CN1571307A - 用于缓解符号间干扰的多信道光均衡器 - Google Patents

用于缓解符号间干扰的多信道光均衡器 Download PDF

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CN1571307A CNA2004100315084A CN200410031508A CN1571307A CN 1571307 A CN1571307 A CN 1571307A CN A2004100315084 A CNA2004100315084 A CN A2004100315084A CN 200410031508 A CN200410031508 A CN 200410031508A CN 1571307 A CN1571307 A CN 1571307A
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Abstract

一种改进的，用于缓解符号间干扰，可同时补偿单或多波长信道且需要很少可调整参数的多信道光均衡器方法和装置。该光均衡器还可补偿半导体光放大器的过冲和信号转换恶化。均衡器单元仅具有两个控制信号，一个用于控制信号幅度，一个用于控制信号相位，然而它还能够同时补偿多个波长信道。均衡器包括具有可控耦合比用于将光分成两个部分的耦合器和具有两个支路的可控干涉仪单元，一个支路具有等于整数倍1/Δf的附加延迟，其中Δf为用于在光学系统中相邻波长之间的信道间隔。可控干涉仪单元在第一或第二支路中还具有可控延迟，用于调整通过光的相对相位。耦合器将来自第一和第二支路的两个信号部分组合形成均衡化的输出信号。

Description

用于缓解符号间干扰 的多信道光均衡器
涉及的专利申请
这是标识为S.Chandrasekhar 14-29-66-3，序列号为No.10/393,483(2003年3月20日申请)的共同未决专利申请的部分继续。
技术领域
本发明通常涉及光均衡器的设置，具体涉及用于实现缓解符号间干扰的多信道光均衡器的方法和装置。
背景技术
在电学领域用来缓解数字光通信系统中多种损伤的均衡器已为人所熟知[参见附录中参考文献1-3]。已提出了在光领域中的均衡器，但还未得到展示[4]。所提出的均衡器为具有多个可调整相位参数的多级格型滤波器，参数是通过复杂的最优化算法选出，且每次仅补偿一个波长信道。已有单损伤光补偿器的展示[4a]，如色散(CD，chromaticdispersion)补偿器[5-7]和偏振模式色散(PMD，polarization-modedispersion)补偿器[8]，但这些针对的是一次仅一个损伤源。
所需的是，能够同时补偿多波长信号的多个波长信道，且需要很少可调整参数，以缓解符号间干扰的简单多信道光均衡器。
发明内容
根据本发明，公开了一种用于实现能够同时补偿多个波长信道，且需要很少可调整参数，以缓解符号间干扰的，不甚复杂的单或多信道光均衡器的方法和装置。根据本发明的另一方面，当本发明的光均衡器与半导体光放大器一起使用时，本发明的光均衡器能够补偿半导体光放大器的过冲和信号转换恶化(degradation)。本发明的均衡方法及装置极为简单，仅具有两个控制信号(在特殊情形中具有四个)，且还能同时补偿多个波长信道。在一个实施例中，本发明的均衡器包含有50GHz(整数倍信道间隔)自由频谱范围的单马赫—曾德尔干涉仪(MZI)和可调耦合器。在电均衡器术语中，本发明的均衡器属于单抽头(sigle-tap)线性均衡器[3]。本发明的均衡器可使不归零编码(NRZ)，载波抑制归零编码(CSRZ)，及其他可能受符号间干扰影响的的传输格式的性能大大提高。它可同时缓解多种损伤(impairment)，包括因发送机和/或接收机缺陷，滤波器频带变窄(filter narrowing)，CD，和PMD引起的那些损伤。本发明的均衡器在提高不归零(NRZ)振幅移位键控(ASK)格式的性能方面尤其显著，由于其格式生成和检测成本最小，从而有重要意义。
更具体而言，本发明的光信号均衡器同时将光学系统中以预选调制比特率调制的一个或多个接收信号进行均衡，均衡器包括：
用于将光分为两个或更多部分的具有可变耦合比的第一耦合器；
具有两个或更多支路的可控干涉仪单元，每个支路接收一个光部分，至少一个支路具有等于整数倍1/Δf的附加延迟，其中，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔；
至少一个具有可控延迟单元的支路，用于调整通过此支路的光的相对相位；
和用于将来自支路的信号进行组合的第二耦合器。
在另一实施例中，使用两个或更多均衡器单元来实现用于将以预选调制比特率调制的接收光信号进行均衡的光信号均衡器。
根据本发明对光学系统的光均衡器进行操作的方法，本发明对以预选调制比特率调制的接收光信号进行均衡，使用以下步骤：
将光分成两个或更多可变部分；
在两个或更多部分之间产生差分延迟，其近似等于整数倍1/Δf，其中，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔，
调整两个或更多部分之中的一个的光相位，
将两个或更多部分组合成单个输出，和
由此实现可变调整，以缓解在接收光信号中的符号间干扰损伤。
附图说明
参照附图，根据后面的详细描述，将更充分的理解本发明，其中
图1表示本发明的用于将在多波长系统中以预选调制比特率调制的一个或多个接收信号进行均衡的光信号均衡器的优选实施例。
图2A和2B表示本发明的光信号均衡器的其他实施例。
图3示意性显示出本发明的均衡器针对接收光信号的效果。
图4显示使用第一和第二均衡器单元所实现的本发明光信号均衡器的另一实施例。
图5A显示出如图4所示两个均衡器单元的另一种设置，以及图5B显示出对于不同耦合器驱动电压和固定相位电压的条件下通过一个均衡器时得到的透射率。
图6显示出本发明对于不同信号损伤所测得的误比特率(BER)随光功率的变化。
图7显示出本发明在具有相同均衡器设置的条件下对于不同波长所测得的误比特率(BER)随光功率的变化。
图8A显示使用本发明的光均衡器所实现的自适应多波长光发送系统，以及图8B显示在多波长总线型结构中均衡器的应用。
图9显示如图1所示均衡器的另一种设置。
图10显示包含有发送机，光放大器，本发明的光均衡器，和接收机的光发送系统的示意图。
图11显示出不进行均衡和使用本发明的光均衡器进行均衡所获得的从光放大器输出的两个数据信号的比较示意图。
图12显示出在进行均衡和不进行均衡条件下所测得的对于给定误比特率的接收机灵敏度随输入到光放大器的输入功率的变化。
在以下描述中，在不同图中相同的附图标记表示相同的元件。另外在元件表示中，第一个数字表示该元件首次在图中出现的图号(例如，101首先出现在图1)。
具体实施方式
在数字二进制ASK系统中，性能通过在判决时间处的“眼”孔来测量。符号间干扰(ISI)是自比特时隙进入其他比特时隙的能量扩展，从而导致眼关闭。在性能由光放大器噪声所限制的数字二进制ASK系统中，使眼关闭的主要原因是由于在“0”或“空号(space)”数据比特(如在图3中的331，333)中信号能量出现不期望的自发辐射节拍[9-11]。若能提高“0”处的消光率(如，图3中的371，373)，则能大大提高性能。在光放大系统中，由于信号自发辐射节拍噪声(signal-spontaneous beat noise)，在空号(“0”)中的任何能量比传号(mark)(“1”)级中的波动更成问题。本发明的光均衡器主要目的在于消除在判决时间处空号(“0”)中的能量。这就是对于多种损伤，光均衡器能够比电均衡器更为有效的原因——在电学领域中为避免信号自发节拍噪声而在接收机处对空号清零就太迟了。
本发明的均衡器是通过取每时刻处能量可控部分(例如，图3中的341)并利用可控的相位调整对其加上±20ps，这与40Gb/s信号的比特周期特别接近(例如，图3中的342)。例如，低成本的发送机对于在孤立空号(与传号相邻的空号)的消光比(extinction ratio)通常较差。均衡器可将来自周围传号的能量以180°的相位添加到这些空号上，以修整消光比。作为另一示例，第一阶色散具有对称复数脉冲响应(symmetric complex impulse response)。该均衡器能够产生近似抵消色散的对称复数脉冲响应。
图1表示本发明的用于将光学系统中以预选调制比特率调制的一个或多个接收信号100进行均衡的光信号均衡器的优选实施例。本发明的均衡器包括，具有可变耦合比的用于将光分成两个部分的耦合器101，支路(arm)102和103。可控干涉仪单元101-105具有两个支路102和103，第一支路102接收所述两个部分的第一部分，第二支路103接收两个部分的第二部分。第一支路102具有产生等于整数倍1/Δf的附加延迟的附加路径长度，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔。这样，当光学系统为多波长系统时，Δf为信道之间的间隔。当光学系统仅使用单波长时，如分插复用器，其中，Δf为该分插复用器可使用的相邻波长之间的信道间隔。第一支路102具有可控的相位延迟104，用于调整所通过光的相对相位。注意，可控相位104具有±180度的范围，这也可适用在第二支路103上。然后，耦合装置105将来自第一和第二支路的信号部分组合，形成均衡化的输出信号106。通过控制在支路102和103中两个信号部分的相对光信号幅度101和相位104，本发明的均衡器改善了在判决点处“0”的消光比。尽管所示耦合器101具有可变耦合比以及耦合器105具有固定耦合比，耦合器105还可具有可变的耦合比。此外在另一实施例中，耦合器105可具有可变耦合比，而耦合器101具有固定耦合比。耦合器101，耦合器105，和/或相位延迟104可在厂家设置，或在具体应用时使其可调。
图2A表示本发明的光信号均衡器的另一实施例。在该实施例中，与图1相比不同之处仅在于，使用固定比耦合器201和可控发送单元201A实现图1所示的可变耦合比耦合器101，固定比耦合器201具有两个输出支路，可控发送单元201A处在第一支路(如图所示)或处在第二支路中，用于调整两个部分的幅度比。这样，固定比耦合器201和可控发送单元201A执行图1中可变耦合比耦合器101的功能。由于图1的实施例具有更低的损耗，从而它优于图2A的实施例。
图2B表示本发明的光信号均衡器的又一实施例。与图2A相比，不同之处仅在于干涉仪200具有三个支路，其中三个支路中任意两个支路的时间延迟差等于整数倍的1/(信道频率间隔)。
参看图3，可以看到在时域中的光信号，从而将理解本发明的均衡器如何改善在判决时间处“0”的消光比。如310所示为不归零(NRZ)振幅移位键控(ASK)的光数据信号“010110”，它从发送机位置(如图8的801)处发送出。诸如发送机和/或接收机缺陷，滤波器频带变窄和CD所引起的损伤导致一些能量从每比特(“1”比特)落入其相邻比特(“0”比特)。对于此例，溢出的能量(spilled energy)与原始信号异相。如320所示，该信号损伤(impairment)为321和323。注意，比特312被定义为孤立比特，它与其相邻的两个比特不同。孤立比特将会把能量添加到其相邻两个“0”比特，如321和323所示。在“0”比特323中附加的能量还有来自“1”比特314所添加的能量。若不进行均衡，检测器(平方律检测器)将把具有功率如同330的信号进行解码，而在该信号中，在“0”比特位置331和333中有较大能量。本发明如图1所示的均衡器(或如图4所示的均衡器400)具有如340所示的脉冲响应。它产生可控量的能量或补偿信号342(使用可变比耦合器101)，并利用可控相位(可控延迟104)将其添加到距离+20ps(Δt比特)位置处的信号，这与40Gb/s信号的比特周期特别接近。
选择如图1所示均衡器的可控幅度101和相位104，以生成能量信号342，用来抵消由发送损伤而导致对相邻比特所加的能量323，尤其使在判决点333处“0”中的功率最小化。在350中示出由如图1所示均衡器得到的均衡结果。如356所示，图1所示的均衡器将会补偿距“1”比特315以后+20ps(Δt比特)的“0”比特326中的那部分损伤。然而要注意，图1所示的均衡器仅补偿在位于距离+20ps(Δt比特)处“0”比特323中由孤立比特311所导致的那部分损伤，但不会补偿在“0”比特353中由“1”比特314所导致的部分损伤。同样，在位于距离-20ps(Δt比特)处“0”比特331中由孤立比特311所导致的损伤，不会由如图1所示均衡器得到补偿。注意，需要第二均衡器420来补偿在距离-20ps(Δt比特)处“0”比特位置处的损伤(即在“0”比特位置323处由“1”比特314所导致的损伤)。这样的第二均衡器(在图1中未示出)将以串联连接，从而其输出连接至如图1所示均衡器的输入。可按照与图1所示第一均衡器1相同的方式实现和操作第二均衡器，除了要将耦合器101和105进行调整，以便使更长干涉仪的支路对脉冲响应的贡献最优。这将参照图4进行讨论，第一均衡器还可如400所示实现，第二均衡器如420所示实现。
参照图3和4，如在360中所示，第二均衡器420从比特362取可控量的能量(使用可变比耦合器423)并将其添加到在位置距离-20ps(Δt比特)处的361上。这将在后面进行讨论，第二均衡器420的操作基本按与如图1所示均衡器(或图4的均衡器400)相同方式操作，只不过它影响距离-20ps处的“0”比特，而不是距离+20ps处的“0”比特。从而，如在370中所示，第二均衡器420补偿“0”比特损伤351和353，以产生分别由371和373所示均衡化的“0”比特。
从而，本发明的均衡器尤其大大减少了在使用不归零(NRZ)振幅移位键控(ASK)格式的数据信号传输中的误比特率(BER)(由于更精确的“0”比特检测)。本发明的均衡器还可大大改善载波抑制归零(CSRZ)的性能，以及其他可能受符号间干扰影响的传输格式。它还可同时缓解多种损伤，包括因发送机和/或接收机缺陷，滤波器频带变窄，CD，和PMD引起的那些损伤。
概括而言，使用第一和第二均衡器(例如图4的400和420)，可分别使“0”比特损伤321，323和326最小化至如371，373和376所示。注意，如果信道间隔等于N(整数)倍自由光谱范围(FSR)(即，整数倍的1/Δf，其中，Δf为信道间隔)且数据比特率对于所有信道基本相同，上述两个均衡器的均衡操作适用于光学系统。
图4显示使用第一均衡器单元400和第二均衡器单元420所实现的本发明光信号均衡器的另一实施例。第一均衡器400包括第一可变比耦合器411，可控干涉仪412，和第二可变耦合比耦合器413。可变比耦合器411包括固定比(例如，50/50)耦合器402和可控可变相位(0±90度)元件403。示意性表示出，每个可变比耦合器411和413可以较小马赫—曾德尔干涉仪(MZI)(402，403，404)来实现，并且在一个支路上具有可控热光相移器(thermooptic phase shift)402，在另一支路上增加四分之一波长长度。
耦合器单元411包括，用于在输入401(注意：未连接输入401A)处接收光信号的固定比耦合器402，和用于控制应用到可控干涉仪412上光信号相对相位的可控可变相位元件403。可控干涉仪412包括通过两个波导支路405和405A互连接的两个固定比(例如，50/50)耦合器404和407。第一支路405具有等于整数倍1/Δf(其中，Δf为多波长系统接收光信号的信道间隔)的附加延迟，附加延迟近似等于一个调制比特周期。第一支路405还具有用于相对于414调整415相位的可控相移器406(0～360度)。耦合器407用于将来自支路405和405A的光信号再组合。耦合器单元413包括可控可变相位(0±90度)元件408和固定比(例如，50/50)耦合器402。可变比耦合器413接收来自可控干涉仪412波导支路405和405A的光信号，可控发送部件408调整进入耦合器409的光信号的相对相位。注意，可控发送单元403和408一起控制在均衡器400中的幅度调整。另外，均可将可控发送单元403和408放置在耦合器单元411和413的相同或相对的支路中。耦合器409将光信号组合，在输出410上的输出信号应用到第二均衡器单元420的下输入(lower input)421A。在输出410处，主要(main)的“1”比特信号为414，“0”比特补偿或附属信号(satellitesignal)为415。未连接耦合器409的第二输出410A。示意性地表示出，可将可控干涉仪412实现为在一个支路中具有可控热光相移器406并还具有等于整数倍1/Δf的附加延迟的MZI(404，406，407)。
第二均衡器420的实现与第一均衡器400相同。在均衡器420中，元件421至433按上述对于第一均衡器400的元件401至413相同的方式操作。不过，第二均衡器420的输入421和421A与输出430和430A的连接方式与第一均衡器400的输入401和401A与输出410和410A的连接方式不同。在均衡器400中，使用上输入端口(upper inputport)401A和上输出端口410，而在均衡器420中，使用下输入端口421A和下输出端口430A。从而，在均衡器420中，下输入421A与均衡器400的上输出410相连。均衡器420的输出430A具有主要的“1”比特信号414，和头部(+Δt比特)415及尾部(-Δt比特)434两者的“0”比特补偿或附属信号。
控制#1A控制着均衡器400的可控相位延迟单元403，408，控制#1B控制着均衡器420的可控相位延迟单元423和428。控制#2对用于调整415相位的可控相移器406进行设置。控制#3对用于调整434相位的可控相移器426进行设置。实际多种损伤的脉冲响应是对称的，从而在多种情形中，可通过以相同值驱动控制#1A和控制#1B，得到总共三个用于均衡器的控制。可控相移器406和426均可使用热光相移器实现。可控干涉仪412和432都可用马赫—曾德尔干涉仪实现。
从而，可使用串联的具有可调耦合器的两个相同MZI基本实现如图4所示的均衡器，每一MZI具有50GHz的自由频谱范围。注意，还可使用如图2所示固定耦合器实现可控干涉仪412和432，不过在MZI支路中具有可控衰减器。两个MZI通过单模式连接，且该结构并非为网格结构[3]。本发明的结构对于控制更为简单，并与网格结构相比有更弱的偏振及波长敏感性。在电均衡器术语中，如图4所示本发明的均衡器属于双抽头线性均衡器。其设计用以补偿在整数倍50GHz网格(grid)上的40Gb/s信道。它可大大缓解多种符号间干扰损伤，如发送机带宽及消光比限制，滤波器频率变窄，色散，和偏振模式色散引起的那些损伤。该均衡器在提高不归零(NRZ)振幅移位键控(ASK)格式方面尤为显著，由于其格式生成和检测成本最小，从而有重要意义。
图5A显示出如图4所示两个均衡器单元的另一种设置，以及图5B显示出对于不同耦合器驱动电压和固定相位电压条件下通过一个均衡器时测得的透射率。如图5A所示，每个均衡器单元，如400，具有两个可调耦合器，403和408，以及在一个支路中具有热光相移器406。MZI的可调耦合器的这种偏置明显减小了偏振相关损耗(PDL，polarization-dependent loss)。为使插入损耗最小化，在每个MZI400，420中的两个耦合器应一直处于相同的值，从而将用于耦合器403，408，423，428的控制连接在一起作为控制#1。更为普遍的是，每个均衡器单元400和420的耦合器都可具有各自的控制，控制#1A和控制#1B。从而，这样的均衡器将具有四个控制信号，每个控制信号对以下近似一个进行控制：均衡器脉冲响应的左和右附属信号脉冲(参见图3中的342，361)的振幅和相位。此外，大体上仅对信道失真起足够重要作用的较高阶的色散将需要不对称均衡器脉冲响应(这将对均衡器400的耦合器403，408需要不同的控制信号电压控制#1A，对均衡器420的耦合器423，428需要不同的控制信号电压控制#1B)。参看图4，假设没有起重要作用的较高阶色散，从而所有的耦合器连接至相同的电压源控制#1。这样，仅使用三个控制信号的控制#1，#2，和#3，即可获得在以下部分中所给出的效果。图5B显示出对于不同耦合器驱动电压和固定相位电压的条件下通过一个均衡器时测得的透射率。由于不良(imperfect)的方向耦合比，不会将纹波线501完全调至零。光线至光纤的插入损耗，包括一个连接器，为2.0dB，且对于一级，PDL＜0.5dB。
图9显示光均衡器的另一实施例。在此情形中，两次使用相同的干涉仪900。信号一旦经过干涉仪900，通过单向元件901诸如光隔离器或循环器，并再进入干涉仪900。第一次经过将产生在脉冲响应一侧的附属信号(415)，第二次经过将产生在另一侧的附属信号(434)。该配置的优点在于，仅需要一个干涉仪。缺点是，脉冲响应附属信号的幅度和相位不能按图4的实施例进行独自控制。
均衡器效果
对于工作在40Gb/s的光发送系统，经常使用归零编码(RZ)格式，主要用来提高ISI容限。例如，RZ格式表现出增大偏振模式色散(PMD)的容限。不过，RZ格式通常需要两个调制器来产生该效果，使得RZ发送机昂贵，复杂，并有损耗。当在NRZ ASK系统中使用本发明的均衡器时，可明显减少这些低成本格式的ISI损伤。实际上，本发明展示出单个均衡器可同时对于所有信道大大缓解ISI，而无需任何动态控制。
图6示意性显示出用于补偿差分组延迟(DGD，differential-group-delay)和偏振模式色散(PMD)的本发明均衡器的性能改善。在图6中，空心和实心符号分别表示没有和具有均衡器，且数据为40GBs，231-1模式。对于最差性能的情形设置DGD PMD仿真器输入偏振，然后在具有和不具有本发明均衡器的条件下进行测量。为缓解最差情形DGD而设置均衡器之后，然后改变输入偏振，发现BER从来不会变差。为进一步得到证实，在仿真器之前插入偏振扰动器(polarization scrambler)，并测量平均BER，如图6中菱形符号所示。从而，可将该均衡器用作无反馈的PMD缓解器(PMDmitigator)。注意，在真正意义上，该均衡器并不补偿PMD——它仅使脉冲变尖，提高PMD容限，且采用方式与采用RZ格式相似。
本发明的均衡器可同时以不同的设置(未示出)缓解三种损伤，过滤，CD，和PMD，的影响。在所有三种损伤的情形中，均衡器采用较高差错低限的信号并使其以合理灵敏度无差错。
为验证该均衡器可同时对多种信道缓解损伤的影响，采用16个信道，100GHz信道间隔，在ITU网格上，通过+95ps/nm CD和高斯带通(Gaussian-passband)解复用器。对信道10进行优化，然后，不改变任何均衡器的控制，对于每第三个信道，测量具有和不具有该均衡器的性能。从图7可以看出，均衡器同时改善了所有信道性能。图7显示出在具有相同均衡器设置对于不同波长的条件下所测得的误比特率(BER)随光功率的变化。在线中采用+95ps/nm CD和高斯带通解复用器。
图8A显示应用本发明的均衡器作为用于多波长发送系统的自适应均衡器。在图8A中，自发送机801的多个波长在复用器802中复用在一起，并通过光通路803发送。在接收机位置，本发明的自适应均衡器804对所有接收的复用信道均衡。在解复用器805中将自均衡器804的输出解复用。连接差错检测器806，以接收输出到一个接收机信道807的其中一个解复用后的波长。从差错检测器806得到的误比特率(BER)通过通路808发送到控制单元809。控制单元809产生应用到均衡器804的幅度和相位控制信号。通过从差错检测器806传到控制单元808和均衡器804的反馈环路，使均衡器设置能够自适应地使如图8A所示发送系统每个信道的差错率最小化。图中示意性地显示出，控制单元808可先尝试增大对均衡器804的幅度控制信号，如果自检测器得出的BER增大，则控制单元808将减小幅度信号以减小BER，否则继续增大幅度控制信号，直至BER增加。可继续该操作，直至获得最小的BER。注意，对于啁啾(chirp)控制，一般需要相位控制信号(通常由于CD和发送机)。如果啁啾不大可能变化，可不需要相位控制信号，仅使用幅度控制信号。均衡器还可放置在解复用器和接收机之间(位置823)。不过，应强调的是，本发明的均衡器还有效用于被动模式中，不存在动态调整。在这样的情形中，均衡器可放置在发送机和复用器之间(位置821)或仅在复用器之后(位置822)。注意，在仅一个信道通过均衡器的情形中，采用本发明的均衡器更为有利，这是由于从而可对系统中其他信道使用相同的均衡器和设置，例如，简化库存(inventory)。
图8B显示在多波长总线型结构中可放置均衡器的多个位置。多波长发送机830与图8A所示相似。沿连接光滤波器841，851等以及接收机843，853的总线860，具有耦合器840，850等。可将本发明的均衡器(未示出)放置在包括位置861，862，863，或864的多个位置中的其中一个位置。在多种情形中，优选位置862，这是由于在这样的情形中可同时均衡所有波长信道。
最后，由于该均衡器可通过平面光波电路技术制得，从而它可集成其他功能，如解复用器，分插滤波器，或动态增益均衡滤波器。
对于非线性失真的均衡
上述关于均衡化的讨论集中在线性处理过程引起的符号间干扰。下面，将讨论关于对半导体光放大器(SOA)引起非线性失真的均衡化。
图10显示包含有光发送机1001，光设施1002，半导体光放大器(SOA)1003，本发明的光均衡器1004，光设施1005，和光接收机1006的光发送系统的示意图。注意，可在多种可选的设置中实现光发送系统，如图10所示。例如，如果需要，可在均衡器1004和光设备1005之间添加另外的SOA1007(注意：图10表示为“1107”)。可将SOA1003与光均衡器1004(以及第二个SOA1007)集成在一起作为共同元件，并可将其放置在系统的中间节点处。或者，可将SOA1003和光均衡器1004在发送机节点处与光发送机1001共同放置，其中可将光发送机1001，放大器1003，和光均衡器1004都集成在一起。还要注意，在发送机节点处，可颠倒放置放大器1003和光均衡器1004。在另一实施例中，可将SOA1003和光均衡器1004在接收机节点处与光接收机1006共同放置，此时，可将放大器1003，光均衡器1004，和光发送机1001都集成在一起。注意，在接收机节点处，放大器1003将通常放置在光均衡器1004的前面，但若需要也可将顺序颠倒。
在包含有光发送机(1001)，SOA1003，和光接收机的示意性光学系统中，将使用和不使用本发明均衡器的条件下获得的性能进行比较。SOA1003为商业上可获得的偏置电流200mA条件下1550nm处光纤到光纤的小信号增益为18dB的SOA。光发送机包括193.4THz(1550.12nm)的外腔激光器和以40Gb/s处使用不归零(NRZ)数据信号进行调制的无啁啾效应(chirp-free)LiNbO3调制器。以从-3dBm至-12dBm变化的输入功率，使调制光进入SOA，以研究由SOA的非线性所导致的BER恶化。若给定的BER为10-9，对于伪随机比特流(PRBS)231-1，本发明的均衡器在接收机灵敏度方面提高5dB。图11显示出，对于BER为10-9，对SOA输入不同功率，在不进行均衡和进行均衡的条件下接收机的灵敏度。
本发明的均衡器减小了在上升沿“1”比特上，即从“0”至“1”的转变处，的过冲。这可在图12中看出，其显示出在经SOA后使用快速光检测器得到的均衡器对于一些失真数据模式的效果(虚线)。在图12中，均衡器减弱了在“1”比特中的过冲1201，使由“1”到“0”的转换(transition)1202变尖锐，并可平坦化在NRZ流中较长的“1”比特串1203。由SOA引起的过冲1201导致了数据流的平均功率增大，并从而产生功率代价。这样，使用本发明的均衡器1004减少了以这些过冲和信号转换为特征的光信号恶化。然而，与在上升沿的过冲可明显增大在接收机中的符号间干扰ISI的事实相比，该性能改善较小。这是由于当存在噪声时为使其性能最优化，接收机带宽通常约为0.7倍比特速率。该电滤波导致任何过冲都溢到相邻比特时隙。从而，在该情形中本发明的主要优点在于减少过冲，并从而减少在接收机中由电ISI所导致的代价。
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Claims (15)

1.一种用于将光学系统中以预选调制比特率调制的一个或多个接收信号进行均衡的光信号均衡器，所述均衡器包括：
用于将光分为两个或更多部分的具有可变耦合比的第一耦合器；
具有两个或更多支路的可控干涉仪单元，每个支路接收一个部分，至少一个支路具有等于整数倍1/Δf的附加延迟，其中，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔；
至少一个具有可控延迟单元的支路，用于调整通过此支路的光的相对相位；和
用于将来自所述支路的信号进行组合的第二耦合器。
2.根据权利要求1的光信号均衡器，其中，光学系统为多波长系统，且其中，Δf为多波长系统相邻波长之间的信道间隔。
3.根据权利要求1的光信号均衡器，其中在干涉仪单元中支路的数量为两个，且可变耦合比耦合器包括：
用于将光信号分为两个部分的第一耦合器；
用于将第一耦合器与第二耦合器相连的两个支路；其中，第一或第二支路具有用于调整可变耦合比的可控相位单元；和
用于将所述两个部分组合的第二耦合器。
4.根据权利要求1的光信号均衡器，其被设置用于补偿在接收信号的逻辑“0”比特中头部或尾部的符号间干扰。
5.根据权利要求1的光信号均衡器，用于改善由符号间干扰或者导致符号间干扰的失真损伤的接收信号的误比特率(BER)。
6.一种用于将以预选调制比特率调制的接收光信号进行均衡的光信号均衡器，所述均衡器包括两个或更多的均衡器单元，
第一均衡器单元包括：
用于将光分为两个部分以及用于调整第一或第二光部分之中一个部分相位的第一耦合器；
具有两个支路的可控干涉仪单元，第一支路接收两个部分的第一部分，第二支路接收两个光部分的第二部分，第一支路具有近似等于一个调制比特周期的附加延迟，以及还包括位于第一或第二支路中用于调整所通过的第一或第二光部分幅度的可控延迟单元；
第二耦合器，用于接收两个部分的两束光，并调整由第一耦合器调整的相同的第一或第二光部分的相位，以及用于将第一或第二光部分组合成单个输出信号；和
第二均衡器单元，包括：
与第一均衡器单元的单个输出相连的第一耦合器，用于将光分为两个部分以及用于调整第一或第二光部分之中一个部分的相位；
具有两个支路的可控干涉仪单元，第一支路接收两个部分的第一部分，第二支路接收两个光部分的第二部分，第一支路具有近似等于一个调制比特周期的附加延迟，以及还包括位于第一或第二支路中用于调整所通过的第一或第二光部分幅度的可控延迟单元；和
用于接收两个部分的两束光，并调整由第一耦合器调整的相同的第一或第二光部分的相位，以及用于将第一或第二光部分组合成光信号均衡器的输出信号的第二耦合器。
7.一种用于对以预选调制比特率调制的接收光信号进行均衡的光学系统的光均衡器进行操作的方法，包括步骤：
将光分成两个或更多可变部分；
在两个或更多部分之间产生差分延迟，其近似等于整数倍1/Δf，其中，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔；
调整两个或更多部分之中的一个的光相位；
将两个或更多部分组合成单个输出，
由此实现可变调整，以缓解在接收光信号中的符号间干扰损伤。
8.根据权利要求2的光信号均衡器，其作为包括与光通路相连的多波长发送机的光学系统的一部分，所述光均衡器连接在系统中多个位置中的一个，所述多个位置包括紧接在多波长发送机内的发送机之后，紧接在多波长发送机之后，或在光通路内。
9.根据权利要求2的光信号均衡器，其作为光通路与多波长接收机相连的光学系统的一部分，所述光均衡器连接在系统中多个位置中的一个，所述多个位置包括在光通路内，紧接在多波长接收机之前，或紧接在多波长接收机内的接收机之前。
10.根据权利要求1的光信号均衡器，其作为包括通过光通路与一个或更多个接收机相连的一个或多个发送机的光学系统的一部分，所述光均衡器连接在系统中多个位置中的一个，所述多个位置包括发送机的输出，在光通路内，或接收机的输入。
11.根据权利要求1的光信号均衡器，其作为包括与光通路相连的一个或多个发送机的光学系统的一部分，所述光均衡器连接在系统中多个位置中的一个，所述多个位置包括发送机的输出，或在光通路内。
12.根据权利要求1的光信号均衡器，其作为包括与一个或多个接收机相连的光通路的光学系统的一部分，所述光均衡器连接在系统中多个位置中的一个，所述多个位置包括在光通路内，或到接收机的输入。
13.一种使用在包含有半导体光放大器和光信号均衡器的光学装置中的方法，所述方法用于对自光学装置的输出信号恶化进行控制，所述方法包括步骤：
接收以预选调制比特率所调制的光信号；
将接收信号光分成两个或更多可变部分；
在两个或更多部分之间产生差分延迟，其近似等于整数倍1/Δf，其中，Δf为用于光学系统中相邻波长之间的信道间隔；
调整两个或更多部分之中的一个的光相位；
将信号组合成单个输出信号，
由此实现可变调整，以对输出信号恶化进行控制。
14.根据权利要求1的光信号均衡器，其与用于光学系统中的半导体光放大器相连，光信号均衡器和光放大器位于所述系统中多个位置中至少一个位置，所述多个位置包括在光学系统的光发送机，光节点，或光接收机内。
15.根据权利要求14的光信号均衡器，其中光学系统包括至少一个连接在光信号均衡器前、后、或前后均有的半导体光放大器。
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