２のように上側
の端子に接続された電極Ｉａと下側の端子に接続された
電極Ｉｂが交互に配列されている。これに対して、この
発明の擬似間引き電極とは、通常設計で接続されるべき
端子とは逆の端子に接続された電極のことをいう。ＩＤ
Ｔの上側端子と下側端子には、逆極性の電圧が印加され
ている。接続端子の極性が逆なので、擬似間引き電極
（Ｉ１〜Ｉ４）からは弾性表面波は励振されない。した
がって、擬似間引き電極は、図７のように通常設計で接
続されるべき端子と逆の端子に接続する場合のほか、完
全に図７のＩ１〜Ｉ４の位置の電極を取り除いてしまっ
ても、同じ特性のＳＡＷ共振子が形成される。
【００３１】ところで、擬似間引き電極を形成した領域
や電極を間引いた領域では、弾性表面波は励振されない
ので、ＩＤＴ全体のＳＡＷの励振効率は低下することに
なる。この励振効率の低下は、図６の変換係数ζの低下
をもたらす。図８に、図７に示したこの発明の間引きＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス特性図を示す。ここで実線
が図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子であり、破線が
図２に示した従来のＳＡＷ共振子のグラフである。変換
係数ζの低下の結果、ＳＡＷ共振子のインピーダンス特
性は図８のように反共振周波数ｆａが低周波側にシフト
（ｆａからｆａ’）し、Δｆが小さくなる。
や電極を間引いた領域では、弾性表面波は励振されない
ので、ＩＤＴ全体のＳＡＷの励振効率は低下することに
なる。この励振効率の低下は、図６の変換係数ζの低下
をもたらす。図８に、図７に示したこの発明の間引きＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス特性図を示す。ここで実線
が図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子であり、破線が
図２に示した従来のＳＡＷ共振子のグラフである。変換
係数ζの低下の結果、ＳＡＷ共振子のインピーダンス特
性は図８のように反共振周波数ｆａが低周波側にシフト
（ｆａからｆａ’）し、Δｆが小さくなる。
【００３２】また、フィルタチップサイズを小さくする
観点からは、ＩＤＴを励振されるＳＡＷの進行方向に平
行な方向に見てほぼ均等な電極数となるように３分割以
上に領域分割した場合において、各分割領域内でのＳＡ
Ｗの平均規格化励振強度が、すべての分割領域について
ほぼ等しくなるように、くし形電極が間引きされている
か、あるいは擬似間引き電極を設けることが好ましい。
観点からは、ＩＤＴを励振されるＳＡＷの進行方向に平
行な方向に見てほぼ均等な電極数となるように３分割以
上に領域分割した場合において、各分割領域内でのＳＡ
Ｗの平均規格化励振強度が、すべての分割領域について
ほぼ等しくなるように、くし形電極が間引きされている
か、あるいは擬似間引き電極を設けることが好ましい。
【００３３】図９に、従来のＳＡＷ共振子で周期的に擬
似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ４）を設けたＳＡＷ共振子の構
造を示す。ＩＤＴの電極の総数は４０本で、擬似間引き
電極は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）
で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き
率を持つ。
似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ４）を設けたＳＡＷ共振子の構
造を示す。ＩＤＴの電極の総数は４０本で、擬似間引き
電極は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）
で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き
率を持つ。
【００３４】図１０に、図９に示した周期的に擬似間引
き電極を設けた共振子のインピーダンス特性と、図７に
示したこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の
比較図を示す。間引き率Ｒが同じであるため、変換係数
ζが同じだけ低下し、同じだけΔｆが小さくなっている
ことがわかる。
き電極を設けた共振子のインピーダンス特性と、図７に
示したこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の
比較図を示す。間引き率Ｒが同じであるため、変換係数
ζが同じだけ低下し、同じだけΔｆが小さくなっている
ことがわかる。
【００３５】図１１に、図９に示した従来の周期的に擬
似間引き電極を設けたＳＡＷ共振子と、図７に示したこ
の発明のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比
較図を示す。広帯域で見ると、図９に示した従来の周期
的に擬似間引き電極を設けた共振子は、間引き位置の周
期性に起因するスプリアスが等間隔で発生していること
がわかる（破線のグラフ）。一方、図７に示したこの発
明のＳＡＷ共振子は、間引き電極間に存在する電極本数
が一定でないため、帯域外のスプリアスが大幅に低減し
ていることがわかる（実線のグラフ）。以上の結果か
ら、間引き電極は周期的に設けるよりも、周期性を持た
せない（間引き電極間に存在する電極本数が一定でない
ようにする）方がΔｆの縮小効果は同じで、かつ帯域外
スプリアスを抑制できるので、優れた共振子構造といえ
る。
似間引き電極を設けたＳＡＷ共振子と、図７に示したこ
の発明のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比
較図を示す。広帯域で見ると、図９に示した従来の周期
的に擬似間引き電極を設けた共振子は、間引き位置の周
期性に起因するスプリアスが等間隔で発生していること
がわかる（破線のグラフ）。一方、図７に示したこの発
明のＳＡＷ共振子は、間引き電極間に存在する電極本数
が一定でないため、帯域外のスプリアスが大幅に低減し
ていることがわかる（実線のグラフ）。以上の結果か
ら、間引き電極は周期的に設けるよりも、周期性を持た
せない（間引き電極間に存在する電極本数が一定でない
ようにする）方がΔｆの縮小効果は同じで、かつ帯域外
スプリアスを抑制できるので、優れた共振子構造といえ
る。
【００３６】図１２に、従来のＳＡＷ共振子で外側ほど
多く擬似間引き電極を設けた共振子の構造を示す。ＩＤ
Ｔの電極の総数は４０本で擬似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ
４）は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）
で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き
率を持つ。
多く擬似間引き電極を設けた共振子の構造を示す。ＩＤ
Ｔの電極の総数は４０本で擬似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ
４）は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）
で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き
率を持つ。
【００３７】図１３に、図１２に示した外側ほど多く擬
似間引き電極を設けた共振子と、図７に示したこの発明
のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比較図を
示す。両共振子共に、間引き位置に周期性がないため、
帯域外にスプリアスは観測されていない。図１４に、図
１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振
子のインピーダンス特性と、図７に示したこの発明のＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス特性の比較図を示す。間引
き率Ｒが同じであるのにもかかわらず、図１２に示した
外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子（破線のグ
ラフ）のΔｆはあまり小さくなっていないことがわか
る。
似間引き電極を設けた共振子と、図７に示したこの発明
のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比較図を
示す。両共振子共に、間引き位置に周期性がないため、
帯域外にスプリアスは観測されていない。図１４に、図
１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振
子のインピーダンス特性と、図７に示したこの発明のＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス特性の比較図を示す。間引
き率Ｒが同じであるのにもかかわらず、図１２に示した
外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子（破線のグ
ラフ）のΔｆはあまり小さくなっていないことがわか
る。
【００３８】以上の結果から、擬似間引き電極はＩＤＴ
の外側ほど多く設けるよりも、周期性を持たせずにＩＤ
Ｔ全体に非周期的に、すなわち間引き電極間に存在する
電極本数が一定でないように設けた方（図７のＳＡＷ共
振子）が、帯域外スプリアスを抑制でき、かつΔｆを効
果的に小さくできるので、高角型比のフィルタを作製す
る上で優れた共振子構造であることがわかる。
の外側ほど多く設けるよりも、周期性を持たせずにＩＤ
Ｔ全体に非周期的に、すなわち間引き電極間に存在する
電極本数が一定でないように設けた方（図７のＳＡＷ共
振子）が、帯域外スプリアスを抑制でき、かつΔｆを効
果的に小さくできるので、高角型比のフィルタを作製す
る上で優れた共振子構造であることがわかる。
【００３９】また、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振
子はＲ＝１０％なので、間引きによるＩＤＴの静電容量
の低下率は２０％程度である。これを補正するためのＩ
ＤＴ面積の増大率は、１／（１−０．２）＝１．２５
（倍）となる。これに対して、図１２に示した外側ほど
多く擬似間引き電極を設けた共振子で、図７に示したこ
の発明のＳＡＷ共振子と同程度のΔｆの縮小効果を出す
ためには、間引き率を約２倍にする必要がある（Ｒ＝２
０％）。このとき、ＩＤＴ面積の増大率は、１／（１−
０．４）＝１．６７（倍）となる。したがって、従来の
図１２のＳＡＷ共振子よりも、この発明の図７のＳＡＷ
共振子の方が、小型なＳＡＷフィルタを実現することが
できる。
子はＲ＝１０％なので、間引きによるＩＤＴの静電容量
の低下率は２０％程度である。これを補正するためのＩ
ＤＴ面積の増大率は、１／（１−０．２）＝１．２５
（倍）となる。これに対して、図１２に示した外側ほど
多く擬似間引き電極を設けた共振子で、図７に示したこ
の発明のＳＡＷ共振子と同程度のΔｆの縮小効果を出す
ためには、間引き率を約２倍にする必要がある（Ｒ＝２
０％）。このとき、ＩＤＴ面積の増大率は、１／（１−
０．４）＝１．６７（倍）となる。したがって、従来の
図１２のＳＡＷ共振子よりも、この発明の図７のＳＡＷ
共振子の方が、小型なＳＡＷフィルタを実現することが
できる。
【００４０】次に、電極の間引き率について説明する。
ここで、間引き率Ｒとは、１つのＩＤＴを構成するくし
形電極の全電極本数Ｒａに対する間引きした電極本数Ｒ
ｍの割合と定義する。すなわち、Ｒ＝（Ｒｍ／Ｒａ）×
１００（％）で表される。したがってＩＤＴの総電極本
数が１００本で、間引きした電極本数が１０本の場合、
間引き率Ｒ＝１０％である。また、擬似間引き電極を設
けた場合は、この電極の本数をＲｍとする。
ここで、間引き率Ｒとは、１つのＩＤＴを構成するくし
形電極の全電極本数Ｒａに対する間引きした電極本数Ｒ
ｍの割合と定義する。すなわち、Ｒ＝（Ｒｍ／Ｒａ）×
１００（％）で表される。したがってＩＤＴの総電極本
数が１００本で、間引きした電極本数が１０本の場合、
間引き率Ｒ＝１０％である。また、擬似間引き電極を設
けた場合は、この電極の本数をＲｍとする。
【００４１】ＳＡＷフィルタに要求される角型比などの
特性を満たす観点から、間引き率Ｒは、２％≦Ｒ≦２２
％の範囲が好適である。なぜなら、この範囲を越えて間
引き率Ｒを増加させた場合、帯域幅の減少と反共振のＱ
値の劣化を招き実用的でないからである。また間引き率
Ｒが２％よりも小さいと、Δｆの変化はほとんどなく、
角型比の改善が見られないからである。
特性を満たす観点から、間引き率Ｒは、２％≦Ｒ≦２２
％の範囲が好適である。なぜなら、この範囲を越えて間
引き率Ｒを増加させた場合、帯域幅の減少と反共振のＱ
値の劣化を招き実用的でないからである。また間引き率
Ｒが２％よりも小さいと、Δｆの変化はほとんどなく、
角型比の改善が見られないからである。
【００４２】図１５に、この発明の他の実施例として、
ＩＤＴの３つの領域Ａ，Ｂ，Ｃにおける擬似間引き電極
の本数の最大値と最小値の差が２本以下で、かつ間引き
電極間に存在する電極本数が一定でない共振子の構成図
を示す。ここでは、ＩＤＴを３つの領域に分割した場合
を示すが、これに限るものではなく、４分割以上に分割
してもよく、３分割以上のいずれかの分割数で、各分割
領域における擬似間引き電極本数の最大値と最小値の差
が２本以下になるようにすればよい。
ＩＤＴの３つの領域Ａ，Ｂ，Ｃにおける擬似間引き電極
の本数の最大値と最小値の差が２本以下で、かつ間引き
電極間に存在する電極本数が一定でない共振子の構成図
を示す。ここでは、ＩＤＴを３つの領域に分割した場合
を示すが、これに限るものではなく、４分割以上に分割
してもよく、３分割以上のいずれかの分割数で、各分割
領域における擬似間引き電極本数の最大値と最小値の差
が２本以下になるようにすればよい。
【００４３】図１５において、各分割領域における、擬
似間引き電極の最大値は３で最小値は１であり、その差
は２である。このように、分割領域における間引き本数
の最大値と最小値の差が２本以下にし、かつ、間引きさ
れた電極間に存在する電極本数が一定にならないように
構成した場合、図１１に示した実線のグラフと同様に、
高角型比で帯域外スプリアスのない共振／フィルタ特性
が得られる。
似間引き電極の最大値は３で最小値は１であり、その差
は２である。このように、分割領域における間引き本数
の最大値と最小値の差が２本以下にし、かつ、間引きさ
れた電極間に存在する電極本数が一定にならないように
構成した場合、図１１に示した実線のグラフと同様に、
高角型比で帯域外スプリアスのない共振／フィルタ特性
が得られる。
【００４４】図１５のように、ＩＤＴを領域分割した場
合において、別の観点から見ると、「平均規格化励振強
度」なるパラメータを、すべての分割領域についてほぼ
等しくなるように、擬似間引き電極を配置すれば、図１
１のような高角形比で帯域外スプリアスのほとんどない
共振／フィルタ特性が得られる。
合において、別の観点から見ると、「平均規格化励振強
度」なるパラメータを、すべての分割領域についてほぼ
等しくなるように、擬似間引き電極を配置すれば、図１
１のような高角形比で帯域外スプリアスのほとんどない
共振／フィルタ特性が得られる。
【００４５】ここで、ＩＤＴを領域分割した場合の、各
分割領域における、ＳＡＷの「平均規格化励振強度」
を、図１６を参照しながら定義する。図１６は２０本の
電極から構成されるＩＤＴを、ほぼ均等な電極数となる
ように３分割した場合の例を示している。領域Ａ，Ｂ，
Ｃはそれぞれ７本、６本、７本の電極から構成される。
図１６では、各領域Ａ，Ｂ，Ｃ内に、１ヶ所だけ、擬似
間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を設けている。擬似間引き
電極ではない隣接する２本の電極の間で励振されるＳＡ
Ｗの強度を「規格化励振強度」として「１」と定義すれ
ば、図１６の共振子において、もし擬似間引き電極を設
けなかったとすると、各領域における規格化励振強度の
合計値はそれぞれ、６．５，６，６．５である。
分割領域における、ＳＡＷの「平均規格化励振強度」
を、図１６を参照しながら定義する。図１６は２０本の
電極から構成されるＩＤＴを、ほぼ均等な電極数となる
ように３分割した場合の例を示している。領域Ａ，Ｂ，
Ｃはそれぞれ７本、６本、７本の電極から構成される。
図１６では、各領域Ａ，Ｂ，Ｃ内に、１ヶ所だけ、擬似
間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を設けている。擬似間引き
電極ではない隣接する２本の電極の間で励振されるＳＡ
Ｗの強度を「規格化励振強度」として「１」と定義すれ
ば、図１６の共振子において、もし擬似間引き電極を設
けなかったとすると、各領域における規格化励振強度の
合計値はそれぞれ、６．５，６，６．５である。
【００４６】図１６のように擬似間引き電極を設けた場
合、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３とその両側の電極の間
でＳＡＷは励振されないので、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３とその両側の電極間の規格化励振強度は共に「０」
となる。したがって、図１６のように擬似間引き電極を
設けたとすると、各領域における規格化励振強度の合計
値はそれぞれ４．５，４，４．５となる。これは、擬似
間引き電極を設けた場合も、擬似間引き電極の位置に電
極を設けない場合いわゆる間引きを施した場合も、同様
である。
合、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３とその両側の電極の間
でＳＡＷは励振されないので、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３とその両側の電極間の規格化励振強度は共に「０」
となる。したがって、図１６のように擬似間引き電極を
設けたとすると、各領域における規格化励振強度の合計
値はそれぞれ４．５，４，４．５となる。これは、擬似
間引き電極を設けた場合も、擬似間引き電極の位置に電
極を設けない場合いわゆる間引きを施した場合も、同様
である。
【００４７】ここで、各分割領域において、間引く前の
規格化励振強度の合計値に対する擬似間引き電極を設け
た後の規格化励振強度の合計値の比を、「平均規格化励
振強度」と定義する。図１６の場合、分割領域Ａ，Ｂ，
Ｃにおける平均規格化励振強度はそれぞれ０．６９，
０．６７，０．６９となり、すべての分割領域について
ほぼ等しい。このように、すべての分割領域において、
ＳＡＷの平均規格化励振強度をほぼ同じとなるように、
擬似間引き電極を設けるか、あるいはくし形電極を間引
きする場合にも、高角形比でスプリアスがほとんどない
ＳＡＷ共振子／ＳＡＷフィルタを提供することができ
る。
規格化励振強度の合計値に対する擬似間引き電極を設け
た後の規格化励振強度の合計値の比を、「平均規格化励
振強度」と定義する。図１６の場合、分割領域Ａ，Ｂ，
Ｃにおける平均規格化励振強度はそれぞれ０．６９，
０．６７，０．６９となり、すべての分割領域について
ほぼ等しい。このように、すべての分割領域において、
ＳＡＷの平均規格化励振強度をほぼ同じとなるように、
擬似間引き電極を設けるか、あるいはくし形電極を間引
きする場合にも、高角形比でスプリアスがほとんどない
ＳＡＷ共振子／ＳＡＷフィルタを提供することができ
る。
【００４８】なお、厳密に分割領域の電極の本数を同一
に合わせる必要はなく、ほぼ均等な本数で分割し、分割
領域における間引き本数の最大値と最小値の差が２本以
下になるように間引きを施し、かつ、間引きされた電極
間に存在する電極本数が一定でないようにすれば、角型
比の高いフィルタ特性が得られる。
に合わせる必要はなく、ほぼ均等な本数で分割し、分割
領域における間引き本数の最大値と最小値の差が２本以
下になるように間引きを施し、かつ、間引きされた電極
間に存在する電極本数が一定でないようにすれば、角型
比の高いフィルタ特性が得られる。
【００４９】ここで、間引き電極間に存在する電極の本
数Ｎは、前記したように１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ
−４）の範囲であることが好ましい。この範囲外のＮを
設定した場合には、ＳＡＷが励振する領域と励振しない
領域がまばらにならず、ＩＤＴ全体としての励振効率を
効果的に低減できないからである。つまり、この範囲外
のＮを設定した場合には、間引き率に対するΔｆの縮小
率が悪くなり、要求される小型なフィルタを実現するの
が困難である。
数Ｎは、前記したように１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ
−４）の範囲であることが好ましい。この範囲外のＮを
設定した場合には、ＳＡＷが励振する領域と励振しない
領域がまばらにならず、ＩＤＴ全体としての励振効率を
効果的に低減できないからである。つまり、この範囲外
のＮを設定した場合には、間引き率に対するΔｆの縮小
率が悪くなり、要求される小型なフィルタを実現するの
が困難である。
【００５０】以下に、この発明の弾性表面波共振子を用
いた弾性表面波フィルタの具体的構成の一実施例につい
て示す。図１７に、この発明の弾性表面波共振子を用い
たラダー型のＳＡＷフィルタの一実施例の構成図を示
す。これは、図１に示した従来のラダー型のＳＡＷフィ
ルタと同様に２つの直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１，Ｓ２と２
つの並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１，Ｐ２を有するＳＡＷフィ
ルタである。ただし、ＳＡＷ共振子として図７に示した
ような擬似間引き電極を有するものを用いる点で、図１
に示した従来のラダー型のＳＡＷフィルタと異なる。
いた弾性表面波フィルタの具体的構成の一実施例につい
て示す。図１７に、この発明の弾性表面波共振子を用い
たラダー型のＳＡＷフィルタの一実施例の構成図を示
す。これは、図１に示した従来のラダー型のＳＡＷフィ
ルタと同様に２つの直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１，Ｓ２と２
つの並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１，Ｐ２を有するＳＡＷフィ
ルタである。ただし、ＳＡＷ共振子として図７に示した
ような擬似間引き電極を有するものを用いる点で、図１
に示した従来のラダー型のＳＡＷフィルタと異なる。
【００５１】この発明のラダー型のＳＡＷフィルタは、
図１７のものに限るものではなく、直列腕ＳＡＷ共振子
のみに図７のこの発明のＳＡＷ共振子を用い、並列腕Ｓ
ＡＷ共振子は、図２に示したような従来のＳＡＷ共振子
を用いてもよい。逆に、並列腕ＳＡＷ共振子のみに図７
のＳＡＷ共振子を用いてもよい。さらに、直列腕及び並
列腕のＳＡＷ共振子の数も、図１７のものに限るもので
はなく、要求される性能、仕様等に応じて３個以上の任
意の数とすることができ、直列腕ＳＡＷ共振子と並列腕
ＳＡＷ共振子の数は同数でなくてもよい。
図１７のものに限るものではなく、直列腕ＳＡＷ共振子
のみに図７のこの発明のＳＡＷ共振子を用い、並列腕Ｓ
ＡＷ共振子は、図２に示したような従来のＳＡＷ共振子
を用いてもよい。逆に、並列腕ＳＡＷ共振子のみに図７
のＳＡＷ共振子を用いてもよい。さらに、直列腕及び並
列腕のＳＡＷ共振子の数も、図１７のものに限るもので
はなく、要求される性能、仕様等に応じて３個以上の任
意の数とすることができ、直列腕ＳＡＷ共振子と並列腕
ＳＡＷ共振子の数は同数でなくてもよい。
【００５２】＜第1実施例＞まず、直列腕ＳＡＷ共振子
のみについて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を
用いたラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。こ
こでは、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ3基板上
に、直列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラ
ダー型ＳＡＷフィルタとする。
のみについて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を
用いたラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。こ
こでは、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ3基板上
に、直列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラ
ダー型ＳＡＷフィルタとする。
【００５３】直列に接続したＳＡＷ共振子は図７のよう
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１３３μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の
周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０
本、ＩＤＴの電極の間引き率Ｒ＝１２．５％とする。擬
似間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦７
９．６となるようにする。ここで、Ｒａ＝２３２，Ｒｍ
＝２９である。
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１３３μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の
周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０
本、ＩＤＴの電極の間引き率Ｒ＝１２．５％とする。擬
似間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦７
９．６となるようにする。ここで、Ｒａ＝２３２，Ｒｍ
＝２９である。
【００５４】並列に接続したＳＡＷ共振子は図２のよう
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．８０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１２０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周
期ｐｒ＝２．４０μｍ、反射器の電極の数＝１２０本で
ある。
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．８０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１２０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周
期ｐｒ＝２．４０μｍ、反射器の電極の数＝１２０本で
ある。
【００５５】図１８に、この発明の第１実施例のＳＡＷ
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフィルタ
と、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフ
ィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線
がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間
引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷ
フィルタ（図１）の特性図である。
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフィルタ
と、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフ
ィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線
がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間
引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷ
フィルタ（図１）の特性図である。
【００５６】この図１８によれば、細い実線のこの発明
のＳＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用
いたフィルタは共に、直列腕ＳＡＷ共振子の共振点と反
共振点の周波数差Δｆが小さくなったため、通過域から
高周波側の減衰域にかけての立ち下りが急峻になり、角
型比が向上したことがわかる。
のＳＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用
いたフィルタは共に、直列腕ＳＡＷ共振子の共振点と反
共振点の周波数差Δｆが小さくなったため、通過域から
高周波側の減衰域にかけての立ち下りが急峻になり、角
型比が向上したことがわかる。
【００５７】従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法に
より、この発明と同様の角型特性を得るには、直列腕Ｓ
ＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要であ
る。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するため
に、直列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２００μｍ
にまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共
振子（開口長＝１３３μｍ）に比べて、３５７５１μｍ
2の面積の拡大となる。直列腕には４つのＳＡＷ共振子
を用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡
大分は１４３００５μｍ2となる。したがって、従来のＳ
ＡＷ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタ
は、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型
化が可能である。
より、この発明と同様の角型特性を得るには、直列腕Ｓ
ＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要であ
る。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するため
に、直列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２００μｍ
にまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共
振子（開口長＝１３３μｍ）に比べて、３５７５１μｍ
2の面積の拡大となる。直列腕には４つのＳＡＷ共振子
を用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡
大分は１４３００５μｍ2となる。したがって、従来のＳ
ＡＷ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタ
は、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型
化が可能である。
【００５８】図１９に、この発明の第1実施例のラダー
型ＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引
きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフ
ィルタを広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。
従来の周期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ
（破線）では、通過帯域外にスプリアスが複数発生して
いるが、この発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、この
スプリアスは抑制されていることがわかる。したがっ
て、本発明のＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方
法よりも良好な帯域外減衰特性を実現できる。
型ＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引
きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフ
ィルタを広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。
従来の周期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ
（破線）では、通過帯域外にスプリアスが複数発生して
いるが、この発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、この
スプリアスは抑制されていることがわかる。したがっ
て、本発明のＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方
法よりも良好な帯域外減衰特性を実現できる。
【００５９】＜第２実施例＞並列腕ＳＡＷ共振子のみに
ついて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を用いた
ラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。ここで
は、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ3基板上に、直
列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラダー型
ＳＡＷフィルタとする。
ついて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を用いた
ラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。ここで
は、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ3基板上に、直
列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラダー型
ＳＡＷフィルタとする。
【００６０】直列に接続したＳＡＷ共振子は図２のよう
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１００μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の
周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０本
とする。並列に接続したＳＡＷ共振子は図７のような構
成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．７６μｍ、ＩＤＴの開口
長＝１６０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周期ｐ
ｒ＝２．３８μｍ、反射器の電極の数＝１２０本、ＩＤ
Ｔの電極間引き率Ｒ＝１２．５％である。擬似間引き電
極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦５３．２とな
るようにする。ここで、Ｒａ＝１５６、Ｒｍ＝１９であ
る。
な構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの
開口長＝１００μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の
周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０本
とする。並列に接続したＳＡＷ共振子は図７のような構
成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．７６μｍ、ＩＤＴの開口
長＝１６０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周期ｐ
ｒ＝２．３８μｍ、反射器の電極の数＝１２０本、ＩＤ
Ｔの電極間引き率Ｒ＝１２．５％である。擬似間引き電
極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦５３．２とな
るようにする。ここで、Ｒａ＝１５６、Ｒｍ＝１９であ
る。
【００６１】図２０に、この発明の第２実施例のＳＡＷ
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタ
と、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフ
ィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線
がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間
引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷ
フィルタ（図１）の特性図である。
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタ
と、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフ
ィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線
がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間
引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷ
フィルタ（図１）の特性図である。
【００６２】図２０によれば、細い実線のこの発明のＳ
ＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用いた
フィルタは共に、並列腕ＳＡＷ共振子の共振点と反共振
点の周波数差Δｆが小さくなったため、低周波側の減衰
域から通過域にかけての立ち上がりが急峻になり、角型
比が向上したことがわかる。
ＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用いた
フィルタは共に、並列腕ＳＡＷ共振子の共振点と反共振
点の周波数差Δｆが小さくなったため、低周波側の減衰
域から通過域にかけての立ち上がりが急峻になり、角型
比が向上したことがわかる。
【００６３】従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法に
より、この発明と同様の角型特性を得るには、並列腕Ｓ
ＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要であ
る。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するため
に、並列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２４０μｍ
にまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共
振子（開口長＝１６０μｍ）に比べて２９７０２μｍ2
の面積の拡大となる。並列腕には２つのＳＡＷ共振子を
用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡大
分は５９４０４μｍ2となる。したがって、従来のＳＡ
Ｗ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタ
は、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型
化が可能である。
より、この発明と同様の角型特性を得るには、並列腕Ｓ
ＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要であ
る。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するため
に、並列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２４０μｍ
にまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共
振子（開口長＝１６０μｍ）に比べて２９７０２μｍ2
の面積の拡大となる。並列腕には２つのＳＡＷ共振子を
用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡大
分は５９４０４μｍ2となる。したがって、従来のＳＡ
Ｗ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタ
は、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型
化が可能である。
【００６４】図２１に、この発明の第２実施例のＳＡＷ
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタを
広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。従来の周
期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ（破線）で
は、通過帯域外にスプリアスが複数発生しているが、こ
の発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、このスプリアス
は抑制されていることがわかる。したがって、本発明の
ＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方法よりも良
好な帯域外減衰特性を実現できる。
フィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした
共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタを
広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。従来の周
期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ（破線）で
は、通過帯域外にスプリアスが複数発生しているが、こ
の発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、このスプリアス
は抑制されていることがわかる。したがって、本発明の
ＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方法よりも良
好な帯域外減衰特性を実現できる。
【００６５】
【発明の効果】この発明によれば、弾性表面波共振子の
ＩＤＴを構成するくし形電極において、非周期的に電極
を間引くようにしているので、弾性表面波共振子の共振
周波数と反共振周波数を任意に接近させることができ、
高角型比の弾性表面波共振子及びラダー型ＳＡＷフィル
タが実現可能である。また、従来の周期的に間引く方法
で発生していた通過帯域外のスプリアスも抑制すること
ができる。さらに、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く
方法よりも少ない間引き率で同等のΔｆの縮小効果が得
られるため、従来のものよりも素子の小型化が可能であ
る。非周期的に間引いた電極の位置に擬似間引き電極を
設けた場合も同様に、弾性表面波共振子のΔｆの縮小、
スプリアスの抑制、小型化が可能である。
ＩＤＴを構成するくし形電極において、非周期的に電極
を間引くようにしているので、弾性表面波共振子の共振
周波数と反共振周波数を任意に接近させることができ、
高角型比の弾性表面波共振子及びラダー型ＳＡＷフィル
タが実現可能である。また、従来の周期的に間引く方法
で発生していた通過帯域外のスプリアスも抑制すること
ができる。さらに、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く
方法よりも少ない間引き率で同等のΔｆの縮小効果が得
られるため、従来のものよりも素子の小型化が可能であ
る。非周期的に間引いた電極の位置に擬似間引き電極を
設けた場合も同様に、弾性表面波共振子のΔｆの縮小、
スプリアスの抑制、小型化が可能である。
【図１】従来のラダー型のＳＡＷフィルタの構成図であ
る。
る。
【図２】従来の一端子対ＳＡＷ共振子の構成図である。
【図３】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの通過特性図で
ある。
ある。
【図４】帯域通過型フィルタに求められる周波数特性の
説明図である。
説明図である。
【図５】従来のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図で
ある。
ある。
【図６】規格化変換係数に対する周波数差Δｆの変化の
グラフである。
グラフである。
【図７】この発明の一端子対ＳＡＷ共振子の一実施例の
構成図である。
構成図である。
【図８】この発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性
図である。
図である。
【図９】従来のＳＡＷ共振子で、周期的に擬似間引き電
極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。
極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。
【図１０】従来とこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダ
ンス特性図である。
ンス特性図である。
【図１１】従来とこの発明のＳＡＷ共振子の通過特性の
比較図である。
比較図である。
【図１２】従来のＳＡＷ共振子で、外側ほど多くの擬似
間引き電極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。
間引き電極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。
【図１３】従来とこの発明のＳＡＷ共振子の通過特性の
比較図である。
比較図である。
【図１４】従来とこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダ
ンス特性の比較図である。
ンス特性の比較図である。
【図１５】この発明のＳＡＷ共振子の一実施例の構成図
である。
である。
【図１６】この発明のＳＡＷ共振子において、平均規格
化励振強度の説明のための構成図である。
化励振強度の説明のための構成図である。
【図１７】この発明のＳＡＷ共振子を用いたラダー型の
ＳＡＷフィルタの一実施例の構成図である。
ＳＡＷフィルタの一実施例の構成図である。
【図１８】従来とこの発明の第１実施例のＳＡＷフィル
タの周波数特性の比較図である。
タの周波数特性の比較図である。
【図１９】従来とこの発明の第１実施例のＳＡＷフィル
タの周波数特性の比較図である。
タの周波数特性の比較図である。
【図２０】従来とこの発明の第２実施例のＳＡＷフィル
タの周波数特性の比較図である。
タの周波数特性の比較図である。
【図２１】従来とこの発明の第２実施例のＳＡＷフィル
タの周波数特性の比較図である。
タの周波数特性の比較図である。
１ ＩＤＴ ２ 反射器 Ｓ１ 直列腕ＳＡＷ共振子 Ｓ２ 直列腕ＳＡＷ共振子 Ｐ１ 並列腕ＳＡＷ共振子 Ｐ２ 並列腕ＳＡＷ共振子 Ｉ１〜Ｉ４ 擬似間引き電極 Ａ 分割領域 Ｂ 分割領域 Ｃ 分割領域
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 堤 潤 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 松田 隆志 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 伊形 理 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5J097 AA14 AA18 AA29 BB02 BB11 CC02 CC14 DD13 DD16 GG03 KK03
Claims (8)
- 【請求項１】 圧電基板上に形成された少なくとも１つ
のインターディジタルトランスデューサからなる弾性表
面波共振子であって、前記少なくとも１つのインターデ
ィジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構
成され、かつ前記くし形電極の少なくとも２本の電極が
間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的である
ことを特徴とする弾性表面波共振子。 - 【請求項２】 前記インターディジタルトランスデュー
サを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表
面波の進行方向に平行な方向に見てほぼ均等な電極数と
なるように３分割以上に領域分割した場合に、少なくと
も１つの分割数において、各分割領域内での弾性表面波
の平均規格化励振強度が、すべての分割領域についてほ
ぼ等しくなるようにくし形電極が間引きされていること
を特徴とする請求項１記載の弾性表面波共振子。 - 【請求項３】 前記インターディジタルトランスデュー
サを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表
面波の進行方向に平行な方向に見てほぼ均等な電極数と
なるように３分割以上に領域分割した場合に、少なくと
も１つの分割数において、各分割領域内で間引きされた
電極本数の最大値と最小値との差が２本以下であること
を特徴とする請求項１の弾性表面波共振子。 - 【請求項４】 前記間引きされた電極の本数が間引きさ
れない場合の全電極本数の２％から２２％であることを
特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の弾性表面
波共振子。 - 【請求項５】 間引きされない場合のくし形電極の全電
極本数をＲａ、間引きされた電極の本数をＲｍとした場
合、間引きされた電極間に存在する電極の本数Ｎが、１
≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）であることを特徴と
する請求項１から４のいずれかに記載の弾性表面波共振
子。 - 【請求項６】 間引きされた電極の位置に、弾性表面波
の励振に寄与しない擬似間引き電極を形成したことを特
徴とする請求項１から５のいずれかに記載の弾性表面波
共振子。 - 【請求項７】 励振された弾性表面波の進行方向と平行
な方向であって、かつ前記インターディジタルトランス
デューサの両側に反射器を近接配置したことを特徴とす
る請求項１から６のいずれかに記載の弾性表面波共振
子。 - 【請求項８】 圧電基板と、圧電基板上に形成され、か
つ梯子型に電気的接続がされた複数個の弾性表面波共振
子とからなる弾性表面波フィルタであって、少なくとも
１つの前記弾性表面波共振子が、前記請求項１から７の
いずれかに記載の弾性表面波共振子であることを特徴と
する弾性表面波フィルタ。
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|---|---|---|---|
| JP2001122754A JP3824499B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
| US09/940,888 US6552632B2 (en) | 2001-04-20 | 2001-08-29 | Surface acoustic wave resonator with withdrawn electrodes and surface acoustic wave ladder filter using same |
| KR1020010054964A KR100658994B1 (ko) | 2001-04-20 | 2001-09-07 | 탄성표면파 공진자 및 탄성표면파 필터 |
| DE10153093A DE10153093B4 (de) | 2001-04-20 | 2001-10-30 | Oberflächenakustikwellenresonator und Oberflächenakustikwellenfilter |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001122754A JP3824499B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
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|---|---|---|---|
| JP2003421208A Division JP3866709B2 (ja) | 2003-12-18 | 2003-12-18 | 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002319842A true JP2002319842A (ja) | 2002-10-31 |
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|---|---|---|---|
| JP2001122754A Expired - Lifetime JP3824499B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
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| KR (1) | KR100658994B1 (ja) |
| DE (1) | DE10153093B4 (ja) |
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| EP1758246A2 (en) | 2005-08-25 | 2007-02-28 | Fujitsu Media Devices Limited | Filter and antenna duplexer |
| JP2010206843A (ja) * | 2010-06-10 | 2010-09-16 | Fujitsu Media Device Kk | フィルタおよびアンテナ分波器 |
| US9118303B2 (en) | 2012-05-24 | 2015-08-25 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Filter, duplexer, and communication module |
| WO2018199070A1 (ja) * | 2017-04-28 | 2018-11-01 | 株式会社村田製作所 | 弾性波装置、フィルタ及び複合フィルタ装置 |
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