JP2010528549A - データ通信チャンネルの容量を増加させる方法および装置 - Google Patents

Abstract

送信端でＢ／ＮのビットレートとＮ／Ｂのビット時間を有するＮ個の変調データストリームを生成し、送信端からチャンネルの受信端へ同時に送信することにより、所与のデータ転送速度Ｂで動作することのできる光チャンネルの容量を効率的に増加させる方法。１番目の変調データストリームとそのＮ−１個の後続の変調データストリームそれぞれとの間の１／Ｂ×Ｎのシフトが、時間遅延または位相シフトによって生成され、１番目のデータストリームは最大Ｎレベルを有する複合多レベル信号に結合され、複合多レベル信号はチャンネルの受信端に送信される。受信端では、各時間においてＮ個の要素を有するベクトルを取得するために、複合多レベル信号は各ビット時間の間にＮ回サンプリングされ、各要素がＮ＋１個のサンプル順に対応した可能値を持つようにする。Ｎ個の変調データストリームそれぞれは、同時条件付きＰＤＦを計算することにより各要素についてあらかじめ決定される、ベクトルＭＬＳＥによって再構築される。

Description

本発明は、データ通信の分野に関する。より詳しくは、本発明は、時分割多重と多レベル信号多重化を組み合わせることにより、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置に関する。

多くの最新の電気通信データチャンネルは、高い帯域幅と低い減衰から、データ通信に光ファイバーを用いる。今日では、光ファイバインフラは、集合住宅や個人宅にさえも届き始めており、これにより、トリプルプレイ（トリプルプレイサービスは、高速インターネットアクセス、テレビ放送やビデオオンデマンドのようなテレビ、および電話サービスを、単一のブロードバンド接続を介して束ねたものである）や高品位テレビ（ＨＤＴＶ）のような広帯域サービスを提供することができる。このような広帯域サービスへの要求は高まりつつあるので、光インフラでさえも過負荷となり得る。

光データチャンネル内のデータは、所望の速度にしたがって強度変調されたレーザー光源により送信される。コストを削減するため、このような変調は一般に、所望の速度でレーザー光源への電力供給をオンオフ切り替えすることによって、直接的に実装される。これにより、送信側で比較的安価な変調方式を用いることができる。しかし、そうすることにより、変調光信号の品質は、過渡チャープ（例えば、不安定周波数）と呼ばれる過渡効果によって劣化する。この過渡チャープは、一般にレーザー信号振幅の上昇および下降時間の間に現れ、周波数は断熱チャープと呼ばれるレーザー強度の変化によって変化する。これらの周波数を広くする効果により、受信端でビットが不鮮明になる。

さらに、変調光信号の品質は、色分散によって劣化する。色分散は、波の速度の波長への依存性と通過する材質の分散によって、導波管に閉じ込められた光波が異なる波長のスペクトル成分に分割されることを引き起こす現象である。このような分散は、異なる信号成分間の到着時間の様々な遅延が信号を時間軸で歪ませるため、信号劣化につながる。この課題は、レーザー光源周波数が時間とともに増加するのにともなって（チャープ信号が生成され）、より深刻になる。この課題の影響を低減する従来の方法の１つは、レーザー光源の帯域幅を低減することである。しかし、そのような低減は送信信号のデータ転送速度を低下させる。

同じファイバーを共有する異なるチャンネルの数を増加させる従来の方法の１つは、時分割多重（ＴＤＭ）を用いることである。ＴＤＭは、信号をそれぞれ非常に短い期間を有する多数のセグメントに分割することによって、複数のデータストリームを単一の信号に入れ込む方法である。各個別のデータストリームは、タイミングに基づき受信端で再び組み立てられる。しかしこの解決法は、単一のチャンネルのみが個々の時間スロットで送信するので、依然としてデータチャンネルの容量を制限する。さらにこれは、ビット時間を短縮することを要する（すなわち、送信速度を増加させる）。これは、コストのかかる解決法である。

同じファイバーを共有する異なるチャンネルの数を増加させる他の方法は、異なる波長が同時に送信される波長分割多重（ＷＤＭ）を用いることである。各レーザーは、信号の独立したセットによって変調される。波長検出フィルタが受信端で用いられる。しかし、この解決法は異なる周波数を有する高品質のレーザー光源を複数必要とし、したがってコストが高い。

データ転送速度を高め直接変調に関する過渡効果を除去する他の方法は、外部変調方式を用いることである。この方式によれば、単一のＣＷレーザー光源は、外部の変調器によって変調される。外部の変調器は、過渡チャープおよび断熱チャープに関連するスペクトル広がりを除去し、これによりチャンネル容量を改善する。しかし、外部の変調器はコストが高く、信号を減衰させる挿入損失を有するので、この解決法も課題がある。

チャンネル容量を増加させるさらなる方法は、信号の多レベル多重化を用いることである。この方法によれば、同時に送信し得るチャンネルの数は、送信信号に２^Ｎ個の異なるレベルを割り当てる（例えば、増倍率４で１６個の異なるレベル）ことによって、Ｎ倍にすることができる。これは、送信信号のエネルギーを２^Ｎで除算することを要する。結果として、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）は２^Ｎ倍劣化する。

上述した全ての方法は、従来技術の解決法の欠点を除去する一方で、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる課題への解決法を、パッシブ光ネットワーク（ＰＯＮ）アプリケーションに対して低コストな方法で十分に提供していない。

したがって、本発明の目的は、ファイバーチャンネルの特性を変えることなく、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置を提供することである。

本発明の別の目的は、ファイバーに沿って光学分散効果を低減する一方で、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置を提供することである。

本発明のさらなる目的は、レーザー光源のより安価な変調方式を用いることができ、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、受信側で送信信号を正確に再構築する一方で、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、送信信号の高いＳＮＲを維持する一方で、光データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法および装置を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、光データチャンネルの容量を増加させる低コストのプラットフォームを提供することである。

本発明のさらに別の目的は、改善されたパワー量とより低いＰＳＤをともなって、光データチャンネルの容量を増加させる低コストのプラットフォームを提供することである。

本発明のさらに別の目的は、受信側で光検出器の応答性を改善させるとともに、光データチャンネルの容量を増加させる低コストのプラットフォームを提供することである。

本発明の他の目的および利点は、後続の記載から明らかになるであろう。

本発明は、データチャンネルの容量を効率的に増加させる方法を対象とする。このデータチャンネルは、例えば１００ｋｍ以上の長さを有する光チャンネルであり、所与のデータ転送速度Ｂで動作する、例えば１０Ｇｂ／ｓのＰＯＮである。したがって、Ｂ／ＮのビットレートとＮ／Ｂのビット時間を有するＮ個の変調データストリームは、（例えば、直接変調を用いた安価なレーザー光源を用いることにより）送信端で生成され、送信端からチャンネルの受信端へ同時に送信される。１番目の変調データストリームとＮ−１個の後続の変調データストリームそれぞれの間の１／Ｂ×Ｎのシフトは、例えば時間遅延または位相シフトを用いることによって生成される。１番目の変調データストリームとそのシフトされた後続の変調データストリームは、最大Ｎレベルの複合多レベル信号に結合され、その複合多レベル信号はチャンネルの受信端に送信される。受信端では、複合多レベル信号は、各ビット時間においてＮ個の要素を持つベクトルを得るために、各ビットタイムの間にＮ回サンプリングされる。これにより各要素は、Ｎ＋１個の可能値を持ち、サンプルの順番に対応する。Ｎ個の変調データストリームそれぞれは、同時条件付き確率密度関数を計算することによって各要素について前もって生成されたベクトルＭＬＳＥによって（例えば、ビタビアルゴリズムを用いて）再構築される。

好ましくは、複合多レベル信号は、決定論的な特性を有するＭＡＩを持つものとして受信側で処理され、ＩＳＩとして訂正される。データチャンネルは、異なる周波数を有する複数の光信号がＷＤＭを用いて集められるチャンネルであってもよい。

Ｎ個の変調データストリームは、Ｎ倍高いビットレートを有するデータストリームから生成されてもよい。Ｎチャンネルからのデータを含む複合多レベル信号は、データ転送速度Ｂで直接変調することのできる単一のレーザー光源によって、送信側で直接生成してもよい。受信側の受信器の帯域幅は、Ｂより小さく、最大Ｂ／Ｎであってもよい。データチャンネルが、ポート密度に影響を受けるアプリケーションに用いられる場合は必ず、送受信器の数はＮ倍減少する。

本発明はまた、送信端と受信端の間で所与のデータ転送速度Ｂで動作することのできるデータチャンネルの容量を効率的に増加させるシステムであって、
ａ）それぞれビットレートＢ／Ｎとビット時間Ｎ／Ｂを有するＮ個の変調データストリームを、前記チャンネルの受信端に同時に送信する、送信端の送信器であって、
ａ．１）前記Ｎ個の変調データストリームを生成する複数の信号源（例えば、直接変調を行う安価なレーザー光源）と、
ａ．２）１番目の前記変調データストリームとそのＮ−１個の後続の前記変調データストリームそれぞれとの間の１／Ｂ×Ｎのシフトを生成する手段と、
ａ．３）１番目の前記変調データストリームとそのシフトされた後続の前記変調データストリームを、最大Ｎレベルを有する複合多レベル信号に結合する結合器と、
を有する送信器と、
ｂ）前記複合多レベル信号を受信する、受信端の受信器であって、
ｂ．１）各ビット時間の間に前記複合多レベル信号をＮ回サンプリングし、各時間においてＮ個の要素を持つベクトルを取得して、各要素がＮ＋１個の可能値を持つようにする回路と、
ｂ．２）同時条件付き確率密度関数を計算することによって各要素についてベクトルＭＬＳＥを行い、Ｎ個の前記変調データストリームそれぞれを再構築するプロセッサと、
を有する受信器と、
を備えるシステムを対象とする。

前記チャンネルは、１００ｋｍ以上の長さで１０Ｇｂ／ｓのデータ転送速度を有する光データチャンネル、例えばＧｂ／ｓのＰＯＮであってもよい。

提案するシステムは、前記チャンネルが、異なる周波数を有する１以上の光信号がＷＤＭを用いて集められるチャンネルである場合でも、動作することができる。データ転送速度Ｂで直接変調することのできる単一のレーザー光源を、送信側で前記複合多レベル信号を生成するために用いてもよい。

本発明の上述のおよび他の特徴と利点は、添付の図面を参照するとともに、下記の実例的で非制限的な好ましい実施形態の詳細説明を通じて、より理解されるであろう。

（従来技術）単一のＣＷレーザー送信器を用いて単一チャンネルで１０Ｇｂ／ｓの変調を行う従来のシリアル伝送を示す概略図である。 本発明の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、個別の４つの２．５Ｇｂ／ｓのチャンネルを示す概略図である。 本発明の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、２．５Ｇｂ／ｓで変調された単一のレーザーを用いる送信器を使用した実装例を示す概略図である。 本発明の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、２．５Ｇｂ／ｓで変調された単一のレーザーを用いる送信器を使用した他の実装例を示す概略図である。 本発明の好ましい実施形態に基づいて、高周波数のシリアルビットストリームを４つの低周波数の個別データストリームに変換する様子を示す概略図である。 本発明の好ましい実施形態に基づいて、生成されたＴＤＭＭ信号を示す図である。 図２に示されている、４つの個別の２．５Ｇｂ／ｓデータストリームの実際の（理想ではない）波形を示す概略図である。 類似するＴＤＭＭ信号を示す概略図である（図２Ｂに示される、ＴＤＭＭ信号の実際の理想形ではない波形である）。 従来のシリアル高周波システムと、本発明の好ましい実施形態に基づくＴＤＭＭ技術を用いた連続する１００ｋｍリンク長の低周波システムとの間の、ＢＥＲとＳＮＲの比較を示す図である。

本発明は、チャンネル容量を効率的に増加させるために、時分割多重の特性と信号の多レベル多重化を組み合わせる方法を提案する。この独自の組み合わせを、以後、時分割多レベル多重化（ＴＤＭＭ）と呼ぶ。これにより、チャンネルを通じて送信され得るデータの帯域幅をＮ倍（Ｎは多レベル信号のレベル数を表す）増加させ、もしくはこれに代えて、ファイバーを通じてＮ個の個別のチャンネルを送信し、またはこれらの任意の組み合わせを行うことができる。提案する方法は、帯域幅コストの有効性を増加させ、ファイバーの色分散の影響を低減する。

本発明が提案するシステムと方法により、高価な直接変調を要する高周波レーザーを用いるのではなく、高速光ファイバー送信のための非直接変調を用いる低コストの低周波数レーザーを用いることができる。さらに、提案する方法は、より低い周波数を用いることにより、ファイバー分散の影響を効率的に緩和する。

図１Ａ（従来技術）は、単一のＣＷレーザー送信器を用いて単一チャンネルで１０Ｇｂ／ｓの変調を行う従来のシリアル伝送を示す概略図である。このシステムは、外部の変調器を用いて１０Ｇｂ／ｓのビットレートで伝送を行う単一のレーザー光源を用いる。１０ＧＨｚの光検出器１０は、１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを再構築するために、受信側で用いられる。この従来の手法は、高いビットレートへの要求に起因して、送信信号内の高レベルの分散の課題がある。これにより、送信信号が歪み、受信端で符号間干渉（ＩＳＩ）の課題を引き起こす（ＩＳＩは、信号の歪みの一形態であり、先に送信された符号が現在受信された符号に影響を与えることを引き起こし、チャンネルの非線形周波数応答に起因するノイズと同様の影響を有する）。

図１Ｂは、本発明の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、個別の４つの２．５Ｇｂ／ｓのチャンネルを示す概略図である。この提案手法は、コスト効率がよく、従来手法よりも効果的である。

この例では、各光チャンネルのビットレートは２．５Ｇｂ／ｓであり、同時に送信されるチャンネルの数Ｎ＝４である。４つの光チャンネルは、光結合器１１を用いて結合され、一方で各チャンネルはその隣接するチャンネルに対してシフトされる（例えば、時間遅延、位相シフト、またはその他任意のシフト技術を導入することにより）。チャンネル間のシフトは、電気から光へ変換される前に、光学的にまたは電気的に実装することができる。シフトされたチャンネルの結合出力は、光ファイバーを通じて受信器１２に送信される複合多レベル信号を生成する。受信器１２では、フォトダイオード検出器が光信号を電気信号に変換し、次に、電気信号は推定技術を用いて適切なプロセッサ１３によってさらにデジタル処理される。結果、最小のビットエラー率を有する１０Ｇｂ／ｓ（４×２．５Ｇｂ／ｓ）の出力１０が、再構築される。

この技術により、コストの高いＷＤＭを必要とせずに、伝送速度をＮ倍低減し（これによりＴＤＭデータ転送速度を増加させる必要を回避し）、または反対にＮ個の個別チャンネルを多重化することができる。したがって、提案するＴＤＭＭは、コスト効率がよく、例えば分散その他の光非線形性などの光歪み効果の影響をより受けにくいロバストな手法を提供する。

図２Ａは、本発明の好ましい実施形態に基づいて、１０Ｇｂ／ｓの“１０１１”シリアルビットストリーム（符号）を４つの個別データストリームに変換する様子を示す概略図である。元の符号では、１番目のビット（論理レベル“１”）はゾーン１に表れ、２番目のビット（論理レベル“０”）はゾーン２に表れ、３遍目のビット（論理レベル“１”）はゾーン３に表れ、４番目のビット（論理レベル“１”）はゾーン４に表れる。元の符号内の各ビットは、１０Ｇｂ／ｓビットストリーム内の元の時間スロットから、４つの２．５Ｇｂ／ｓストリームのうち１つの対応する時間スロットにマップされる。１番目のビット（“１”）はビット期間１にマップされ（レーザー光源１によって生成される、４００ｐＳ継続する論理“１”）、２遍目のビット（“０”）はビット期間２にマップされ（レーザー光源２によって生成される、４００ｐＳ継続する論理“０”）、３番目のビット（“１”）はビット期間２にマップされ（レーザー光源３によって生成される、４００ｐＳ継続する論理“０”）、４番目のビット（“１”）はビット期間２にマップされる（レーザー光源４によって生成される、４００ｐＳ継続する論理“０”）。４つのレーザー光源それぞれは２．５ＧＨｚで動作し、したがってそのビット時間は４００ｐＳである。次に、４つの２．５Ｇｂ／ｓのストリームは結合され、固有の多レベル複合信号（“ＴＤＭＭ信号”）を生成する。レーザー光源１によって生成されたビットストリームは、光結合器に入力される。レーザー光源２によって生成されたビットストリームも、レーザー光源１のビットストリームに対して１００ｐＳの時間シフトをもって、光結合器に入力される。レーザー光源３によって生成されたビットストリームも、レーザー光源２のビットストリームに対して１００ｐＳの時間シフトをもって、光結合器に入力される。レーザー光源４によって生成されたビットストリームも、レーザー光源３のビットストリームに対して１００ｐＳの時間シフトをもって、光結合器に入力される。レベル数は、同時に送信されるチャンネルの数によって決定されるが、いかなる場合でもＮレベルを超えない。図２Ｃは、図２Ａに示されている、４つの個別の２．５Ｇｂ／ｓデータストリームの実際の（理想ではない）波形を示す概略図である。

図２Ｂ（上記“受信器入力”）は、この例に対応する、生成されたＴＤＭＭ信号を示す図である。１番目の１００ｐＳの時間スロットでは、１番目にマップされたビットのレベル“１”のみが存在する。２番目の１００ｐＳの時間スロットでは、２番目の時間スロットの２番目にマップされたビットのレベルは“０”であるので、結合レベルは“１”のままである。３番目の１００ｐＳの時間スロットでは、その時間スロットの１番目、２番目および３番目にマップされたビットはそれぞれ“１”、“０”および“１”であるので、結合レベルは“２”である。４番目の１００ｐＳの時間スロットでは、その時間スロットの１番目、２番目、３番目および４番目にマップされたビットはそれぞれ“１”、“０”、 “１” および“１”であるので、結合レベルは“３”である。５番目の１００ｐＳの時間スロットでは、その時間スロットの１番目、２番目、３番目および４番目にマップされたビットはそれぞれ“０”、“０”、 “１” および“１”であるので、結合レベルは“２”に下がる。６番目の１００ｐＳの時間スロットでは、その時間スロットの１番目、２番目、３番目および４番目にマップされたビットはそれぞれ“０”、“１”、 “１” および“１”であるので、結合レベルは“３”に戻る。この応答は、先行するいずれの時間スロットについても、さらに決定することができる。図２Ｄは、類似するＴＤＭＭ信号を示す概略図である（図２Ｂに示される、ＴＤＭＭ信号の実際の理想形ではない波形である）。

提案手法は、チャンネル間の部分的な時間シフトのみを用いて（完全なビット時間による全シフトを要する従来のＴＤＭと比較して）、異なる周波数を用いることなく同時にＮチャンネルを送信するので（チャンネル間の全周波数分割を要する従来のＷＤＭと比較して）、有利であることは明らかである。さらに、提案手法は、各チャンネルのデータを再構築できるようにするためにＮ個のみの異なる大きさレベルを要する（２^Ｎ個の異なる大きさレベルを要する従来の多レベル多重化と比較して）。この事実により、ＴＤＭＭ信号の生来的なＳＮＲが大幅によくなるという結果が得られる。

本発明によれば、受信した入力信号に対する最も可能性の高い判定を行うために、ベクトル型または標準的な最尤系列推定（ＭＬＳＥ）プロセッサ１３が受信側で用いられる。さらに、このＭＬＳＥプロセッサ１３は分散補償を実行し、したがって、色分散と光非線形性によって引き起こされる歪みを訂正するための電気的分散補償（ＥＤＣ）ハードウェアを必要としないようにすることができる。最小のビットエラー率（ＢＥＲ）で情報を復元するためには、フォトダイオードの電気的帯域幅が２．５Ｇｂ／ｓであるとしても、入力信号を１０ギガサンプル／秒のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。したがって、４００ｐｓの各時間スロットは、４サンプルを内包する。図２Ｂでは、最初の４００ｐｓ時間スロット内の最初の４サンプルは、主にチャンネル−１（主チャンネル）に関連付けられる。一方で他のチャンネルからの追加的な寄与は、従前より多重アクセス干渉（ＭＡＩ）であるとみなされている。これは、隣接するチャンネルに由来するノイズであると考えられている。

本発明によれば、他チャンネルからの追加的な寄与が多重アクセス干渉（ＭＡＩ）であったとしても、デコード目的で、それは従来の符号間干渉（ＩＳＩ）であるとみなされる。４つのサンプルの１番目のグループは、元の１０Ｇｂ／ｓビットストリームにおける１番目のビットに属する。４つのサンプルの２番目のグループ（１番目のグループから１００ｐｓシフトされている）は、チャンネル−２に関連付けられ、したがって元の１０Ｇｂ／ｓビットストリームにおける２番目のビットに属する。３番目のグループと４番目のグループは、それぞれ３番目のビットと４番目のビットに属する。グループ間の重複は、ＩＳＩとみなされる。この場合、ＭＡＩは決定論的であるので、（隣接するチャンネルによってではなく）隣接するビットによって引き起こされたＩＳＩとみなすことができる。したがって、歪みを適切に解析して訂正することにより、各チャンネルについて可能性のある組み合わせを計算し、各送信信号をデコードすることが可能である。

ＩＳＩを有するチャンネルの実現し得る最高の符号検出器は、最尤系列推定器（ＭＬＳＥ）であることがよく知られている。１０Ｇｂ／ｓ通信システムにおけるＭＬＳＥの実行能力は、“最尤系列推定を用いたデジタルイコライザーを有する１０．７Ｇｂ／ｓ受信器の性能”，A. Farbert et al.，Proc. European Conference on Optical Communication（ECOC 2004，Th.4.1.5 2004）において立証された。受信したＴＤＭＭ信号は、ベクトルＭＬＳＥを用いたＴＤＭＭデコーダによってデコードされる。

従来のＭＬＳＥでは、Ｎ_Ｔが送信符号の総数であれば、ＭＬＳＥ検出器は２^ＮＴ個の考えられるシーケンスのなかから、メトリックを最小化するものを１つ選択する。

ビタビアルゴリズムを用いることにより、同アルゴリズムの手法と、組み合わせ数が決定論的であるという事実を適切に利用して、効率的に最小化を実現することができる（ビタビアルゴリズムは光チャンネルによる引き起こされた歪みの課題を解決することを意図しており、複数のレーザー光源からチャンネルへの同時送信によるものを意図しているのではないとしても）。Ｋ個の干渉があるチャンネルについては、Ｎ_Ｃ＝２^Ｋ＋１個の状態が存在し、したがってｃ_ｊはＮ_Ｃ個の候補に減少し、１≦ｊ≦Ｎ_Ｃである。

ＴＤＭＭの場合には、信号ｙ（ｋ）は、主チャンネル（検出すべきチャンネル）と他の隣接する３つのチャンネル（またはＭＡＩ）の寄与に関連付けられた、１ビットあたり４個のサンプルから生じる。したがって、４つのサンプルグループそれぞれは、下記ベクトルとみなされる。

１２８個の可能性は、図２Ｂにおける受信入力の全ての可能値を検証することにより得られる。各隣接チャンネルは、主ビット（図２Ｂ参照）と重なる２つの個別ビットに関連付けられ、各ビットはバイナリ‘１’または‘０’を内包するので、主チャンネルには２つの可能値があり（バイナリ‘１’または‘０’）、隣接するそれぞれの干渉チャンネルについて４つの可能値がある。したがって、可能性の総数（Ｎ＝４チャンネルの場合）は２×４×４×４＝１２８である。

４つの要素は独立しており、したがって下記がなりたつ。

ＴＤＭＭ ＭＬＳＥは、同時条件付きＰＤＦの計算を要するので、ベクトル版に修正された従来のＭＬＳＥに似ている。例えばガウス分布の場合、格子検索の各ステップにおいて、従来のＭＬＳＥは１次元のユークリッド距離の計算を要する一方、ＴＤＭＭベクトルＭＬＳＥは４次元のユークリッド距離の計算を要する。

モンテ−カルロシミュレーション（不確定な変数について値を何度もランダム生成してモデルをシミュレートするスプレッドシートシミュレーション）は、隣接する通信リンクと１００ｋｍリンクについて実行される。変調フォーマットはＯｎ／Ｏｆｆキー（ＯＯＫ）であり、２１４の擬似乱数ビット系列が用いられる。ＴＤＭＭシステム（図１Ｂに示す）は、従来のシリアル送信システム（図１Ａに示す）と比較される。従来の通信システムの場合では、レーザーは１０Ｇｂ／ｓの変調レートで外部変調され、その半値全幅（ＦＷＨＭ）は０．１ｎｍである。ＴＤＭＭ通信システムの場合では、４つのレーザーの中心周波数は０．１ｎｍ超の距離が空けられており、各レーザーは２．５Ｇｂ／ｓで直接変調され、レーザーチャープによりそのＦＷＨＭは０．１ｎｍとなる。いずれの場合でも、レーザー送信器は０ｄＢｍの光出力パワーを有すると仮定され、受信器は、フォトダイオード、後続の１０ＧＨｚの結合帯域幅を有するローパスフィルター（ＬＰＦ）、および熱雑音から生じる加法性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を備える。

図３は、従来のシリアル１０Ｇｂ／ｓシステムと、ＴＤＭＭ技術を用いた４×２．５Ｇｂ／ｓシステムとの間の、ＢＥＲ比較を示す図である。１０Ｇｂ／ｓ、０ｋｍおよび１００ｋｍのファイバー長におけるＢＥＲとＳＮＲの対比は、従来システム（３ａと３ｂ）およびＴＤＭＭシステム（３ｃと３ｄ）に示されている。低い方のＢＥＲ曲線と最も高いＢＥＲ曲線は、従来の１０Ｇｂ／ｓシステムの、０ｋｍ（連続する）および１００ｋｍ伝播後におけるパフォーマンスをそれぞれ表す。他の２つのＢＥＲ曲線は、ＴＤＭＭシステムのパフォーマンスを表す。ＴＤＭＭ信号は上述のＭＡＩに起因する深刻な干渉の課題があるにも係らず、隣接ケースでは、従来システムはＴＤＭＭ技術より２ｄＢ（またはそれ未満）のみパフォーマンスが優れるに過ぎないことが、見てとれる。このＭＡＩ緩和（ＩＳＩとみなすことができる）は、上述のＴＤＭＭベクトルＭＬＳＥを用いることによって達成することができる。１００ｋｍのファイバー長では、ＴＤＭＭは従来の通信リンクよりもパフォーマンスが優れていることが見てとれる。これは、提案するＴＤＭＭ方式のより高いスペクトル利用に関連付けられる。

１０Ｇｂ／ｓのシリアルシステムでは、ファイバー長は、色分散により、直接変調の場合で１０ｋｍ未満に限定され、外部変調の場合で数１０ｋｍに限定される。一方、提案するＴＤＭＭ技術では、外部変調を用いる場合で数１００ｋｍまで、またはこれに代えて直接変調を用いる場合で数１０ｋｍまで、分散の影響を受けない。分散の影響を低減する同様の方法は、“高速光送信のためのサブキャリア多重化”，R. Hui et al.（Journal of Lightwave Technology，vol. 20，No. 3，pp. 417-426，March 2002）に記載されている。これは、サブキャリア多重化（ＳＣＭ）技術を用いて、４×２．５Ｇｂ／ｓデータストリームにより、１０Ｇｂ／ｓデータストリームをセットアップするものである。従来のＴＤＭシステムのパフォーマンスが急速に劣化する一方で、ＳＣＭシステムのパフォーマンスは１５０ｋｍまで基本的に変化しないことが示されている。

１０ｋｍを超えるシリアル１０Ｇｂ／ｓ送信で必要となる外部変調（電界吸収型またはマッハツェンダー変調器のいずれか）と比較して、ＴＤＭＭは、２．５Ｇｂ／ｓシステムと同様に、低コストの直接変調で得ることができる。

提案手法は、受動光ネットワーク（ＰＯＮ）のようなデータシステムにおいて実装することができる。ＰＯＮは、光ファイバーケーブルおよび信号を、例えばファイバー・トゥ・ザ・カーブ（ＦＴＴＣ）、ファイバー・トゥ・ザ・ビルディング（ＦＴＴＢ）、またはファイバー・トゥ・ザ・ホーム（ＦＴＴＨ）のようにエンドユーザーの全てまたはほとんどに届けるシステムである。

他の実施形態によれば、提案するＴＤＭＭ技術は、単一のチャンネルではなく、Ｎチャンネルが各波長において多重化された、ＷＤＭを用いたデータチャンネル上で実装することができる。また、ＷＤＭの場合ではチャンネル容量はＮ倍増加する。

さらなる実施形態によれば、提案するＴＤＭＭ技術は、図２に示されるように、複数のチャンネルからのデータを含むＴＤＭＭ信号を直接合成する単一のレーザー光源に直接実装することができる（例えばＮ個のチャンネルを所望のシフトとともに結合するハードウェアを用いて生成する、または効率のよくない従来のＴＤＭモードで動作する単一の１０Ｇｂ／ｓを用いるのではなく）。この場合、上述のベクトルＭＬＳＥを用いた受信側のデコード処理は、変更されない。例えば、提案するＴＤＭＭ手法が１０ＧＨｚＰＯＮに用いられると、２．５ＧＢ／ｓの４つのチャンネルそれぞれからのデータは、単一の低コストの（直接変調を用いる）１０ＧＨｚ送信器を用いて送信することができる。

受信側では、受信器の帯域幅は１０ＧＨｚよりも大幅に低下し、２．５ＧＨｚ程度になる（要求されるパフォーマンスに依存する）。低い帯域幅は長いビット時間を要するので、本発明が提案する手法は、システムの総合的なパワー量を改善する（より低いビットレートはより長いビット時間を意味し、したがってビットエネルギーを一定に保つために必要となるパワーはより低くなる）。この例において、受信器の帯域幅は４倍低く、したがってノイズパワーも４倍低い。さらに、ノイズのパワースペクトル密度（ＰＳＤ）も、狭帯域受信器においてより低くなる。

狭帯域を用いることにより、検出器の応答性を改善することもできる。例えば、４０ＧＨｚのデータ転送速度では、１０ＧＨｚと比較して応答性が２倍低減される。したがって、本発明はそのような低減を除去する。さらに、狭帯域に起因して、エラーは相関性になる。これにより、パフォーマンス劣化をともなうことなく、ＦＥＣ（前方誤り訂正、データ送信においてエラー訂正を得る方法）ハードウェアによって処理されるビットストリームはより多くのエラーを含むことができる。

さらなる実施形態によれば、本発明の提案によって、帯域幅を非対称な方法、例えば受信器または送信器のみにおいて、狭帯域化することができる。この場合、総合的なパワー量は、より小さい歪み（歪みは片側のみにおいて生じる）に起因して、さらに改善される。

ＴＤＭＭ信号は、各チャンネルについてＢ／Ｎの帯域幅を有するＮ個の個別データチャンネルからなるにもかかわらず、集合したＴＤＭＭ信号の合計帯域幅は依然としてＢ／Ｎである。使用可能な受信器は低コスト受信器（帯域幅Ｂを必要とし、したがって高コストな従来のＴＤＭ受信器と比較して）なので、これもまた追加的な利点である。

これは、アプリケーションがポート密度の影響を受ける場合に、重要な利点である。送信器の数は、従来のＷＤＭ手法と比較してＮ倍低減され得るからである。例えば、４つの１０Ｇｂ／ｓのＷＤＭポート（４つの波長を用いる）は、１０ＧＨｚの帯域幅（単一の波長）でＴＤＭＭを用いて送信される単一の４０Ｇｂ／ｓポートで置き換えることができる。

図１Ｃは、本発明の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、２．５Ｇｂ／ｓで変調された単一のレーザーを用いる送信器を使用した実装例を示す概略図である。この提案手法は、コスト効率がよく、従来手法よりも効果的である。

この例では、１０Ｇｂ／ｓのビットレートを有するデータストリームは、４つの電子チャンネルに変換するシリアル−パラレル変換器に入力され、各チャンネルは隣接チャンネルに対して遅延している。各光チャンネルのビットレートは２．５Ｇｂ／ｓであり、同時に送信されるチャンネル数Ｎ＝４である。４つの電子チャンネルは、電子結合器１１１を用いて結合され、一方で各チャンネルは隣接チャンネルに対してシフトされる（例えば、時間遅延、位相シフトまたは他のシフト技術を導入することにより）。シフトされたチャンネルの結合出力は、単一のレーザー変調器を制御するために用いられる複合多レベル電子信号を生成する。このレーザー変調器は、光ファイバーを通じて受信器１２に送信されるＴＤＭＭ光信号を生成する２．５ＧＨｚの単一のレーザー光源を変調する。受信器１２では、フォトダイオード検出器が光信号を電気信号に変換し、次に、電気信号は推定技術を用いて適切なプロセッサ１３によってさらにデジタル処理される。結果、最小のビットエラー率を有する１０Ｇｂ／ｓ（４×２．５Ｇｂ／ｓ）の出力が、再構築される。

その上、この実装例により、送信速度をＮ倍下げるか（したがってＴＤＭデータ転送速度を増加させる必要性を回避する）、または反対に高コストのＷＤＭを必要とせずにＮ個の個別チャンネルを多重化することができる。したがって、このＴＤＭＭの実装例は、２．５ＧＨｚの単一の低コストレーザー光源のみを必要とする（４つの２．５ＧＨｚのレーザー光源ではなく）。これにより、コスト効率がよく、例えば分散または他の光非線形性のような光歪み効果の影響を受けにくいロバストな手法を提供することができる。

図１Ｄは、本発明の他の好ましい実施形態に基づいて、ＴＤＭＭを用いて計１０Ｇｂ／ｓのデータストリームを搬送するよう設計された、２．５Ｇｂ／ｓで変調された単一のレーザーを用いる送信器を使用した他の実装例を示す概略図である。この提案手法は、従来手法よりもさらにコスト効率がよく、効果的である。

この例では、１０Ｇｂ／ｓのビットレートを有するデータストリームは、ＬＰＦ（ここでも、光チャンネルのビットレートは２．５Ｇｂ／ｓである）としても機能する、帯域幅が２．５ＧＨＺに制限された単一のドライバに入力され、次に、光ファイバーを通じて受信器１２に送信されるＴＤＭＭ光信号を生成する２．５ＧＨｚの単一のレーザー光源を変調するために用いられる複合多レベル電子信号を生成する。受信器１２では、２．５ＧＨｚのフォトダイオード検出器は光信号を電気信号に変換し、次に、電気信号は推定技術を用いて適切なプロセッサ１３によってさらにデジタル処理される。結果、最小のビットエラー率を有する１０ＧＢ／ｓの出力が再構築される。

その上、この実装例により、高コストのＷＤＭを必要とせずに、送信速度をＮ倍下げるか（したがってＴＤＭデータ転送速度を増加させる必要性を回避する）、または反対にＮ個の個別チャンネルを多重化することができる。したがって、このＴＤＭＭの実装例は、単一のドライバ（４つの２．５ＧＨｚのドライバではなく）と２．５ＧＨｚの単一の低コストレーザー光源のみを必要とする。

本発明が提案する方法は、ＡＭ、ＦＭ、ＰＭおよびこれらの任意の組み合わせのような、任意の変調手法について実装することができる（ほとんどの場合において、変調は受信側でＡＭに変換されるため）。

上述の例と記載は、当然ながら説明目的で提供され、本発明を限定するものでは決してない。当業者は、上述の１以上の技術を採用し、本発明の範囲を逸脱することなく、本発明を種々の方法で実行することができる。

Claims (49)

1. 所与のデータ転送速度Ｂで動作することのできるデータチャンネルの容量を効率的に増加させる方法であって、
   ａ）帯域幅Ｂ／Ｎ（Ｎ＞１）を有する送信端または帯域幅Ｂ／Ｎを有する受信端を前記チャンネルについて提供するステップと、
   ｂ）前記送信端において、
   ｂ．１）前記所与のデータ転送速度Ｂで前記データチャンネルに入力された入力データストリームから、前記入力データを表す帯域幅Ｂ／Ｎの複合時分割多レベル信号を生成するステップと、
   ｂ．２）レーザーまたは帯域幅Ｂ／Ｎの変調器を用いて前記複合多レベル信号を前記チャンネルの受信端に送信するステップと、
   ｃ）前記受信端において、
   ｃ．１）帯域幅Ｂ／Ｎの光検出器を用いて前記複合多レベル信号を検出するステップと、
   ｃ．２）前記複合多レベル信号を帯域幅Ｂ／Ｎでサンプリングするステップと、
   ｃ．３）データ転送速度Ｂの前記入力データストリームを後処理し、再構築するステップと、
   を有する方法。
2. 請求項１記載の方法であって、
   ａ）前記チャンネルの送信端から受信端まで同時に送信されるＮ個の変調データストリームの数を判定するステップと、
   ｂ）それぞれＢ／ＮのビットレートとＮ／Ｂのビット時間を有する前記Ｎ個の変調データストリームを生成するステップと。
   ｃ）前記送信端において、
   ｃ．１）１番目の前記変調データストリームとその後に続くＮ−１個の変調データストリームそれぞれとの間で１／Ｂ×Ｎのシフトを生成するステップと、
   ｃ．２）１番目の前記変調データストリームとそのシフトされた後続の変調データストリームを、最大Ｎレベルを有する複合多レベル信号に結合するステップと、
   ｃ．３）前記複合多レベル信号を前記チャンネルの受信端に送信するステップと、
   ｄ）前記受信端において、
   ｄ．１）前記複合多レベル信号を各ビット時間の間にＮ回サンプリングし、これにより各時間においてＮ個の要素を有するベクトルストリームを取得し、各要素がＮ＋１個の可能値を持つようにするステップと、
   ｄ．２）受信した前記ベクトルストリームを均一にして各前記Ｎ個の変調データストリームを再構築するステップと、
   を有する方法。
3. 受信した前記ベクトルストリームは、同時条件付きＰＤＦを計算することによって均一化される、請求項１または２記載の方法。
4. 再構築は、同時条件付きＰＤＦを計算することによって受信した前記ベクトルストリームについてＭＬＳＥを実行することを含む、請求項１または２記載の方法。
5. 前記ＭＬＳＥはベクトルＭＬＳＥである、請求項２記載の方法。
6. 前記チャンネルは光データチャンネルである、請求項１記載の方法。
7. 前記チャンネル間のシフトは、１／Ｂ×Ｎの時間遅延を用いることによって得られる、請求項２記載の方法。
8. 前記チャンネル間のシフトは位相シフトである、請求項２記載の方法。
9. 前記複合多レベル信号は、決定論的な特性を持つＭＡＩ（多重アクセス干渉）を有するものとして受信側で処理される、請求項１記載の方法。
10. 前記複合多レベル信号に関連付けられた前記ＭＡＩは、ＩＳＩとして訂正される、請求項９記載の方法。
11. 前記光データチャンネルの長さは１００ｋｍ超である、請求項１記載の方法。
12. 前記チャンネルを通じて送信される前記データ転送速度は１０Ｇｂ／ｓである、請求項１記載の方法。
13. 前記チャンネルは１０Ｇｂ／ｓのＰＯＮである、請求項１記載の方法。
14. 前記チャンネルのビットレートは４０ＧＨｚである、請求項１記載の方法。
15. 前記チャンネルはＷＤＭの実装のために用いられる、請求項１記載の方法。
16. 前記チャンネルはストレージエリアネットワーク（ＳＡＮ）のために用いられる、請求項１記載の方法。
17. 前記データチャンネルは、異なる周波数を有する２以上の光信号がＷＤＭを用いて集められるチャンネルである、請求項１記載の方法。
18. 前記ベクトルＭＬＳＥは、ビタビアルゴリズムを用いて実行される、請求項５記載の方法。
19. 各要素はサンプルの順番に対応する、請求項２記載の方法。
20. 前記変調データストリームは、直接変調を用いる安価なレーザー光源を用いて生成される、請求項１記載の方法。
21. 前記Ｎ個の変調データストリームは、直接変調を用いる安価なレーザー光源を用いて生成される、請求項２記載の方法。
22. 前記Ｎ個の変調データストリームは、直接変調を用いる、低コスト、狭帯域、単一のレーザー光源を用いて生成される、請求項２記載の方法。
23. 前記帯域幅は、送信側のみにおいて非対称に狭帯域化される、請求項１記載の方法。
24. 前記帯域幅は、受信側のみにおいて非対称に狭帯域化される、請求項１記載の方法。
25. 前記Ｎ個の変調データストリームは、Ｎ倍高速なビットレートを有するデータストリームから生成される、請求項２記載の方法。
26. Ｎチャンネルからのデータを含む前記複合多レベル信号は、単一のレーザー光源によって送信側で直接生成される、請求項１記載の方法。
27. 前記単一のレーザー光源は、データ転送速度Ｂで直接変調される、請求項１９記載の方法。
28. 受信側の受信器の帯域幅はＢよりも小さい、請求項１または１５記載の方法。
29. 受信側の受信器の帯域幅はＢ／Ｎである、請求項２６記載の方法。
30. アプリケーションがポート密度の影響を受ける場合は必ず、送受信器の数がＮ倍低減される、請求項２０記載の方法。
31. 送信端と受信端の間で所与のデータ転送速度Ｂで動作することのできるデータチャンネルの容量を効率的に増加させるシステムであって、
    ａ）それぞれビットレートＢ／Ｎとビット時間Ｎ／Ｂを有するＮ個の変調データストリームを、前記チャンネルの受信端に同時に送信する、前記送信端における送信器であって、
    ａ．１）前記Ｎ個の変調データストリームを生成する複数の信号源と、
    ａ．２）１番目の前記変調データストリームとそのＮ−１個の後続の前記変調データストリームそれぞれとの間の１／Ｂ×Ｎのシフトを生成する手段と、
    ａ．３）１番目の前記変調データストリームとそのシフトされた後続の前記変調データストリームを、最大Ｎレベルを有する複合多レベル信号に結合する結合器と、
    を有する送信器と、
    ｂ）前記複合多レベル信号を受信する、前記受信端における受信器であって、
    ｂ．１）各ビット時間の間に前記複合多レベル信号をＮ回サンプリングし、各時間においてＮ個の要素を持つベクトルを取得して、各要素がＮ＋１個の可能値を持つようにする回路と、
    ｂ．２）同時条件付き確率密度関数を計算することによって各要素についてベクトルＭＬＳＥを行い、Ｎ個の前記変調データストリームそれぞれを再構築するプロセッサと、
    を有する受信器と、
    を備えるシステム。
32. 前記チャンネルは光データチャンネルである、請求項３１記載のシステム。
33. 前記シフト手段は時間遅延を生成する、請求項３１記載のシステム。
34. 前記シフト手段は位相シフトを生成する、請求項３１記載のシステム。
35. 前記プロセッサは、前記複合多レベル信号を、決定論的な特性を有するＭＡＩを有するものとして処理する、請求項３１記載のシステム。
36. 前記プロセッサは、前記複合多レベル信号に関連付けられた前記ＭＡＩをＩＳＩとして処理する、請求項３６記載のシステム。
37. 前記光データチャンネルの長さは１００ｋｍ超である、請求項３１記載のシステム。
38. 前記チャンネルを通じて送信される前記データ転送速度は１０Ｇｂ／ｓである、請求項３１記載のシステム。
39. 前記チャンネルは１０Ｇｂ／ｓのＰＯＮである、請求項３１記載のシステム。
40. 前記データチャンネルは、異なる周波数を有する２以上の光信号がＷＤＭを用いて集められるチャンネルである、請求項３１記載のシステム。
41. 前記ベクトルＭＬＳＥはビタビアルゴリズムを用いて実行される、請求項３２記載のシステム。
42. 各要素はサンプルの順番に対応する、請求項３１記載のシステム。
43. 前記信号源は直接変調を用いる安価なレーザー光源である、請求項３１記載のシステム。
44. 前記Ｎ個の変調データストリームは、Ｎ倍高速なビットレートを有するデータストリームから生成される、請求項３１記載のシステム。
45. Ｎチャンネルからのデータを含む前記複合多レベル信号は、単一のレーザー光源を用いて送信側で直接生成される、請求項３１記載のシステム。
46. 前記単一のレーザー光源は、データ転送速度Ｂで直接変調される、請求項４６記載のシステム。
47. 受信側の受信器の帯域幅はＢより小さい、請求項３１または４１記載のシステム。
48. 受信側の受信器の帯域幅はＢ／Ｎである、請求項４８記載のシステム。
49. アプリケーションがポート密度の影響を受ける場合は必ず、送受信器の数がＮ倍低減される、請求項４１記載のシステム。

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