JP2002281095A - 多重装置 - Google Patents

多重装置

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JP2002281095A JP2001074990A JP2001074990A JP2002281095A JP 2002281095 A JP2002281095 A JP 2002281095A JP 2001074990 A JP2001074990 A JP 2001074990A JP 2001074990 A JP2001074990 A JP 2001074990A JP 2002281095 A JP2002281095 A JP 2002281095A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 高速動作するフリップフロップ回路などの電
子デバイスを用いなくても、高速光伝送が可能となり、
通常のフリップフロップ回路の動作速度限界をも超えた
光伝送速度を可能とし、低コストかつ小型化にも寄与す
ること。 【解決手段】 符号器４は、Ｂ／２の伝送速度をもつ２
系統の信号を、Ｂ／２の周波数で各系統の信号を保持し
て出力するフリップフロップ回路４ａ，４ｂと、フリッ
プフロップ回路４ａ，４ｂから出力された各出力信号を
加算して出力する加算器４ｆと、フリップフロップ回路
４ｂからの出力信号を、加算器４ｆの入力タイミング時
に、フリップフロップ回路４ａから出力された出力信号
に比して１／Ｂ時間分遅延させる遅延器４ｅとを備え
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複数の高速なデ
ィジタル電気信号を時分割多重して光信号を変調するデ
ュオバイナリー変調方式を用いた多重装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来から、デュオバイナリー方式を用い
た光伝送装置がある。この光伝送装置としては、例えば
文献"The duobinery technique for high-speed data t
ransmission "（IEEE Transaction on Communication &
Electronics,Vol.82,1963）、および文献"Characteris
tics of Optical Duobinary Signals in Terabit/s Cap
acity, High-Spectral Efficiency WDM Systems "（IEE
E Journal of LightwaveTechnology ,Vol.16,No5,199
8）に示されている。
【０００３】上述した文献に示されたデュオバイナリ方
式は、従来、無線のベースバンド変調方式のパーシャル
レスポンス方式として１９６０年代に検討され、１９９
０年代に入ってから光変調スペクトルの狭窄化の目的で
利用されている方式である。この符号方式は、［０／
１］の２値信号を、［０／１／２］の３値信号に変換す
ることで周波数帯域を圧縮し、受信端の復号部では、
［０，２］の信号を、［０］の信号に変換し、［１］の
信号を［１］に変換することによって、送信元の［０／
１］の２値信号を再生する方式である。
【０００４】図１８は、上述した従来のデュオバイナリ
ー方式を用いた光伝送装置の構成を示すブロックであ
る。図１８において、B/N[bit/sec]のＮ並列の低速信号
Ｓ２０１は、多重回路２０１によって多重化され、B[bi
t/sec]の２値信号Ｓ２０２に変換される。この２値信号
Ｓ２０２は、プリコーダ２０２に入力され、ビット間の
符号間干渉を低減するための処理が施された２値信号Ｓ
２０３を符号器２０３に出力する。符号器２０３は、２
値信号Ｓ２０３を３値信号Ｓ２０４に変換して出力す
る。
【０００５】符号器２０３から出力された電気信号であ
る３値信号Ｓ２０４は、光変調器２０４に入力され、光
電界強度(位相)が［１(０)、１(π)、０(位相無)］の３
値をもった光３値信号にＥ／Ｏ変換されて出力される。
この光３値信号を受信する受信側の復号器２０６内のＯ
／Ｅ変換部２０６ａは、光ディテクタによって光３値信
号の光強度に応じた電流信号に変換されるため、位相情
報は失われ、光３値信号は、電気信号である２値信号Ｓ
２０６に変換され、送信側の２値信号Ｓ２０２に復され
る。
【０００６】ここで、符号器２０３は、前段のプリコー
ダ２０２の存在によって、２値信号Ｓ２０２の［０］値
を、［０］値または[２]値に変換し、［１］値を、
［１］値に変換することができる。プリコーダ２０２
は、ＥＸＯＲゲート２０２ａと、ＥＸＯＲゲート２０２
ａの反転出力信号を、Ｔ（＝１／Ｂ）[sec]だけ遅延さ
せ、再びＥＸＯＲゲート２０２ａに入力する遅延器２０
２ｂとを有する。
【０００７】符号器２０３は、入力された２値信号Ｓ２
０３を２分岐し、一方の２値信号に対して遅延器２０３
ａが、分岐された２値信号Ｓ２０３間に遅延時間差Ｔ[s
ec]を付与し、その後、遅延器２０３ａから出力された
２値信号と他方の２値信号とを、加算器２０３ｂによっ
てアナログ的に加算し、３値信号Ｓ２０４として出力す
る。
【０００８】ここで、符号器２０３は、具体的に図１９
に示す構成によって実現することができる。図１９
（ａ）に示した符号器２１３は、１つのフリップフロッ
プ回路２１３ａとフリップフロップ回路２１３ａの後段
に接続され、カットオフ周波数がＢ／４[Hz]のローパス
フィルタ２１３ｂとによって実現される。また、図１９
（ｂ）に示した符号器２２３は、２つのフリップフロッ
プ回路２２３ａ，２２３ｂによって構成されたシフトレ
ジスタと、このシフトレジスタから出力される信号を加
算する加算器２２３ｃとによって実現される。
【０００９】図１９（ａ）および図１９（ｂ）に示した
符号器２１３，２２３は、機能的には同じであり、ある
タイミングの入力信号「１」に対して出力信号が２クロ
ック間において、１クロック分間引きされ、１クロック
分伸ばされた「１，１」の信号を生成し、入力信号
「０」に対して同様に、出力信号が２クロック間におい
て、１クロック分間引きされ、１クロック分伸ばされた
「０，０」の信号を生成し、符号器２２３では、図２０
に示すように、これらの信号Ｓ２０１，Ｓ２０２を加算
器２２３ｃによって加算した３値信号Ｓ２０４として出
力する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の光伝送装置では、プリコーダ２０２の出力信号およ
び符号器２２３内のシフトレジスタの出力信号は、いず
れも２値信号Ｓ２０２の送信ビットレートＢと同じＢ[b
it/sec]で変化し、この速度で処理しなければならな
い。
【００１１】したがって、多重化された２値信号Ｓ２０
２と同じデータ速度B[bit/sec]で動作可能な電子デバイ
ス、たとえば高速フリップフロップ回路が必須であると
いう問題点があった。
【００１２】特に、ネットワークの基幹回線を構成する
光伝送路では、光伝送速度をできる限り高速化すること
がコスト上、有利になるが、上述したフリップフロップ
回路などの電子デバイスの動作速度が制約となってい
る。したがって、できる限り低速な電子デバイスを用い
て、高速の光伝送速度が得られることが望ましい。
【００１３】この発明は上記に鑑みてなされたもので、
高速動作するフリップフロップ回路などの電子デバイス
を用いなくても、高速光伝送が可能となり、通常のフリ
ップフロップ回路の動作速度限界をも超えた光伝送速度
を可能とし、低コストかつ小型化にも寄与することがで
きる多重装置を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明にかかる多重装置は、複数のディジタル信
号を時分割多重し、この時分割多重された信号を符号器
によって３値の電気信号に変換し、光変調器がこの３値
の電気信号によって光源からの入力光を変調し、所定値
の伝送速度をもつ光信号として生成出力する多重化装置
において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送速
度をもつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で
各系統の信号を保持して出力する第１および第２のフリ
ップフロップ回路と、前記第１および第２のフリップフ
ロップ回路から出力された各出力信号を加算して出力す
る加算手段と、前記第２のフリップフロップ回路からの
出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記
第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に
比して前記所定値分の１の時間分遅延させる遅延手段と
を備えたことを特徴とする。
【００１５】この発明によれば、第１および第２のフリ
ップフロップ回路が、前記所定値の１／２の伝送速度を
もつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で各系
統の信号を保持して出力し、遅延手段が、前記第２のフ
リップフロップ回路からの出力信号を、前記加算手段の
入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路
から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時
間分遅延させ、加算手段が、前記第１および第２のフリ
ップフロップ回路から出力された各出力信号を加算して
出力するようにしている。
【００１６】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記第１および第２のフリップフロップ回
路からの出力信号をそれぞれ増幅する第１および第２の
増幅手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１７】この発明によれば、第１および第２の増幅
手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路か
らの出力信号をそれぞれ増幅するようにしている。
【００１８】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記加算手段からの出力信号を増幅する第
３の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１９】この発明によれば、第３の増幅手段が、前
記加算手段からの出力信号を増幅するようにしている。
【００２０】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記第１および第２の増幅手段あるいは前
記第３の増幅手段は、出力信号の振幅を一定レベル以上
に増幅させない飽和特性を有することを特徴とする。
【００２１】この発明によれば、前記第１および第２の
増幅手段あるいは前記第３の増幅手段が、出力信号の振
幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有するよ
うにしている。
【００２２】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記遅延手段は、前記第２のフリップフロ
ップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路
であることを特徴とする。
【００２３】この発明によれば、前記遅延手段が、前記
第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播遅
延を有した伝送線路としている。
【００２４】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記遅延手段は、前記第２のフリップフロ
ップ回路の前段に配置され、前記第２のフリップフロッ
プからの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時
に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出
力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させる時
間遅延手段と、前記第２のフリップフロップ回路のクロ
ックタイミングを１８０度シフトさせる移相手段とを備
えたことを特徴とする。
【００２５】この発明によれば、前記遅延手段の時間遅
延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の前段に配
置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号
を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフ
リップフロップ回路から出力された出力信号に比して前
記所定値分の１の時間分遅延させ、移相手段が、前記第
２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８
０度シフトさせるようにしている。
【００２６】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光変調器は、入力光を２分岐する光分
岐手段と、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流さ
せる光合流手段と、前記３値の電気信号によって、前記
光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する
光位相変調手段とを備えたマッハツェンダ型光変調器で
あることを特徴とする。
【００２７】この発明によれば、光分岐手段が、入力光
を２分岐し、光位相変調手段が、前記３値の電気信号に
よって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位
相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分岐
した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器によ
って、前記光変調器を構成している。
【００２８】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光変調器は、入力光を２分岐する光分
岐手段と、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流さ
せる光合流手段と、前記３値の電気信号によって、前記
光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する
第１の位相変調手段と、前記３値の電気信号によって、
前記光分岐手段が２分岐した他方の光信号の位相を変化
する第２の位相変調手段とを備えたマッハツェンダ型光
変調器であることを特徴とする。
【００２９】この発明によれば、光分岐手段が、入力光
を２分岐し、第１の位相変調手段が、前記３値の電気信
号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号
の位相を変化させ、第２の位相変調手段が、前記３値の
電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方の
光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手
段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光
変調器によって前記光変調器を構成するようにしてい
る。
【００３０】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送
速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および
第２の排他的論理和ゲート回路と、前記第２の排他的論
理和ゲート回路から出力された出力信号を、前記所定値
分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段とを有し
たプリコーダを備え、前記第１の排他的論理和ゲート回
路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信
号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの
出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリ
ップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他
的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和
ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２
系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的
論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論
理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出
力するとともに、前記信号遅延手段に出力することを特
徴とする。
【００３１】この発明によれば、前記第１の排他的論理
和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ
２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延
手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記
第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記
第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排
他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速
度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第
１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号と
の排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロッ
プ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力し
て、３値信号を生成するためのプリコードを行うように
している。
【００３２】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力
されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記３
値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記所
定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成する
ためのプリコードを行うプリコーダと、前記プリコーダ
から出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝
送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に
多重化して前記符号器に出力する第１および第２の多重
回路とをさらに備え、前記プリコーダにおいて、Ｎ並列
の低速信号に対応したＮ並列の各排他的論理和ゲート回
路は、当該排他的論理和ゲート回路の出力を当該排他的
論理和ゲート回路の偶奇順序に応じて前記第１あるいは
前記第２の多重回路に出力するとともに、次番の排他的
論理和ゲート回路の入力として出力し、最終番の排他的
論理和ゲート回路は、所定値分の１のＮ倍時間分遅延し
た排他的論和出力を前記第１番の排他的論理和ゲート回
路の入力として出力することを特徴とする。
【００３３】この発明によれば、プリコーダが、Ｎ並列
（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排他
的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生成
する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝送
速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコードを
行い、第１および第２の多重回路が、前記プリコーダか
ら出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝送
速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に多
重化して前記符号器に出力するようにし、前記プリコー
ダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各排
他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回路
の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応じ
て前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力するとと
もに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力
し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の１
のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前記第１番の排
他的論理和ゲート回路の入力として出力するようにして
いる。
【００３４】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光変調器からの出力光を入力として所
定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィ
ルタをさらに備え、前記光源は、光強度が時間的に変化
しない直流光源であり、前記光バンドパスフィルタは、
当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が、前記光
変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調
光の中心周波数±０．６×所定値以内であることを特徴
とする。
【００３５】この発明によれば、光強度が時間的に変化
しない直流光源を変調した光デュオバイナリー変調信号
を、光バンドパスフィルタが、当該光バンドパスフィル
タの２ｄＢ透過帯域を、前記光変調器から出力された前
記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６
×所定値以内としている。
【００３６】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光源は、前記所定値の周期で該光源の
光強度の強弱を繰り返すパルス光源であることを特徴と
する。
【００３７】この発明によれば、前記光源を、前記所定
値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光源
としている。
【００３８】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記パルス光源が出力する光パルスの光位
相は、各パルス毎に１８０度変化することを特徴とす
る。
【００３９】この発明によれば、前記パルス光源が出力
する光パルスの光位相を、各パルス毎に１８０度変化す
るようにしている。
【００４０】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光変調器からの出力光を入力として所
定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィ
ルタをさらに備え、前記光バンドパスフィルタは、当該
光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前記光変調器
から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中
心周波数±１．１×所定値以内であることを特徴とす
る。
【００４１】この発明によれば、光バンドパスフィルタ
を、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前記
光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変
調光の中心周波数±１．１×所定値以内とし、狭帯域化
を図っている。
【００４２】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記光バンドパスフィルタの機能を有し、
複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力する
合波手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００４３】この発明によれば、合波手段が、前記光バ
ンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長多
重した波長多重光として出力するようにしている。
【００４４】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記
変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手
段と、前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波
を直交させる偏波面調整手段とをさらに備え、隣接する
各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以内とする
ことを特徴とする。
【００４５】この発明によれば、偏波面調整手段が、前
記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波
を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有し
た複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出
力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定
値の１．２倍以内としている。
【００４６】つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発
明において、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記
変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手
段と、前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波
を直交させる偏波面調整手段とをさらに備え、隣接する
各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以内とする
ことを特徴とする。
【００４７】この発明によれば、偏波面調整手段が、前
記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波
を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有し
た複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出
力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定
値の２．３倍以内としている。
【００４８】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明にかかる多重装置の好適な実施の形態を詳細に説明
する。
【００４９】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１である多重装置の構成を示すブロック図である。
また、図２は、図１に示した各部の信号波形を示す図で
ある。図１において、多重回路１，２に入力されたＮ並
列の低速信号Ｓ１は、多重回路１，２によって、（Ｎ／
２）：１にそれぞれ多重され、信号速度をそれぞれＢ／
２[bit/sec]の２系統の２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂに多重
化される。
【００５０】この２系統の２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂは、
それぞれプリコーダ３のＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂに入
力され、Ｂ／２[bit/sec]の２系統の２値信号Ｓ３ａ，
Ｓ３ｂに変換される。ＥＸＯＲゲート３ａから出力され
た２値信号Ｓ３ａは、他方のＥＸＯＲゲート３ｂに入力
されるとともに、符号器４のフリップフロップ回路４ａ
に入力される。また、ＥＸＯＲゲート３ｂから出力され
た２値信号Ｓ３ｂは、遅延器３ｃによってＢ（＝２Ｔ）
時間遅延され、他方のＥＸＯＲゲート３ａに入力される
とともに、符号器４のフリップフロップ回路４ｂに入力
される。
【００５１】プリコーダ３から出力された２系統の２値
信号Ｓ３ａ，ｓ３ｂは、それぞれフリップフロップ回路
４ａ，４ｂによって波形整形され、さらに後段の増幅器
に４ｃ，４ｄによってそれぞれ必要な振幅に増幅され
る。ここで、増幅器４ｃ，４ｄが、ある一定の振幅以上
には増幅させない飽和特性を持たせると、信号波形の擾
乱を吸収し、最終的な出力波形に整形することができ
る。この波形整形は、増幅器４ｃ，４ｄを、フリップフ
ロップ回路４ａ，４ｂとともに、単一のデバイスとし
て、たとえば同一半導体チップ上に集積化すると一層効
果的に波形整形することができる。
【００５２】増幅器４ｃから出力された信号Ｓ４ｃは、
そのまま加算器４ｆに出力され、増幅器４ｄから出力さ
れた信号Ｓ４ｄは、遅延器４ｅによって、信号Ｓ４ｃに
比してＴ[sec]（=１／Ｂ）分、遅延された後、信号Ｓ４
ｅとして加算器４ｆに出力される。この加算器４ｆによ
って、２値の信号Ｓ４ｃ，Ｓ４ｅが加算され、３値信号
Ｓ４ｆに変換され、光変調器５の変調信号として出力さ
れる。この３値信号Ｓ４ｆは、光源６からの出力光を変
調する変調信号として用いられる。
【００５３】光変調器５は、光源からの入力光を光分岐
部によって２分岐し、位相変調部５ａによって、分岐さ
れた光の位相を変調信号によって移相させた後に、合流
部によって光の電界加算を行うものである。合流部に入
射する２つの光の位相が一致している場合、出力光強度
が増大し、位相がπ[rad]ずれている場合、出力光強度
が無くなる。位相変調部５ａでの移相量が０[rad]であ
れば出力光強度が強く、移相量がπになると弱まり、移
相量が２π[rad]になると再び出力光強度が強まる特性
が得られる。この特性を適用することよって、３値の変
調信号を用いて、光強度を２値に変調することができ
る。
【００５４】ここで、図２に示すタイミングチャートを
参照して、フリップフロップ回路４ａ，４ｂの動作速度
がＢ／２[bit/sec]で十分であることについて説明す
る。図２（ａ）に示す信号波形は、送信信号であり、こ
の多重装置が送信すべきＢ[bit/sec]の多重信号を
「１，０」の２値で示したものである。従来では、この
送信信号をプリコーダ１０１によって処理し、Ｂ[bit/s
ec]の２値信号に変換した後、２ビットのシフトレジス
タに入力していた。プリコーダ２０２および符号器２０
３内のシフトレジスタは、Ｂ[bit/sec]での動作が必要
となる。
【００５５】図２（ｂ）に示す矢印を参照すると、従来
の符号器２０３では、プリコーダ２０２から入力された
１クロック幅の信号を、符号器２０３内の２つのフリッ
プフロップ回路によって２クロックに相当する時間引き
伸ばし、その後、これらを加算するようにしている。
【００５６】一方、この実施の形態１に示したプリコー
ダ３の出力は、図２（ｄ）に示すように、最初から２ク
ロック長の時間間隔でトグルされる２系統の２値信号Ｓ
２ａ，Ｓ２ｂであり、これらの２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ
を保持するフリップフロップ回路４ａ，４ｂも、Ｂ／２
[bit/sec]で動作するため、従来と同様に、各２値信号
を２クロック幅に引き伸ばすことができる。同様にし
て、加算器４ｆから出力される信号波形は、図２（ｆ）
に示すように従来と同じ３値信号となる。
【００５７】この実施の形態１では、プリコーダ３およ
び符号器４で使用するクロックを、従来の２分の１のク
ロックを用いて、同じ送信側の２値信号を３値信号に変
換することができるので、高速動作電子デバイスを用い
なくても、最終的にＢ［bit/sec］の信号処理を、高速
動作電子デバイスを使用したときと同様に処理すること
ができる。逆に、フリップフロップ回路などの処理速度
の限界を超えた変換処理を実行でき、一層高速の処理が
可能になる。
【００５８】実施の形態２．つぎに、この発明の実施の
形態２について説明する。図３は、この発明の実施の形
態２である多重装置の符号器の構成を示す図である。図
３において、この符号器１４では、符号器４の増幅器４
ｃ，４ｄの代わりに、１つの増幅器１４ａを加算器４ｆ
の後段に設けている。その他の構成は、実施の形態１と
同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００５９】ここで、増幅器４ｃ，４ｄと異なり、増幅
器１４ａに入力される信号は、３値信号であるため、増
幅器４ｃ，４ｄのように、飽和特性を持たせることには
適さないが、増幅器の個数を少なくすることができ、符
号器１４、ひいては多重装置全体の小型化を促進するこ
とができる。
【００６０】実施の形態３．つぎに、この発明の実施の
形態３について説明する。図４は、この発明の実施の形
態３である多重装置の符号器の構成を示す図である。図
４において、この符号器２４は、実施の形態２に示した
遅延器４ｅの代わりに、遅延器２４ａをフリップフロッ
プ回路４ｂの前段に設け、さらに、フリップフロップ回
路４ｂのクロックの位相をπ［rad］だけ移相する移相
器２４ｂを設けている。これによって、加算器４ｆに入
力される各系統の２値信号間にＴ[sec]（=１／Ｂ）の遅
延差をもたせることができる。移相器２４ｂを設けるの
は、遅延してきた信号をたたくクロックも遅延に対応さ
せる必要があるからである。その他の構成は、実施の形
態２と同じであり、同一構成部分には同一符号を付して
いる。
【００６１】この実施の形態３では、フリップフロップ
回路４ａ，４ｂと加算器４ｆとを同一のＩＣとして集積
化する場合、遅延器２４ａをＩＣ外部に設けることがで
きる。一般にフリップフロップ回路４ａ，４ｂと加算器
４ｆとの間の伝搬遅延は、信号の反射などによる影響を
低減するためにも、可能な限り短い伝送路とすることが
好ましいが、この実施の形態３では、ＩＣ内部で遅延さ
せる構成をもつ必要がなくなり、この結果、精度の高い
符号器を実現することができる。
【００６２】実施の形態４．つぎに、この発明の実施の
形態４について説明する。上述した実施の形態１〜３で
は、いずれも１つの制御信号入力端子をもつマッハツェ
ンダ型の光変調器であったが、この実施の形態４では、
２つの制御信号入力端子をもつマッハツェンダ型の光変
調器に対しても、上述した実施の形態１〜３の処理と同
様な処理を可能としている。
【００６３】図５は、この発明の実施の形態４である多
重装置の符号器の構成を示す図である。図５において、
この符号器３４は、実施の形態１に示した符号器４に対
応した符号器であり、増幅器４ｃ，４ｄに対応した増幅
器３４ｃ，３４ｄと、遅延器４ｅに対応した２つの遅延
器３１ａ，３１ｂと、加算器４ｆに対応した２つの加算
器３２ａ，３２ｂとを有し、増幅器３４ｃ，３４ｄから
出力される正相と逆相との２系統の信号は、最終的に、
２つの制御信号入力端子をもつマッハツェンダ型の光変
調器３５の各制御信号入力端子に出力される。その他の
構成は、実施の形態１と同じであり、同一構成部分には
同一符号を付している。
【００６４】ここで、２つの制御信号入力端子をもつ光
変調器３５の場合、光変調器３５内において合流する２
つの光の位相差をπ[rad]にする際に、光位相変調器３
５ａで＋π／２[rad]変化させ、光位相変調器３５ｂで
−π／２[rad]変化させればよく、１つの制御信号入力
端子をもつ光変調器に比して、光位相変調器毎の移相変
化量が少なくて済み、光変調スペクトルを狭窄化できる
特徴を持っている。
【００６５】この場合、２つの光位相変調器３５ａ，３
５ｂを駆動する２系統の３値の変調信号は、増幅器３４
ｃ，３４ｄから出力される正相および逆相のそれぞれの
出力信号を加算することで生成することができる。この
生成された２系統の３値信号は、レベルを［１，０、−
１］と捕らえると正と負とが反転した対象波形となるた
め、差動信号として並送させると外部からのノイズに強
い特徴を発揮する。
【００６６】また、図６は、この発明の実施の形態４で
ある多重装置の他の符号器の構成を示す図である。図６
に示した符号器４４は、実施の形態３に示した符号器２
４に対応し、図５に示した符号器３４の遅延器３１ａ，
３１ｂに代えて、遅延器４４ａをフリップフロップ回路
４ｂの前段に設け、さらに、フリップフロップ回路４ｂ
のクロックの位相をπ［rad］だけ移相する移相器４４
ｂを設けている。これによって、加算器３２ａ，３２ｂ
に入力される各系統の２値信号間にＴ[sec]（=１／Ｂ）
の遅延差をもたせることができる。移相器４４ｂを設け
るのは、実施の形態３と同様に、遅延してきた信号をた
たくクロックも遅延に対応させる必要があるからであ
る。その他の構成は、図５に示した符号器と同じであ
り、同一構成部分には同一符号を付している。
【００６７】この実施の形態４では、１つの制御信号入
力端子をもつ光変調器に対する実施の形態１〜３の機能
と同様にして、２つの制御信号入力端子をもつ光変調器
に対しても同様に、高速電子デバイスを用いなくても、
２値信号を３値信号に高速変換出力することができる。
【００６８】実施の形態５．つぎに、この発明の実施の
形態５について説明する。上述した実施の形態１に示し
たプリコーダ３では、たとえばＥＸＯＲゲート３ａの正
相出力は、他方のＥＸＯＲゲート３ｂの入力端子と、次
段のフリップフロップ回路４ａとに入力されていた。こ
の場合、各ＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂのファンアウト数
が２つとなる。
【００６９】これに対し、図７に示したこの発明の実施
の形態５のプリコーダ５３では、各ＥＸＯＲゲート３
ａ，３ｂに対応する各ＥＸＯＲゲート５３ａ，５３ｂに
正相出力と逆相出力とをもたせ、ＥＸＯＲゲート５３ａ
の逆相出力を他方のＥＸＯＲゲート５３ｂの入力端子に
接続し、ＥＸＯＲゲートの正相出力を遅延器３ｃを介し
てＥＸＯＲゲート５３ａの入力端子に接続するようにし
ている。なお、その他の構成は、実施の形態１と同じで
あり、同一構成部分には、同一符号を付している。
【００７０】この実施の形態５では、ＥＸＯＲゲート５
３ａ，５３ｂのファンアウト数がそれぞれ１つとなるた
め、実施の形態１に示したＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂの
ファンアウト数が２つの場合に比して、動作速度を高速
にすることができる。
【００７１】実施の形態６．つぎに、この発明の実施の
形態６について説明する。図８は、この発明の実施の形
態６である多重装置のプリコーダおよび符号器に関連す
る構成を示す図である。上述した実施の形態５では、Ｅ
ＸＯＲゲート５３ｂの出力を２Ｔ[sec]だけ遅延させた
信号を、ＥＸＯＲゲート５３ａに入力するようにしてい
るが、この実施の形態６では、ＥＸＯＲゲート５３ｂの
後段に配置されたフリップフロップ回路４ｂの出力信号
を、２Ｔ[sec]だけ遅延させた信号として、ＥＸＯＲゲ
ート５３ａに入力するようにしている。
【００７２】すなわち、この実施の形態６では、実施の
形態５に示した遅延器３ｃの構成を削除し、ＥＸＯＲゲ
ート５３ｂの後段に配置されるフリップフロップ回路４
ｂの出力信号を、遅延信号として有効利用している。こ
の結果、この実施の形態６では、構成要素を少なくする
ことができ、これによって多重装置の小型軽量化を一層
促進することができる。
【００７３】実施の形態７．つぎに、この発明の実施の
形態７について説明する。図９は、この発明の実施の形
態７である多重装置のプリコーダおよび符号器に関連す
る構成を示す図である。図９において、プリコーダ７３
と符号器７４とは、それぞれ実施の形態５に示したプリ
コーダ５３および符号器４に対応するが、この実施の形
態７は、プリコーダ７３と符号器７４とを物理的に異な
る部品として構成するようにしている。すなわち、異な
るＩＣとして構成している。
【００７４】この結果、プリコーダ７３を実現するＩＣ
と、符号器７４を実現するＩＣとの間は、信号線によっ
て接続されるため、信号線の伝搬遅延などによって、２
系統の２値信号のタイミングが狂ってしまう場合が発生
する。このため、この実施の形態７では、信号線の接続
箇所において、それぞれクロック発生器７に同期するフ
リップフロップ回路７３ａ，７３ｂおよびフリップフロ
ップ回路７４ａ，７４ｂを設けている。この場合、２つ
のフリップフロップ回路７３ａ，７４ａは、フリップフ
ロップ回路４ａに対応し、２つのフリップフロップ回路
７３ｂ，７４ｂは、フリップフロップ回路４ｂに対応し
ている。ただし、各２系統の信号は、それぞれ１つのク
ロック分、同期して遅延することになる。
【００７５】この実施の形態７では、プリコーダ７３の
出力側および符号器７４の入力側に、それぞれフリップ
フロップ回路７３ａ，７３ｂおよびフリップフロップ回
路７４ａ，７４ｂを設けているので、プリコーダ７３と
符号器７４とが異なるＩＣとして実装される場合であっ
ても、これらを接続する信号線の遅延差による信号波形
崩れなどの影響を最小限に抑えることができる。
【００７６】実施の形態８．つぎに、この発明の実施の
形態８について説明する。図１０は、この発明の実施の
形態８である多重装置のプリコーダの構成を示す図であ
る。上述した実施の形態１〜７では、すべて多重回路
１，２の後段にプリコーダを配置し、プリコーダ出力を
符号器に入力するようにしていたが、プリコーダが処理
する信号速度は、Ｂ／２[bit/sec]であるため、以前と
して高速処理が要求される。
【００７７】これに対し、この実施の形態８では、プリ
コーダを、多重回路１，２の前段部分に配置し、Ｎ並列
の低速信号Ｓ１に対して並列的にプリコードしようとす
るものである。
【００７８】図１０において、このプリコーダ８１は、
Ｂ／Ｎ[bit/sec]のＮ並列の低速信号Ｓ１に対して、Ｎ
個のＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎを適用するものであ
る。各ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎは、それぞれ後段
に配置されたＮ個のフリップフロップ回路４−１〜４−
Ｎに接続される。各フリップフロップ回路４−１〜４−
Ｎを設けたのは、後段の各多重回路１，２に対するタイ
ミング調整のためである。なお、フリップフロップ回路
４−Ｎは、そのほか、実施の形態７で示したように、遅
延器としての機能を有する。
【００７９】各ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎには、Ｎ
並列の低速信号が１つずつ入力される。ＥＸＯＲゲート
３−１〜３−Ｎの各出力は、後段のフリップフロップ回
路４−１〜４−Ｎに出力されるとともに、ＥＸＯＲゲー
ト３−１〜３−（Ｎ−１）の各出力は、隣接する並列の
並び番号が１つ多いＥＸＯＲゲート３−２〜３−Ｎにそ
れぞれ入力される。
【００８０】フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎのう
ちの奇数番目のフリップフロップ回路４−１，４−３，
４−５，…の出力は、多重回路１に出力され、フリップ
フロップ回路４−１〜４−Ｎのうちの偶数番目のフリッ
プフロップ回路４−２，４−４，４−６，…の出力は、
多重回路２に出力される。また、フリップフロップ回路
４−Ｎの出力は、このフリップフロップ回路４−Ｎの保
持期間を遅延として利用し、この遅延した出力をＥＸＯ
Ｒゲート３−１に入力する。
【００８１】多重回路１，２は、それぞれプリコーダ８
１から入力されたＮ／２個の出力信号を多重化して、図
示しない符号器に出力する。ここで、多重回路１，２
は、クロック発生器７が出力するＢ／２[bit/sec]のク
ロックをもとに変換処理を行うが、フリップフロップ回
路４−１〜４−Ｎの処理はＮ並列の低速信号であるた
め、Ｂ／２[bit/sec]のクロックをＮ／２倍分周する分
周器８２によって発生した低速のクロックによって、各
フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎは同期して動作す
る。
【００８２】この実施の形態８では、Ｎ並列の低速信号
Ｓ１入力が低速であるため、ＥＸＯＲゲート３−１〜３
−Ｎの動作速度に余裕ができ、確実なプリコード処理が
実現される。特に、光通信では、１０Ｇ〜４０Ｇ[bit/s
ec]といった高速信号をプリコーダで処理すると、各Ｅ
ＸＯＲゲート自体の遅延時間が無視できなくなり、遅延
時間２Ｔ以内に出力信号を、対応するＥＸＯＲゲートの
入力に戻すことが難しくなるが、多重回路１，２の前段
に配置すると、信号接続遅延時間が２Ｔ・Ｎ [sec]に増
大するため、高速通信の実現性が高くなる。なお、プリ
コーダ８１の配置は、Ｎ並列部分であっても、Ｎ／２並
列部分であっても、Ｎ／４並列部分であっても同様に動
作させることが可能であり、プリコーダ８１の配置は、
ＩＣの集積化単位や、消費電力などを勘案して最適な構
成を選択すれば良い。
【００８３】実施の形態９．つぎに、この発明の実施の
形態９について説明する。上述した実施の形態１〜８で
は、光源６については特に言及していなかったが、この
実施の形態９では、光源６として、一定の出力強度を連
続出力するＤＣ光源を用いている。
【００８４】図１１は、光源としてＤＣ光源を用いた場
合における符号器出力と光デュオバイナリー信号と復号
後出力との電気スペクトルおよび波長多重後の光スペク
トルを示す図である。たとえば、図１に光源６としてＤ
Ｃ光源を用いた場合、符号器４から出力される電気３値
をもつデュオバイナリー変調信号のスペクトルは、図１
１（ａ）に示すスペクトルとなる。このデュオバイナリ
ー変調信号は、Ｂ／２[bit/sec]の２系統の信号を加算
した信号であるため、この信号スペクトルは、図１１
（ａ）の実線で示すように、Ｂ／２[bit/sec]の２値信
号と同等の形状を示すスペクトルとなる。なお、図１１
（ａ）に示した破線は、Ｂ[bit/sec]の２値信号のスペ
クトルを示している。
【００８５】図１１（ａ）に示した実線のスペクトルを
もって変調された光スペクトルは、図１１（ｂ）の実線
で示すように、光キャリア周波数ｆｃ[Hz]を中心に広が
る。この光スペクトルのうち、伝送信号成分は、ｆｃ±
（Ｂ／２）[Hz]のメインローブに含まれているので、こ
の帯域外のスペクトルは、光フィルタによってカットし
ても信号波形は、保存されることになる。この光フィル
タは、光変調器の後段に設ける。
【００８６】なお、信号波形のフィルタリングは、電気
領域でも行うことができるが、光フィルタを用いると、
高次のフィルタ特性が得やすいため、フィルタのサイド
ロープの急峻な抑圧が可能な理想的なフィルタを実現で
きる。
【００８７】この光フィルタの帯域幅は、ｆｃ±０．５
×Ｂ[Hz]でも良いが、現実的には、光位相特性が平坦で
あると期待される２ｄＢ帯域幅ｄ１０が、ｆｃ±０．６
×Ｂ[Hz]よりも狭くするぐらいが適当である。なお、位
相特性が理想的なフィルタを用いるのであれば、帯域幅
を、ｆｃ±０．７×０．５×Ｂ[Hz]程度に狭窄化して
も、「０，１」を識別することが可能である。
【００８８】図１１（ｃ）は、複数の光デュオバイナリ
ー信号を波長多重化した場合の光スペクトルを示す図で
ある。図１１（ｃ）では、波長間隔ｄ１１を、Ｂ[Hz]±
αとしているが、多少のペナルティを覚悟すれば、波長
間隔ｄ１１を、Ｂ[Hz]以下に狭めることも可能である。
【００８９】この場合、後述するように、隣接波長の偏
波を直交するように偏波調整を行うことによって、スペ
クトルが重なる領域でのビート雑音が低減され、ペナル
ティを大幅に低減することができる。
【００９０】図１１（ｄ）は、受信側において１つの波
長を抽出し、フォトディテクタなどの受信器によって２
乗検波した後の電気波形スペクトルを示している。光ス
ペクトル領域では、光位相を用いた３値伝送を行ってい
るが、フォトディテクタでは、位相情報が縮退し、パワ
ーを示す２値信号に変換され、これによってスペクトル
が図１１（ｄ）に示すように、Ｂ[bit/sec]の２値信号
スペクトルに変換されることになる。
【００９１】ここで、図１２は、波長多重を実現する多
重装置の構成を示す図である。図１２において、実施の
形態１〜８の多重装置に対応する多重部９１−１〜９１
−ｎは、それぞれ光キャリア周波数に対応した光信号を
出力するＤＣ光源としての光源９０を有する。各多重部
９１−１〜９１−ｎの後段には、各光キャリア周波数に
対応する上述した光フィルタ９２−１〜９２−ｎがそれ
ぞれ設けられる。さらに、光フィルタ９２−１〜９２−
ｎから出力されたｎ個の光信号は、合波器９３に入力さ
れ、波長多重され、この波長多重光は、１本の光ファイ
バ上に出力されて伝送される。
【００９２】なお、上述したようい隣接波長の偏波を互
いに直交させる場合には、各光フィルタ９２−１〜９２
−ｎと合波器９３との間に、隣接波長の偏波が直交する
ように調整する偏波調整部を設ければよい。
【００９３】この実施の形態９では、符号器出力あるい
は光デュオバイナリー信号の信号成分をもつスペクトル
幅が半減するので、このスペクトル幅に対応したフィル
タリングを行うことによって、波長多重数を倍増するこ
とができ、高速大容量光通信を容易に実現することがで
きる。
【００９４】実施の形態１０．つぎに、この発明の実施
の形態１０について説明する。上述した実施の形態９で
は、光源６としてＤＣ光源を用いていたが、この実施の
形態１０では、光源６として、信号速度Ｂ[bit/sec]と
同じＢ[Hz]の周期で強度が変化するパルス光源を用いて
いる。
【００９５】このパルス光源を用いる光強度変調方式を
ＲＺ（Return to Zero）変調という。図１３は、パルス
の光位相とこのパルスの伝搬波形とを説明する図であ
る。図１３（ａ）は、送信端における光パルス波形を示
しており、２つの光パルスは重なっていない。しかし、
光パルスが長距離伝搬されると、波長分散などの影響を
受けて、パルス幅が広がり、隣接パルス同士に重なり部
分Ｅ１が生じる。
【００９６】この場合、隣接するパルスの光位相が同相
であるとき、パルス幅が重なった重なり部分Ｅ１におい
て光位相が強め合い、パルスとパルスとの間に光り強度
が強まる部分が発生する。ここで、光伝送路の非線形性
が問題となる長距離光伝送システムでは、パルス間の山
形状が徐々に増大し、もとの光パルス波形を大幅に乱す
ことがある。
【００９７】一方、隣接するパルスの光位相を毎パルス
１８０度反転させると、パルスの重なり部分Ｅ２で位相
が反転するため、互いに弱め合い、パルス間に、山形状
が発生しない。このようなＲＺ変調方式は、時間平均す
ると、光キャリア成分が抑圧されているため、ＣＳ（Ca
rrier Suppressed）−ＲＺ変調方式と呼ばれる。このＣ
Ｓ−ＲＺ変調方式は、光信号の非線形性が問題となる長
距離光伝送システムにおける波形伝搬に有利な方式であ
る。
【００９８】図１４は、上述したＣＳ−ＲＺ変調方式に
おけるスペクトル形状の一例を示した図である。図１４
（ａ）は、符号器出力の電気スペクトルを示している。
図１４（ｂ）は、光変調器によって変調された光スペク
トルを示している。ここで、パルス光源が、Ｂ[Hz]でそ
の強度が変化し、パルス毎に位相が１８０度反転する場
合、光スペクトルは、図１４（ｂ）に示すように、図１
１（ｂ）の光スペクトルをＢ[Hz]だけずらし、それぞれ
を加算したような形状となる。
【００９９】ここで、ＲＺ変調波形の主成分は、２つの
山からなるメインローブに含まれているため、信号帯域
は、ｆｃ±Ｂ[Hz]に含まれる。サイドローブは、実施の
形態９と同様に、光フィルタを用いて抑圧することがで
きる。光フィルタの２ｄＢ帯域ｄ２１は、実施の形態９
と同様に、２Ｂ[Hz]もしくは、０．７×２×Ｂ[Hz]程度
であっても、波形が保存されるが、実用上は、光フィル
タの２ｄＢ帯域が２．３[Hz]以下程度にするとよい。帯
域幅が２．３×Ｂ[Hz]となるのは、実施の形態９と同様
の帯域幅１．３×Ｂ[Hz]と、２つのメインローブ間の間
隔Ｂ[Hz]との和が、２．３[Hz]となるからである。
【０１００】図１４（ｃ）は、ＣＳ−ＲＺ変調方式によ
る光デュオバイナリー信号を波長多重したときの光スペ
クトルである。図１４（ｃ）に示すように、ＣＳ−ＲＺ
変調方式を採用して、波長多重化する場合であっても、
少ない波長間隔で多くの波長を多重化でき、しかも波形
伝搬を良好に行うことができる。
【０１０１】図１５は、ＣＳ−ＲＺ変調方式を用いて波
長多重を行う多重装置の構成を示す図である。図１５に
おいて、実施の形態１〜８の多重装置に対応する多重部
１０１−１〜１０１−ｎは、それぞれ光キャリア周波数
に対応した光信号を出力するパルス光源としての光源１
００を有する。各多重部１０１−１〜１０１−ｎの後段
には、各光キャリア周波数に対応する上述した光フィル
タ１０２−１〜１０２−ｎがそれぞれ設けられる。さら
に、光フィルタ１０２−１〜１０２−ｎから出力された
ｎ個の光信号は、合波器１０３に入力され、波長多重さ
れ、この波長多重光は、１本の光ファイバ上に出力され
て伝送される。
【０１０２】図１６は、ＣＳ−ＲＺ変調方式によるデュ
オバイナリー信号を波長多重する場合における波長の偏
波を互いに直交させた場合のスペクトルを示した説明図
である。図１６において、隣接する波長は、互いに直交
するようにしている。隣接する波長が互いに直交する
と、電界が直接加算されることがないため、波長間クロ
ストークによる伝送ペナルティが大幅に軽減される。こ
の場合、波長間隔は２．３×Ｂ[Hz]以下でも問題が発生
せず、多少のペナルティを覚悟すれば、たとえば、波長
間隔ｄ２２を、１．６×Ｂ程度に近接しても、信号伝送
を行うことができる。
【０１０３】図１７は、隣接する波長を互いに直交させ
て波長多重を行う多重装置の構成を示す図である。図１
７において、この多重装置は、図１５に示した多重装置
の光フィルタ１０２−１〜１０２−ｎと合波器１０３と
の間に、隣接する波長を互いに直交させる偏波調整を行
う偏波調整部１０４が設けられている。その他の構成
は、図１５に示した構成と同じであり、同一構成部分に
は同一符号を付している。このような構成によって、隣
接する波長が互いに直交する波長多重が実現される。な
お、偏波調整部１０４は、基準の偏波面とこの基準の偏
波面に直交する直交偏波面とに調整すべき各波長毎にま
とめ、このまとめた波長毎に偏波調整を行い、その後、
合波するようにしてもよいし、各波長毎に偏波調整を行
うようにしてもよい。
【０１０４】この実施の形態１０では、符号器出力ある
いは光デュオバイナリー信号の信号成分を従来と同じス
ペクトル幅で、ＣＳ−ＲＺ変調方式を実現することがで
き、ＣＳ−ＲＺ変調方式による波長多重数を倍増するこ
とができ、高速大容量光通信を容易に実現することがで
きる。
【０１０５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、第１および第２のフリップフロップ回路が、前記所
定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、該所定
値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出力し、
遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路からの出
力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第
１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比
して前記所定値分の１の時間分遅延させ、加算手段が、
前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力さ
れた各出力信号を加算して出力するようにしているの
で、前記符号器を構成する第１および第２のフリップフ
ロップ回路などの電子デバイスに要求される処理速度が
半減し、低コストかつ小型化した多重装置を実現するこ
とができるという効果を奏する。
【０１０６】つぎの発明によれば、第１および第２の増
幅手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路
からの出力信号をそれぞれ増幅するようにしているの
で、前記変調器に入力される変調信号である３値の電気
信号の信号レベルを適切に保つことができるという効果
を奏する。
【０１０７】つぎの発明によれば、第３の増幅手段が、
前記加算手段からの出力信号を増幅するようにしている
ので、少ない個数の増幅手段で済み、小型軽量化を一層
促進することができるという効果を奏する。
【０１０８】つぎの発明によれば、前記第１および第２
の増幅手段あるいは前記第３の増幅手段が、出力信号の
振幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有する
ようにしているので、適切な信号レベルをもつ信号とし
て出力することができるという効果を奏する。
【０１０９】つぎの発明によれば、前記遅延手段が、前
記第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播
遅延を有した伝送線路としているので、確実な伝送遅延
を得ることができるという効果を奏する。
【０１１０】つぎの発明によれば、前記遅延手段の時間
遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の前段に
配置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号
を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフ
リップフロップ回路から出力された出力信号に比して前
記所定値分の１の時間分遅延させ、移相手段が、前記第
２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８
０度シフトさせるようにしているので、時間遅延手段を
外部に設けることができ、確実な遅延を設定することが
できるとともに、他の構成の集積化を促進できるという
効果を奏する。
【０１１１】つぎの発明によれば、光分岐手段が、入力
光を２分岐し、光位相変調手段が、前記３値の電気信号
によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の
位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分
岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器に
よって、前記光変調器を構成しているので、一つの光位
相変調手段をもつマッハツェンダ型光変調器であって
も、低速の電子デバイスを用いて光デュオバイナリー変
調信号を生成することができるという効果を奏する。
【０１１２】つぎの発明によれば、光分岐手段が、入力
光を２分岐し、第１の位相変調手段が、前記３値の電気
信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信
号の位相を変化させ、第２の位相変調手段が、前記３値
の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方
の光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐
手段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型
光変調器によって前記光変調器を構成するようにしてい
るので、二つの光位相変調手段をもつマッハツェンダ型
光変調器であっても、低速の電子デバイスを用いて光デ
ュオバイナリー変調信号を生成することができるという
効果を奏する。
【０１１３】つぎの発明によれば、前記第１の排他的論
理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をも
つ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅
延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前
記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前
記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の
排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送
速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記
第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号
との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロ
ップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力
して、３値信号を生成するためのプリコードを行うよう
にしているので、低速の電子デバイスによって、３値の
電気信号を生成するためのプリコード処理を行うことが
できるという効果を奏する。
【０１１４】つぎの発明によれば、プリコーダが、Ｎ並
列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排
他的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生
成する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝
送速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコード
を行い、第１および第２の多重回路が、前記プリコーダ
から出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝
送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に
多重化して前記符号器に出力するようにし、前記プリコ
ーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各
排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回
路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応
じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力すると
ともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出
力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の
１のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前記第１番の
排他的論理和ゲート回路の入力として出力するようにし
ているので、一層、低速にプリコード処理を行うことが
できるので、さらに高速処理が可能になるとともに、確
実なプリコード処理を行うことができるという効果を奏
する。
【０１１５】つぎの発明によれば、光強度が時間的に変
化しない直流光源を変調した光デュオバイナリー変調信
号を、光バンドパスフィルタが、当該光バンドパスフィ
ルタの２ｄＢ透過帯域を、前記光変調器から出力された
前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．
６×所定値以内としているので、波長多重を行う場合
に、多重数を多くすることができるという効果を奏す
る。
【０１１６】つぎの発明によれば、前記光源を、前記所
定値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光
源としているので、安定した光伝送を行うことができる
という効果を奏する。
【０１１７】つぎの発明によれば、前記パルス光源が出
力する光パルスの光位相を、各パルス毎に１８０度変化
するようにしているので、ＣＳ−ＲＺ変調方式を実現す
ることができ、この場合であっても狭帯域化が可能であ
り、波長多重数を増大させることができるという効果を
奏する。
【０１１８】つぎの発明によれば、光バンドパスフィル
タを、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前
記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ
変調光の中心周波数±１．１×所定値以内とし、狭帯域
化を図っているので、波長多重数を増大することができ
るという効果を奏する。
【０１１９】つぎの発明によれば、合波手段が、前記光
バンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長
多重した波長多重光として出力するようにしているの
で、波長多重化を行う際、多重数を増大することができ
るという効果を奏する。
【０１２０】つぎの発明によれば、偏波面調整手段が、
前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏
波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有
した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として
出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所
定値の１．２倍以内としているので、波長多重数を増大
することができるという効果を奏する。
【０１２１】つぎの発明によれば、偏波面調整手段が、
前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏
波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有
した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として
出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所
定値の２．３倍以内としているので、パルス光源である
場合でも、波長帯域を狭めることができ、波長多重数を
増大することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１である多重装置の全
体構成を示す図である。
【図２】 図１に示した多重装置の各部から出力される
信号波形を示すタイミングチャートである。
【図３】 この発明の実施の形態２である多重装置の符
号器の構成を示す図である。
【図４】 この発明の実施の形態３である多重装置の符
号器の構成を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態４である多重装置の符
号器の構成を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態４である多重装置の他
の符号器の構成を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態５である多重装置のプ
リコーダの構成を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態６である多重装置のプ
リコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態７である多重装置のプ
リコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図１０】 この発明の実施の形態８である多重装置の
プリコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図１１】 この発明の実施の形態９である多重装置に
よる各部のスペクトルとフィルタ特性とを示す図であ
る。
【図１２】 図１１に示した多重部によって波長多重を
実現する多重装置の構成を示す図である。
【図１３】 パルス波形と光位相との関係を示す図であ
る。
【図１４】 ＣＳ−ＲＺ変調方式による各部のスペクト
ルとフィルタ特性との関係を示す図である。
【図１５】 図１４に示したスペクトルをもつ信号の波
長多重を実現する多重装置の構成を示す図である。
【図１６】 ＣＳ−ＲＺ変調方式において隣接する波長
を互いに直交させた多重化を説明する図である。
【図１７】 図１６で示した直交関係を持たせることが
できる多重装置の構成を示す図である。
【図１８】 従来の多重装置の全体構成を示す図であ
る。
【図１９】 図１８に示した符号器の具体的な実現回路
を示す回路図である。
【図２０】 図１８に示した多重装置における各部の信
号波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１，２ 多重回路、３，４−１〜４−Ｎ，５３，７３，
８１，１０１ プリコーダ、３ａ，３ｂ，３−１〜３−
Ｎ，５３ａ，５３ｂ ＥＸＯＲゲート、３ｃ，４ｅ 遅
延器、４，１４，２４，３４，４４，１００ 符号器、
４ａ，４ｂ フリップフロップ回路、４ｃ，４ｄ，１４
ａ，３４ｃ，３４ｄ 増幅器、４ｆ，３２ａ，３２ｂ
加算器、５ 光変調器、５ａ 位相変調部、６，９０，
１００光源、７ クロック発生器、２４ａ，３１ａ，３
１ｂ，４４ａ 遅延器、２４ｂ，４４ｂ 移相器、３５
光変調器、３５ａ，３５ｂ 光位相変調器、７３ａ，
７３ｂ，７４ａ，７４ｂ フリップフロップ回路、８２
分周器、９１，１０１多重部、９２，１０２ 光フィ
ルタ、９３ 合波器、１０３ 合波器、１０４偏波調整
部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 10/14 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｌ 10/04 Ｅ 10/06 10/152 10/142 Ｈ０４Ｊ 14/00 14/02 3/00 (72)発明者 久保 和夫 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 一番ヶ瀬 広 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 2H079 AA02 AA12 BA01 CA04 EA05 FA03 KA07 5K002 AA02 CA03 CA15 DA06 DA32 5K028 AA11 BB08 KK01 MM08 5K029 AA11 CC04 FF02 GG03 HH22

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数のディジタル信号を時分割多重し、
    この時分割多重された信号を符号器によって３値の電気
    信号に変換し、光変調器がこの３値の電気信号によって
    光源からの入力光を変調し、所定値の伝送速度をもつ光
    信号として生成出力する多重化装置において、 前記符号器は、 前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、
    該所定値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出
    力する第１および第２のフリップフロップ回路と、 前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力さ
    れた各出力信号を加算して出力する加算手段と、 前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号を、前
    記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップ
    フロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定
    値分の１の時間分遅延させる遅延手段と、 を備えたことを特徴とする多重装置。
  2. 【請求項２】前記第１および第２のフリップフロップ回
    路からの出力信号をそれぞれ増幅する第１および第２の
    増幅手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記
    載の多重装置。
  3. 【請求項３】前記加算手段からの出力信号を増幅する第
    ３の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１
    に記載の多重装置。
  4. 【請求項４】前記第１および第２の増幅手段あるいは前
    記第３の増幅手段は、出力信号の振幅を一定レベル以上
    に増幅させない飽和特性を有することを特徴とする請求
    項２または３に記載の多重装置。
  5. 【請求項５】前記遅延手段は、前記第２のフリップフロ
    ップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路
    であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに
    記載の多重装置。
  6. 【請求項６】前記遅延手段は、 前記第２のフリップフロップ回路の前段に配置され、前
    記第２のフリップフロップからの出力信号を、前記加算
    手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロッ
    プ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の
    １の時間分遅延させる時間遅延手段と、 前記第２のフリップフロップ回路のクロックタイミング
    を１８０度シフトさせる移相手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つ
    に記載の多重装置。
  7. 【請求項７】前記光変調器は、 入力光を２分岐する光分岐手段と、 前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流
    手段と、 前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐
    した一方の光信号の位相を変化する光位相変調手段と、 を備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴と
    する請求項１〜６のいずれか一つに記載の多重装置。
  8. 【請求項８】前記光変調器は、 入力光を２分岐する光分岐手段と、 前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流
    手段と、 前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐
    した一方の光信号の位相を変化する第１の位相変調手段
    と、 前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐
    した他方の光信号の位相を変化する第２の位相変調手段
    と、 を備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴と
    する請求項１〜６のいずれか一つに記載の多重装置。
  9. 【請求項９】前記符号器は、 前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそ
    れぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回
    路と、 前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された出力
    信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信
    号遅延手段と、 を有したプリコーダを備え、 前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１
    ／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統
    の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論
    理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出
    力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に
    出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所
    定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他
    の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から
    出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記
    第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記
    信号遅延手段に出力することを特徴とする請求項１〜８
    のいずれか一つに記載の多重装置。
  10. 【請求項１０】Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入
    力されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記
    ３値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記
    所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成す
    るためのプリコードを行うプリコーダと、 前記プリコーダから出力されたＮ並列の信号を前記所定
    値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号としてそれぞ
    れＮ／２対１に多重化して前記符号器に出力する第１お
    よび第２の多重回路と、 をさらに備え、 前記プリコーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応した
    Ｎ並列の各排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理
    和ゲート回路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶
    奇順序に応じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に
    出力するとともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入
    力として出力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、
    所定値分の１のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前
    記第１番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力す
    ることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載
    の多重装置。
  11. 【請求項１１】前記光変調器からの出力光を入力として
    所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフ
    ィルタをさらに備え、 前記光源は、光強度が時間的に変化しない直流光源であ
    り、 前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィル
    タの２ｄＢ透過帯域が、前記光変調器から出力された前
    記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６
    ×所定値以内であることを特徴とする請求項１〜１０の
    いずれか一つに記載の多重装置。
  12. 【請求項１２】前記光源は、前記所定値の周期で該光源
    の光強度の強弱を繰り返すパルス光源であることを特徴
    とする請求項１〜１０のいずれか一つに記載の多重装
    置。
  13. 【請求項１３】前記パルス光源が出力する光パルスの光
    位相は、各パルス毎に１８０度変化することを特徴とす
    る請求項１２に記載の多重装置。
  14. 【請求項１４】前記光変調器からの出力光を入力として
    所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフ
    ィルタをさらに備え、 前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィル
    タの２ｄＢ透過帯域が、前記光変調器から出力された前
    記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±１．１
    ×所定値以内であることを特徴とする請求項１２または
    １３に記載の多重装置。
  15. 【請求項１５】前記光バンドパスフィルタの機能を有
    し、複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力
    する合波手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１
    １または１４に記載の多重装置。
  16. 【請求項１６】前記所定値の伝送速度を有した複数の前
    記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波
    手段と、 前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交
    させる偏波面調整手段と、 をさらに備え、 隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以
    内とすることを特徴とする請求項１４に記載の多重装
    置。
  17. 【請求項１７】前記所定値の伝送速度を有した複数の前
    記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波
    手段と、 前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交
    させる偏波面調整手段と、 をさらに備え、 隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以
    内とすることを特徴とする請求項１２〜１４のいずれか
    一つに記載の多重装置。
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