CN105103508A - 从正交相移键控调制光信号恢复数据 - Google Patents

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Abstract

用于处理所接收的QPSK调制光信号的系统、设备和技术，包括以两倍波特率采样所接收的信号，从而产生随后使用判决引导最小平方优化方法被处理为9-QAM符号的样本。信道均衡的第三级是滤波，实施信道均衡以缓解沿着传输链路的线性滤波的影响。然后数据位从产生的符号估计中恢复。所接收的光信号还可包括用于增加的带宽容量的双偏振信号。

Description

从正交相移键控调制光信号恢复数据
相关申请的交叉引用
本专利文件要求2013年3月30日提交的编号为61/806,869的美国临时申请的优先权的权益。之前提到的专利申请的整体内容通过引用并入本文。
技术领域
本专利文件涉及用于从光信号恢复数据的光通信和技术。
背景
随着英特网和其它通信网络上的诸如视频的多媒体内容的传输的出现，存在对在通信网络上增加的数据额定容量的任意不断增长的需求。通常，光通信信号被用于通信网络的主干，其中，在网络边缘增加的流量聚合为几千兆比特的网络流量。因此，存在对光通信技术的增长的需求以满足通信网络数据容量的需要。铺设额外的诸如光纤的光传输介质通常需要大量的资本支出并由于所涉及的费用和其它常规问题可能不总是适当的选择。
概述
本专利文件提供，尤其是，用于从偏振调制正交相移键控(PM-QPSK)信号(例如在从发射机到接收机传递期间经历了强滤波的PM-QPSK信号)中恢复数据的技术。
在一个方面，公开了用于在光通信系统中恢复数据的方法、装置和计算机程序产品。一个示例方法包括接收使用偏振调制正交相移键控(PM-QPSK)调制方案被调制的光信号；对所接收的光信号采样以生成样本组，该样本组包括在T/2的奇数倍的时间点的样本，其中，T表示QPSK调制方案的符号时间间隔；使用用于盲均衡的判决引导最小半径距离(DD-LRD)算法，从样本组估计接收的星座图符号，其中，DD-LRD算法包括使用自适应滤波器迭代地完善符号估计；以及从所估计的星座图符号中恢复在光信号中传输的数据位。包括具有预定数目的系数(抽头)的均衡滤波的第三级被操作来缓解所接收的信号中由于传输链路特性带来的劣化。
这个方面和其它方面以及它们的实现在附图、描述和权利要求中更详细地描述。
附图简述
图1A是光通信系统的框图。
图1B是光发射机/接收机链的实例的框图。
图2显示了在T和T/2的倍数处采样的信号波形。
图3描绘了(a)28GHz和(b)24GHZ带宽的滤波器的采样的光QPSK信号的示例星座图。
图4描绘了由(a)T/2样本、(b)DD-LRD处理、(c)T样本、(d)恒定模量自适应CMA处理、(e)CMA+后置滤波器处理构成的示例星座图。
图5是描绘了用于在T和T/2采样、DD-LRD、CMA和CMA+后置滤波器处理后的信号的所测量的MSE的曲线的图示。
图6是无线通信测试平台的框图表示。
图7是描绘了作为OSNR(0.1nm)的函数的所测量的BER的曲线的图示。
图8描绘了使用(a)9-QAM数字处理、(b)标准CMA、(c)CMA+后置滤波器的算法的所恢复的信号的示例星座图。
图9是光通信过程的流程图表示。
图10是用于光通信的装置的框图表示。
图11是数字信号处理技术的流程图表示。
图12是其中实施了9-QAM信号处理的示例通信系统。
图13是描绘了示例的背靠背(backtoback)误码率结果的曲线图。
图14描绘了传输后光谱的实例。
图15描绘了传输后光谱的实例。
图16是描绘了平均误码率性能的实例的曲线图。
图17是描绘了所测量的误码率实例的曲线图。
图18是描绘了所测量的误码率实例的曲线图。
图19是描绘了误码率和使用的滤波器抽头数之间的示例关系的曲线图。
图20是比较两级和三级滤波技术的性能的曲线图。
详细描述
在本文件中公开的技术可用于从正交相移键控(QPSK)调制信号中恢复数据，即使在调制信号的严苛滤波下。在下面的描述中，作为实例，使用光通信公开主题技术。然而，所公开的技术可用于从任何QPSK调制信号中恢复数据。在光通信的背景下，所公开的技术可用于诸如在吉比特以太网、同步的光网络(SONET)和其它网络中使用的光中继设备的光接收机实施方案。
在一些公开的实施方案中，9-QAM(正交幅度调制)数据恢复技术用于在强滤波出现时处理所接收的偏振调制QPSK(PM-QPSK)信号的一部分。强滤波可例如由于信道带宽限制而出现，或由于在诸如开关或用于接收光调制数据的光前端的介入的光学设备中的带宽限制而出现。在下面的进一步讨论中，用于盲均衡的判决引导最小半径(DD-LRD)算法可用于9-QAM恢复和符号间干扰(ISI)补偿。模拟实验和测试已经显示，所公开的技术在强滤波下恢复9-QAM信号是稳健(robust)的，代替了仅使用传统的QPSK技术。为了突出显示某些特征，提供了在112Gb/s频谱成形的PM-QPSK信号上运行试验后获得的结果，该PM-QPSK信号在25GHz信道间隔的奈奎斯特波分复用(WDM)中被波长选择开关(WSS)破坏。最终均衡信号由最大似然序列检测(MLSD)来检测，用于数据误码率(BER)测量。如下面将讨论的，对比于传统的CMA加后置滤波器算法，0.5dB光信噪比(OSNR)容差的改进以10-3BER获得。
在光通信中，占用不同偏振平面的信号可用于增加频谱效率。例如，双偏振信号可使频谱效率翻倍(每秒每赫兹传输的数据位的数量)。在一些实现中，奈奎斯特脉冲被生成，以实现对于给定波特率的频谱效率的奈奎斯特限制。然而，操作速率被数/模转换器(DAC)的速率限制。由于部分响应系统的多级检测，其以OSNR损失为代价给出了相同的高频谱效率。最近，正交双二进制(QDB)已经被提出，其频谱效率接近4位/s/Hz。更简单和更现实的装置是基于波长选择开关的频谱成形。由接收机侧双二进制成形的后置滤波器被使用，以应用传统的数字信号处理(DSP)方案。
为了从所接收的符号中恢复数据，接收机通常使用定时同步以在时间T的整数倍处生成样本，时间T表示符号周期，符号样本因此在符号的中心被取得。然而，当所接收的符号已经经历了过分的或强的滤波，数据样本可遭受符号间干扰(ISI)。
对抗ISI的一个方法是通过在T/2的整数倍的时间处采样来恢复数据。因此，采样时间点的偶数倍落在T的倍数上，并且采样时间点的奇数倍在相邻符号中间。本发明者实施的实验和模拟实验已经显示，这样获得的样本显示了对强滤波更高的容差和稳健性。对于频谱成形的QPSK信号，T/2样本的星座图呈现为9-QAM状。在一些实施方案中，盲半径引导均衡器(RDE)可用于从9-QAM状的符号频谱中恢复数据。然而，这个方案是复杂的，因为要考虑三个星座圈。并且当OSNR较低时(如低于20dB)，以可接受的误码率(BER)分离三个星座圈是困难的，如下面更详细的说明。
在一些实施方案中，用于盲均衡的判决引导最小半径(DD-LRD)算法可用于9-QAM恢复和ISI抑制。112Gb/s频谱成形偏振复用正交相移键控(PM-QPSK)信号以及奈奎斯特WDM(NWDM)信道中的25GHz带宽WSS的实验结果在下面进一步讨论。如在本文件中描述的，最终均衡信号由最大似然序列检测(MLSD)来检测用于数据BER测量。
图1A是光通信系统100的框图表示，其中，实现了本文件的主题技术。光发射机102通过光网络104将光信号传输至一个或多个光收发器106。所传输的光信号可通过中间光学设备，例如放大器、中继器、开关等，为了清晰性，其未在图1A中被显示。
图1B示出了光处理链150的实例，其中，可测量主题技术的性能。28G波特QPSK信号由I/Q调制器152生成。在此之后，第4阶高斯类型的光学带通滤波器154被利用，以使QPSK信号的频谱成形。滤波器154的3dB滤波器带宽在模拟实验中从22GHz到30GHz被仿真，以使频谱被显著压缩以接近奈奎斯特带宽。在156处，在光零差相干检测158之前，添加了放大自发射(ASE)噪声(被仿真为高斯分布光学白噪声)。信号OSNR是30dB，其在0.1nm的噪声带宽中定义。发射机中的连续波(CW)激光源和相干接收机中的用于本地振荡器的连续波(CW)激光源实际上都是零Hz线宽。信号在接收机侧以两倍波特率(符号率)被采样。
图2描绘了示例波形200，其示出了两组样本。采样信号被分成两组：一组是在时间T采样的信号，即，定时相位是0弧度(202)，并且另一组是在时间T/2采样的信号，即，定时相位是π/2偏移(204)。T样本被称为ST而T/2样本被称为ST/2。
图3示出了用28GHz(302)和24GHz(306)光学高斯滤波器的接收信号的星座图，其用表示可能的数据位值的横坐标轴310和纵坐标轴308标绘。可以看到，T样本的星座图类似4-QAM(314)而T/2样本的星座图类似于9-QAM(312)。第四阶高斯滤波器之后ISI的影响可在图306中看到。可看到，每一个星座点312、314变成正方形状的分布。比较28GHz和24GHz滤波(分别是图302和306)，当使用24GHz滤波器时，T样本314具有大得多的ISI，而T/2样本几乎没有变化(312)。换句话说，技术可代替传统处理将9-QAM状T/2样本恢复到在强滤波出现时的ST样本。
在一些实施方案中，当给定ST时，ST/2可由线性插值近似地被估计，线性插值表达为：
S T / 2 = S T ( k ) + S T ( k + 1 ) 2 , ( k = 1 , 2 , 3 , ... ) - - - ( 1 )
在一些实施方案中，更高阶低通滤波器还可被用于上面讨论的插值。
符号样本ST/2是双二进制成形的信号，并且在某种程度上展示了与双二进制编码信号的窄带宽类似的属性。因此，T/2样本具有更大的滤波容差(与T样本相比)和由于系统的部分响应性质而更低的ISI。然而，因为T/2样本的星座图包括彼此靠近的点，比对应的T样本星座图更高的OSNR是优选的，因为多级检测被应用于9-QAM信号。在一些实现中，信号可用MLSD算法检测，MLSD算法利用了固有的符号间记忆并通过选择最可能的格状路径使误差数最小化。
为了降低信号ISI，可应用自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器(如，9-抽头滤波器)。CMA(恒定模量算法)正常被用于盲更新用于具有恒定模量的QPSK信号的FIR抽头加权系数。然而，CMA的性能通常随着ISI的增加而变差。实施双二进制成形功能的具有2个抽头(即，一个符号延迟和添加)的后置滤波器可被用于进一步对抗强滤波的限制。
参考图4，图406显示了遭受严重ISI的实例T样本。用CMA(408)和后置滤波器(410)处理图406中的星座图可将ISI降低到一定程度。图402描绘了T/2样本并且图404描绘了经过DD-LRD处理后的T/2样本。
可选地，9-QAMT/2样本可直接被恢复。CMA不能以直接的方式适用于9-QAM信号，因为9-QAM信号不具有恒定符号振幅并因此由CMA获得的误差信号不能接近于零。相反，DD-LRD算法可用于更新滤波器抽头加权系数，其比CMA精确得多。误差函数e(n)由下式给出：
e ( n ) = y ( n ) ( | d ^ ( n ) | 2 - | y ( n ) | 2 ) , - - - ( 2 )
其中，y(n)是均衡信号，是确定的符号。滤波器抽头加权系数更新均衡是：
w(n)＝w(n-1)+μe(n)x(n)*，(3)
其中，w(n)是自适应FIR滤波器，μ是收敛参数并且*是复共轭性操作。由于DD-LRD是相位独立的，所以其对ISI具有优越的容差。另外，DD-LRD具有快速收敛速度，这对时变的情况是稳健的。图402显示遭受严重ISI的T/2样本。如图404所示，DD-LRD算法对降低ISI的影响呈现出了卓越的性能。
图5是示出了测量的均方误差(MSE)的曲线图500，其在纵坐标轴(504)上标绘，被定义为：其中，n是样本的数量，其从前面讨论的不同的数字信号算法中获得，作为带宽的函数被绘制在横坐标轴502上。曲线510示出了T样本处理的性能。曲线512示出了当使用CMA时T样本处理的性能。曲线514示出了当CMA和后置滤波都被使用时T样本处理的性能。可以看到，与T采样信号(510)相比较，使用CMA(512)获得约1dBMSE的改进，而使用26GHZ光学滤波(514)的后置滤波器得到另外0.5dB。然而，低于26GHz(强滤波)的滤波器带宽导致甚至更严重的ISI。因此，根据更窄的带宽(强滤波)MSE快速降级，并且当滤波器带宽是22GHz时，来自CMA的ISI压缩的益处降低到少于0.5dB。曲线506和508呈现了对9-QAM星座图的T/2样本的处理。与T/2采样信号(506)相比较，使用DD-LRD(508)获得1.4dBMSE的改进。在一个有利的方面，根据从22GHz到30GHz变化的滤波器带宽，在MSE性能中有微不足道的改变。在宽带滤波时(如，高于28GHz)，DD-LRDI(508)的性能对于CMA+后置滤波器算法(514)是相当可比的。换句话说，使用9-QAM信号而不是QPSKT样本来恢复数据样本与强滤波相差无己并且更稳健，并且在更弱滤波时显示了比得上的性能。
图6示出了用WSS频谱成形的28G波特窄波分复用(NWDM)PM-QPSK的测试系统600。NWDM子信道602从梳状波发生器中基于相位和强度调制器用25GHz载波间隔和等音功率被生成。奇数和偶数信道通过使用25/50GHz光学交织器(IL)604被分隔。28Gb/s二进制电信号从两个信道脉冲码型发生器(PPG)用211-1长度的伪随机二进制序列(PRBS)生成。光QPSK信号使用商用I/Q调制器(606)生成。偏振复用由偏振复用器608实现，偏振复用器608包括将信号二等分的偏振保持耦合器(PMC)、提供150符号延迟的光延迟线(ODL)以及重新合并信号的偏振光束合并器(PBC)。偶数和奇数信道被单独调制和偏振复用。然后，它们用25GHz信道间隔被合并，并且每一个信道的频谱由波形成形器(即，WSS)612成形。可选择地使用增益调整器614。WSS用21.6GHz的3dB带宽、30GHz的10dB带宽和37.1GHz的20dB带宽被测量。在接收机处，采用了一个具有0.4nm的3dB带宽的可调光学带通滤波器(OBPF)616，以选择测量的子信道。偏振分集零差检测在接收机处被利用。在发射机处的外腔激光器(ECL)的线宽和在接收机处用于本地振荡器(LO)618的线宽都小于100kHz。在示波器中使用了50GSa/s模/数转换(ADC)620采样。然后，接收的数据由计算机通过离线数字处理被恢复。
接收的信号被重新采样至4倍的符号率，以便用平方定时方法(626)处理定时相位估计。依据正确提取的时钟，2样本/符号由三次插值处理。4个17抽头的T/2间隔的自适应蝶形FIR滤波器被应用于偏振解复用628。滤波器的加权系数由CMA首次更新用于预收敛。最终的自适应被切换至DD-LRD634用于精确的反馈控制。自适应FIR滤波器和DD-LRD同时发挥减少ISI和信道间串扰的作用。频偏估计(FOE)630是基于快速傅里叶变换(FFT)方法并且载波相位估计(CPE)632是基于盲相位搜索(BPS)算法。最后，信号使用符号间记忆由MLSD检测，用于数据BER测量(636)。作为比较，CMA加后置滤波器方案以及MLSD检测也被评估。
基于不同算法作为OSNR的函数的测量的BER(纵坐标轴704)在图7中的曲线图700中示出。OSNR(横坐标轴702)在0.1nm的噪声带宽中被测量。仅用CMA(没有MLSD判决)处理的数据由于严重的ISI(曲线708)而具有糟糕的性能。在我们的测量中，该技术不能达到10-3BER。
图8中图806、808(X和Y偏振)中的ISI噪声在图中是明显可见的。在基于上面讨论的9-QAM恢复算法的10-3的BER的OSNR是18dB(曲线706)。OSNR容差是0.5dB，优于使用CMA加后置滤波器(曲线710)。根据9-QAM和CMA+后置滤波器方法恢复的星座图在图8中示出，各自为图802、804(X和Y偏振)和图810、812(X和Y偏振)。
对强滤波的稳健性和优越地快速收敛速度使得上面讨论的9-QAM数字恢复方案对光网络中的实践应用更有吸引力和价值。
图9是光通信过程900的流程图表示，数据可通过光通信在光接收机中被恢复。在902处，接收了使用正交相移键控(QPSK)调制方案调制的光信号。在904处，接收的光信号被采样以生成样本组，样本组包括在T/2的奇数倍处采集的样本，其中T表示QPSK调制方案的符号时间间隔。在906处，使用用于盲均衡的判决引导最小半径距离(DD-LRD)算法，接收的星座图符号从样本组中被估计。如前面所描述的，DD-LRD算法包括使用自适应滤波器迭代地完善信号估计。在908处，在光信号中传输的数据位从估计的星座图符号中被恢复。
如前面所描述的，在一些实现中，星座图符号被处理为9-QAM符号。在一些实现中，光信号可包括双偏振QPSK信号。双偏振可彼此正交(如，X和Y平面)。在一些实现中，自适应滤波器可包括FIR滤波器(如，前面所描述的9抽头滤波器)。在一些实现中，自适应滤波器使用LSE误差准则被迭代地完善。
图10是用于光接收机装置1000的框图表示。模块1002用于接收使用正交相移键控(QPSK)调制方案调制的光信号。模块1004用于采样所接收的光信号以生成样本组，样本组包括在T/2的奇数倍的时间点处的样本，其中T表示QPSK调制方案的符号时间间隔。使用用于盲均衡的判决引导最小半径距离(DD-LRD)算法，模块1006用于估计来自样本组的所接收的星座图符号，其中，DD-LRD算法包括使用自适应滤波器迭代地完善符号估计。模块1008用于从估计的星座图符号恢复在光信号中传输的数据位。装置1000和模块1002、1004、1006、1008还可被配置为实现本文件中公开的某些技术。
在一些实施方案中，光通信接收机包括接收偏振调制正交相移键控(PM-QPSK)信号的光前端、产生表示所接收的PM-QPSK的波特率的一半的奇数倍处的采样实例的采样信号的定时同步装置、产生在采样实例处的接收的PM-QPSK的样本值的信号采样器、使用判决引导自适应滤波方法从样本值估计所接收的符号的符号生成器(在判决引导自适应滤波方法中，关于所接收符号的判决使用表示之前的判决的计算误差的反馈信号被迭代地改进)、以及从所估计的接收符号中恢复在光信号中传输的数据位的数据恢复器。
图11是在上面讨论的数据恢复程序期间处理数字信号的过程1100的流程图表示。在1102处，使用进入信号的估计的或已知的波特率，之前描述的重新定时可被实施，以在T/2的奇数倍处获得采样位置。在1104处，可应用上面描述的恒定模量算法。频偏补偿可在1106处实施。载波相位估计可在1106处实施。上面描述的DD-LRD估计符号估计可在1108处实施。基于在1108中获得的结果，可提供反馈到CMA预收敛算法以完善CMA步骤。最后，在1110处，MLSE可被用于从9-QAM星座图中最终确定符号估计。除了上面描述的算法，或替换上面描述的算法，可使用用于重新定时部分的诸如Gardner定时方法的其它方法。
本领域技术人员将认识到，公开了用于在强滤波出现时获得奈奎斯特带宽的用于PM-QPSK信号的9-QAM数据恢复。在一些实施方案中，用于盲均衡的DD-LRD算法被用于9-QAM恢复和ISI压缩。还将认识到，与传统的QPSK数据恢复技术相比较，所提出的技术在强滤波下对于恢复9-QAM信号是稳健的。还将认识到，包括由在25GHz信道间隔的奈奎斯特WDM中的WSS以112Gb/s频谱成形的PM-QPSK信号的实验显示了所公开技术的稳健性。最终均衡信号被MLSD检测用于数据BER测量。与CMA加后置滤波器算法相比较，0.5dB容差以10-3的BER被改进。
本领域技术人员将认识到，所公开的技术被应用于任何通信系统，并且尤其是光通信系统，其中，接近奈奎斯特极限的带宽效率(及，电信号的带宽接近于1/2符号率而光信号的带宽接近于符号率)可通过使用T/2定位样本恢复传输的符号来达到。
9-QAM状信号生成、DSP算法以及实验建立的实例
通过在QPSK信号上的频谱成形的9-QAM状信号生成的示例实施方案和实验建立在图12中示出，其中，10x480Gb/s频谱成形的PDM-9-QAM信号被生成并在100GHz网格中以超出7200kmSMF-28和18ROADM传输。在每个480Gb/s、100GHz网格超级奈奎斯特信道中，具有50GHz载波间隔的两个子信道被使用，每一个承载240Gb/s。在发射机处，具有小于100kHz线宽、50GHz间隔和14.5dBm输出功率的20个外腔激光器(ECL)被分成两组，即奇数子载波和偶数子载波。在复用四信道15Gb/s二进制信号后，两对60G波特二进制电信号从电4:1多路复用器生成。每一个I/Q调制器(I/QMOD)由具有字长为215-1的两个60Gb/s伪随机二进制序列(PRBS)电信号驱动，且被用于调制奇数/偶数子载波。在所描绘的实施方案中，使用了独立但同步的I和Q数据。每个路径的偏振复用经由偏振复用器实现，偏振复用器由将信号拆分的偏振保持光耦合器(PM-OC)、提供超出100符号延迟的光纤延迟线(DL1和DL2)、以及重新合并信号的偏振光束合并器(PBC)组成。奇数和偶数信道被光谱滤波以实现9-QAM状星座图信号，并使用可编程波长选择开关(WSS)被组合，其为50GHz固定网格和44GHz3dB带宽(BW)。所测量的50GHz网格WSS的通带传递函数在图12中的小图表(a)中示出。50GHz网格WSS之前和之后的240Gb/s单个子信道信号的光谱在图12中的小图表(b)中示出，其中，频谱成形信号占用了更窄的带宽。光谱成形之前和之后，PDMQPSK信号至9-QAM状信号的星座图进化在图12中的小图表(c)和小图表(d)中示出。
然后，所生成的10x480Gb/s、100GHz网格信道信号被发射到再循环传输回路中，再循环传输回路由传统SMF-28光纤的四个100km跨距组成，平均损耗为21dB。如图12所示，每个100km跨距SMF后跟随着混合后置拉曼放大器和EDFA以补偿光纤损耗。开-关拉曼增益是来自～1450nm泵浦的每跨距10dB。在回路中的4个100km跨距SMF传输后，十个480Gb/s信道中每个通过1x10、100GHz间隔的WSS，以仿真来自100GHz网格ROADM的滤波影响。然后，奇数和偶数信道被发送至单独的WSS输出端口，用于最大滤波，并且在奇数和偶数信道在3dB光耦合器中被组合之前，175个符号的相对延迟将它们去相关。来自WSS通带的滤波被测量，94GHz的-3dB带宽，其在图12中的小图表(e)中示出。因此，十个信道在400km距离的一个往返之后通过ROADM，并且在7200km传输后总共通过18个ROADM。图12中的小图表(g)示出十个480Gb/s、100GHz网格信道的背靠背(b-t-b)光谱，其具有20个从1549.38至1556.94nm的子信道。以这种方式，频谱成形的奈奎斯特9-QAM状信号在更窄的带宽中被传输，这提供了对由RAODM引起的滤波影响的高得多的容差。在接收机处，采用了具有0.9nm的3dB带宽的一个可调谐光学滤波器，以选择所期望的子信道。具有小于100kHz线宽的ECL被用作本地振荡器(LO)。偏振分集90°混合用于偏振和相位分集相干检测。采样和数字化(A/D)用80GSa/s采样率和30GHz电气带宽在数字范围内实现。
图12中的小图表(f)示出了主DSP功能块。级联的、基于9-QAM的、高滤波容差的三级均衡被用于偏振分用、稳健的滤波补偿和其它信道畸变缓解。首先，17抽头、T/2间隔的CMA均衡器被用于实施预均衡。该CMA均衡器的输出被用于初始频域频偏估计和补偿。然后，17抽头、T/2间隔的2x2均衡器作为基于DD-LRD算法的第二级均衡被用于偏振解复用。载频和相位恢复在DD-LRD回路内实施。频偏也使用频域方法被估计和补偿。相位恢复由判决引导盲相位搜索(BPS)方法在小相位变化范围内实现：初始相位由最后的符号恢复，但是接着使用BPS在非线性分布式相位范围被完善。这样的两级算法可有效地缓解循环相位滑动。相位恢复的信号然后被发送至第三级T间隔2x2均衡器，用于最终优化，其基于判决引导最小均方差(DD-LMS)。最终DD-LMS均衡器具有113抽头的长度，其中，这样的长滤波器是由于用于超级奈奎斯特信号和沿着链路的所有线性滤波影响的缓解的优化的接收滤波器。在计算误码率(BER)之前，基于Viterbi算法的MLSE被用于符号解码和检测，以消除ISI影响。总的误差在12x106位上被统计。
实验结果和讨论
图13示出了信道6的240Gb/s子信道2在不同的频谱成形滤波器带宽下的作为OSNR(0.1nm分辨率)的函数的b-t-bBER结果。WSS的3dB带宽从44GHz被改变到36.6GHz。对于大于38.8GHz的BW的微不足道的OSNR损失和小于1dB的损失由我们提出的稳健的三级均衡流程观测。在1x10-2BER处的奈奎斯特WDM240Gb/s信道所要求的OSNR是18dB/0.1nm，而对于480Gb/s信道为21dB/0.1nm。另外，我们还验证出所有其它信道展示的类似的性能，除了侧信道具有0.5dB优势的OSNR容差。在具有或没有ROADM的72x100kmSMF上传输后的光谱各自在图14和图15中示出。清除滤波器收缩效果在100GHz网格信道上被观测。通过将信号功率改变至每一个跨接纤维的7200km传输后的100GHz网格信道6的平均BER性能在图16中示出，其中，9dBm的总输入功率提供最优BER性能。图17示出具有和没有ROADM的信道6的所测量的BER与从2000km到8000km的变化范围的传输距离的关系。在没有和具有18个ROADM的7200kmSMF传输后的所测量的BER分别是2.2xl0-2和2.5x10-2。显示出，用于这个超级奈奎斯特频谱成形9QAM状信号的三级均衡具有对由ROADM引起的滤波器收缩影响的高容差。对于所有信道，在没有和具有ROADM的传输后的所测量的BER在图18中示出(两个子信道的平均)。在7200km传输后，对于使用LDPC编码和分层解码算法的20％软判决FEC，所有超级奈奎斯特WDM信道的BER比2.7x10-2BER阈值低。由基于滤波容差9-QAM的三级均衡处理的信道6的X和Y偏振中的接收信号的星座图也被插入图18中。
应理解，描述了用于超级奈奎斯特PDMQPSK信号的基于9QAM状星座图的高滤波容差、三级均衡，其用于在100GHz网格上获得400Gb/s信道，以用于超长途光学到达。
在一些实施方案中，例如，如上面所描述的，可通过使用包括数字滤波的第三级进一步改进性能。在一些实施方案中，第三级滤波包括具有适当数目的滤波器抽头的判决引导最小均方差(DDLMS)滤波器。如图19中所描绘的，抽头数(横坐标轴)可影响所获得的结果的误码率(纵坐标轴)。根据可操作的目标，各种抽头数可用于不同的实施方案。例如，20至150之间的抽头可用于获得0.004或低于0.004的BER。
选择在更低的侧在第三级滤波中使用的抽头数(如20到60之间)可通过降低计算的复杂度提供益处。然而，在复杂度上的降低可能以增加的BER性能为代价发生。选择更高的抽头数可提供更好的能力以均衡来自信道的畸变(如130至150个抽头)，均衡信道畸变的所改进的能力可能以由于滤波器较长的长度而导致的信号泄露到邻接信道为代价。由发明者实施的实验已经显示出，抽头数和所达到的BER之间的关系是“V”或“碗”形的，在113个至117个抽头左右达到最优性能(最低BER)。
参考图20，出于命名方便被称为“两级”的性能所在的曲线图与本文件公开的“三级”技术相比较。如从图20中所见的，第三级滤波器的添加提供了OSNR中的约1dB的改进，以获得给定的BER。
所公开的和其它的实施方案、本文件中描述的模块和功能操作(如，光前端、定时同步装置、信号采样器、符号生成器和数据恢复器)可在数字电子电路或在包括本文件中公开的结构或其等效结构的计算机软件、固件或硬件或它们中的一个或多个的组合中实现。所公开的和其它实施方案可实施为一个或多个计算机程序产品，即，在计算机可读介质上编码的计算机程序指令的一个或多个模块，其由数据处理装置执行或控制数据处理装置的操作。计算机可读介质可以是机器可读存储设备、机器可读存储基底、存储设备、实现机器可读传播信号的物质组合物、或它们中一个或多个的组合。术语“数据处理装置”包括用于处理数据的所有装置、设备和机器，包括作为示例的可编程处理器、计算机或多个处理器或计算机。除了硬件外，装置还可包括创建执行环境用于所讨论的计算机程序的代码，如，构成处理器固件、协议栈、数据库管理系统、操作系统或它们中的一个或多个的组合的代码。可传播信号是人工生成的信号，如，机器生成的电、光或电磁信号，其被生成以对信息进行编码，以传输给适当的接收机装置。
计算机程序(也作为程序、软件、软件应用、脚本或代码被已知)可以任何形式的编程语言来写，包括编译的或解释性的语言，并且其可采用任何形式，包括作为标准独立程序或作为模块、组件、子例程或适合于在计算环境中使用的其它元件。计算机程序不一定与文件系统的文件对应。程序可存储在拥有其它程序或数据的文件的部分(如，储存在标记语言文档中的一个或多个脚本)中、专用于所讨论的程序的单个文件中、或多个协调文件(如，储存一个或多个模块、子程序或部分代码的文件)中。计算机程序可布置为在一台计算机上执行或在多台计算机上执行，所述多台计算机位于一个地点或跨越多个地点分布，并通过通信网络互联。
本文件描述的进程和逻辑流程可由一个或多个可编程处理器实现，所述可编程处理器执行一个或多个计算机程序以通过操作输入数据和生成输出来实现功能。进程和逻辑流程还可由专用逻辑电路实现，装置也可实施为专用电路，如，FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。
适合于执行计算机程序的处理器包括作为实例的通用和专用微处理器两者，以及任何种类的数字计算机的任何一个或多个处理器。通常，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或从这两者接收指令和数据。计算机的主要元件是用于实施指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储设备。通常，计算机还可包括用于存储数据的一个或多个大容量存储设备，或可操作地耦合为从用于存储数据的一个或多个大容量存储设备接收数据、或传送数据至用于存储数据的一个或多个大容量存储设备、或以上两者，所述用于存储数据的一个或多个大容量存储设备例如磁盘、磁光盘或光盘。然而，计算机不需要具有这种设备。适合于存储计算机程序指令和数据的计算机可读介质包括所有形式的非易失性存储器、介质和存储设备，包括作为实例的半导体存储设备，如EPROM、EEPROM和闪存设备；磁盘，如内置硬盘或移动硬盘；磁光盘；以及CDROM和DVD-ROM盘。处理器和存储器可由专用逻辑电路补充或并入专用逻辑电路。
虽然本专利文件包括许多特性，但这些不应该被解释为被要求权利或可能被要求权利的发明的范围的限制，而其是作为针对具体实施方案的特征的描述。在本文件中，在单独的实施方案的上下文中描述的某些特征也可在单个实施方案中以组合实施。相反，在单个实施方案的上下文中描述的各种特征也可在多个实施方案中分别实施或以任何适当的子组合实施。另外，尽管特征可在上面被描述为在特定组合中起作用，并且甚至初始被如此要求权利，但是来自所要求权利的组合的一个或多个特征在一些情况中可从组合中免除，并且所要求权利的组合可针对子组合或子组合的变形。类似地，当操作在附图中以特殊顺序描绘时，这不应该被理解为需要该操作以所示出的特殊顺序或以相继顺序执行，或者所说明的所有操作被实施，以达到所期望的结果。
只公开了一些实施例和实现。可基于所公开的内容做出对所描述的实施例和实现以及其它实现的变化、修改和增强。

Claims (18)

1.一种在光通信系统中恢复数据的方法，所述方法包括：
接收使用正交相移键控QPSK调制方案调制的光信号；
对所接收的光信号进行采样以生成样本组，所述样本组包括在T/2的奇数倍的时间点处的样本，其中T表示所述QPSK调制方案的符号时间间隔；
使用用于盲均衡的判决引导最小半径距离DD-LRD算法来从所述样本组估计接收的星座图符号，其中，所述DD-LRD算法包括使用自适应滤波器迭代地完善符号估计；以及
从所估计的星座图符号恢复在所述光信号中传输的数据位。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述星座图符号被处理为9-正交幅度调制(9-QAM)符号。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述光信号包括至少两个偏振分量。
4.如权利要求1所述的方法，其中：
所述自适应滤波器包括有限脉冲响应FIR滤波器。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述自适应滤波器使用最小平方误差LSE优化准则被完善。
6.如权利要求1所述的方法，还包括：
使用信道均衡器处理所述盲均衡的输出。
7.一种光通信接收机，包括：
光前端，所述光前端接收偏振调制正交相移键控PM-QPSK信号；
定时同步装置，所述定时同步装置产生采样信号，该采样信号表示在所接收的PM-QPSK的波特率的一半的奇数倍处的采样实例；
信号采样器，所述信号采样器产生在所述采样实例处的所接收的PM-QPSK的样本值；
符号生成器，所述符号生成器使用判决引导自适应滤波方法从所述样本值估计接收的符号，在所述判决引导自适应滤波方法中，使用表示之前的判决的计算误差的反馈信号迭代地改进关于所接收的符号的判决；
数据恢复器，所述数据恢复器从所估计的接收的符号恢复在所述光信号中传输的数据位。
8.如权利要求6所述的接收机，其中，所述符号生成器产生9-正交幅度调制(9-QAM)符号。
9.如权利要求8所述的接收机，还包括：
均衡器，所述均衡器使用判决引导最小半径距离DD-LRD算法。
10.如权利要求7所述的接收机，其中：
所述自适应滤波方法使用9-抽头有限脉冲响应FIR自适应滤波器。
11.如权利要求10所述的接收机，其中，所述自适应滤波方法使用最小平方误差LSE优化准则。
12.如权利要求7所述的光通信接收机，还包括：
信道均衡器模块，所述信道均衡器模块对盲均衡的输出执行判决引导最小均方信道均衡。
13.一种包括计算机可读介质的计算机程序产品，所述计算机可读介质上储存有代码，所述代码在由处理器执行时，使得所述处理器实现在光通信系统中恢复数据的方法，所述方法包括：
接收使用正交相移键控QPSK调制方案调制的光信号；
对所接收的光信号进行采样以生成样本组，所述样本组包括在T/2的奇数倍的时间点处的样本，其中T表示所述QPSK调制方案的符号时间间隔；
使用用于盲均衡的判决引导最小半径距离DD-LRD算法来从所述样本组估计接收的星座图符号，其中，所述DD-LRD算法包括使用自适应滤波器迭代地完善符号估计；以及
从所述星座图符号恢复在所述光信号中传输的数据位。
14.如权利要求13所述的计算机程序产品，其中，所述星座图符号被处理为9-正交幅度调制(9-QAM)符号。
15.如权利要求13所述的计算机程序产品，其中，所述光信号包括至少两个偏振分量。
16.如权利要求13所述的计算机程序产品，其中：
所述自适应滤波器包括有限脉冲响应FIR滤波器。
17.如权利要求16所述的计算机程序产品，其中，所述自适应滤波器使用最小平方误差LSE优化准则被完善。
18.如权利要求13所述的计算机程序产品，其中所述方法还包括：
使用信道均衡器处理所述盲均衡的输出。
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