JP3415267B2

JP3415267B2 - 光信号処理器の設計方法および製造方法

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Publication number: JP3415267B2
Application number: JP13618794A
Authority: JP
Inventors: 要神宮寺; 正夫河内; 浩一瀧口
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1993-06-21
Filing date: 1994-06-17
Publication date: 2003-06-09
Anticipated expiration: 2018-06-09
Also published as: JPH07281215A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、光通信，光交換，光コ
ンピューティングの分野で、高度で任意の光フィルタリ
ング処理を行うための光信号処理器の設計方法、および
製造方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、光通信，光交換，光コンピューテ
ィングの分野で、光信号を電気信号に変換せずに光のま
まで、広帯域、高速にフィルタリング処理を行うことが
可能な光信号処理器が注目を集めている。特に、光信号
を多重化し伝送を行う光周波数多重通信において、伝搬
してきた周波数多重信号光に対し、周波数ごとにフィル
タリング処理を行う光周波数フィルタは、重要な部品で
ある。

【０００３】従来、このような目的のための光信号処理
器としては、図１に示すトランスバーサル型配置の光信
号処理器（特開平２−２１２８２２号）が報告されてい
る。この例では、入力ポート５，６側に可変方向性結合
器３−１〜Ｎを配し、光信号を任意の分岐比で各分岐導
波路１０−１〜Ｎに分配し、Ｎ−１個の３ｄＢ方向性結
合器９−１〜（Ｎ−１）で構成される結合部により、各
分岐された光信号を再び収束する構成をとっている。そ
して、各分岐導波路１０−１〜Ｎ上には分岐された光信
号の位相を個別に制御するための位相制御器４−１〜Ｎ
が配されている。この例では、可変方向性結合器３−１
〜Ｎの結合率を変化させ、同時に位相制御器４−１〜Ｎ
の位相シフト量を変化させることにより、所望の透過特
性を実現することが可能である。

【０００４】この回路では、分岐導波路を増やすことに
より、フィルタ特性の関数精度を向上させることが可能
である。しかしながら、フィルタ精度を上げるために、
分岐導波路数Ｎを増加させると、透過特性の最大透過率
が小さくなるという問題が生じる。これは、基本的に方
向性結合器は２入力２出力の素子であるので、結合部の
３ｄＢ方向性結合器９−１〜（Ｎ−１）がそれぞれ１つ
づつダミーポート１１−１〜（Ｎ−１）を持つことにな
り、光信号の一部がこのダミー出力ポート１１−１〜
（Ｎ−１）から放出されるためである。

【０００５】この欠点を克服するためのものとして、図
２に示す改良トランスバーサル型構成の光信号処理器
（特開平５−１１２２６号）が報告されている。従来の
トランスバーサル型では、入力ポート側のみ可変方向性
結合器３−１，３，５〜２Ｎ−１を用い結合率を最適化
し、出力ポート側の結合部には３ｄＢ方向性結合器９−
１〜（Ｎ−１）を用いていたが、この構成では入力ポー
ト側だけでなく、出力ポート側にも可変方向性結合器３
−２，４，６〜２Ｎを用い、その結合率を最適化してい
る。この第２の従来例では、上記の構成を取ることによ
り、分岐導波路数Ｎの増大の際にみられるフィルタ処理
後の光強度の低下を改善することに成功している。

【０００６】しかしながら、第２の従来例においても、
トランスバーサル型を取っているために、ダミー出力ポ
ート数は第１の実施例とほぼ同じであり、いくら最適な
構成を模索しても、ダミー出力ポートからの光信号の放
出は避けられず、最大透過率が１００％のフィルタ処理
器を実現することは不可能であった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来技術
に鑑みてなされたものであり、その目的は、１つのフィ
ルタ回路において、回路パラメータの設定を変えるだけ
で任意フィルタ特性が実現可能である最大透過率１００
％の光信号処理器を実現するための設計方法および製造
方法を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記の目的
を達成するために、以下に述べる回路構成に対して、各
請求項で要求した設計方法および製造方法を採用してい
る。

【０００９】本発明が対象とする回路構成は、図３の一
点鎖線で囲まれた部分で示される非対称マッハツェンダ
干渉計１４−１〜Ｎを横にＮ段並べた構成を取ってい
る。各非対称マッハツェンダ干渉計１４−１〜Ｎは、光
路長の異なる２本の光導波路１−１〜Ｎおよび２−１〜
Ｎと、その片側に１個の結合率を自由に選べる正の値か
ら負の値の範囲の振幅結合率を有する可変方向性結合器
３−１〜（Ｎ＋１）とから構成される。ただし、１段目
の非対称マッハツェンダ干渉計１４−１のみが光路長の
異なる２本の光導波路１−１と２−１の両側に可変方向
性結合器３−１と３−２を有している。ここで、マッハ
ツェンダ干渉計が非対称ということは干渉計を構成する
２本の導波路の光路長がそれぞれ異なることを意味す
る。各非対称マッハツェンダ干渉計１４−１〜Ｎの２本
の光導波路１−１〜Ｎおよび２−１〜Ｎの上には位相を
自由に変えることが可能な位相制御器４−１〜Ｎを設置
した構成を取っている。本発明では、Ｎ＋１個の正の値
から負の値の範囲の振幅結合率を有する可変方向性結合
器の結合率とＮ個の位相制御器の位相シフト量が、各請
求項で示された漸化式により与えられる回路パラメータ
をとることが要求される。

【００１０】本発明によって設計、製造される光信号処
理器は、上記の目的を達成するために、上記に述べた回
路構成に対して各請求項で要求した設計方法およびその
製造方法を採用することにより実現している。設計手法
に関しては、請求項１ないし４で要求されている。ま
た、製造方法に関しては、請求項５ないし９で要求され
ている。

【００１１】本発明の対象となる光信号処理器は、基本
的に２入力２出力回路になっている。よって、非対称マ
ッハツェンダ干渉計の段数に係わらず、出力ポート数は
常に２である。このため、光信号の無駄な放出を防ぐこ
とができ、最大透過率が１００％のフィルタリング処理
が可能である。また、可変方向性結合器３−１〜（Ｎ＋
１）および位相制御器４−１〜２Ｎを用いているため、
１つの回路で任意の透過特性が実現可能な光信号処理器
を作製可能である。

【００１２】また、請求項１ないし４に記載された漸化
式により与えられる回路パラメータ値は、任意の所望フ
ィルタ特性を実現するための可変方向性結合器の結合率
および位相制御器の位相シフト量を与えており、この点
からも任意の透過特性を有する光信号処理器が実現可能
である。

【００１３】

【実施例】以下、実施例により本発明について詳細に説
明する。

【００１４】（実施例１）本実施例は、前記目的を達成するために請求項３に記載
された漸化式により与えられる回路パラメータ値を有す
る光信号処理器を具体的に実現したものである。

【００１５】実施例１の回路構成を図３に示す。２本の
光導波路１，２とこの２本の光導波路１，２をＮ＋１カ
所の異なる位置で結合するＮ＋１個の結合率可変な方向
性結合器３よりなる構成を有し、全体として非対称マッ
ハツェンダ干渉計１４を直列に多段に並べた構成をして
いる。各非対称マッハツェンダ干渉計１４を構成する２
本の光導波路はそれぞれ一定の光路長差を持ち、光導波
路上の少なくとも一方に所望の位相シフトを施す位相制
御器４を配した構成を取っている。なお、図中、符号
５，６は入力ポートであり、７，８は出力ポートであ
る。

【００１６】この実施例では、量産性に優れた平面回路
により光信号処理器を構成した。２本の光導波路１およ
び２の光路長差は、波長１．５５μｍで１００ＧＨｚの
周波数間隔に対応する２．０７４ｍｍに設定した。図４
は、図３に示した光信号処理器のＡ−Ａ′における断面
を表している。本実施例では、基板１２としてシリコン
基板を用い、導波路１，２は基板１２上に火炎堆積法を
用い石英薄膜１３を形成し、１および２で示される導波
路構造はフォトリソグラフィ工程により作製した。ここ
で、作製された導波路１，２は単一モードになるように
コアサイズが決定された。本発明の対象である光信号処
理器（光フィルタ）は、光の干渉、分岐・結合を利用
し、フィルタ特性を実現しており、導波路内部の高次モ
ードの存在は性能劣化の原因となる。このために、本発
明の実施例では全て単一モード導波路が用いられてい
る。位相制御器４は、石英薄膜の上にクロムのヒータを
形成することにより作製した。ヒータを加熱すると、導
波路１，２を形成する石英薄膜の屈折率が変化し、導波
路１，２の光路長を制御することが可能となる。本実施
例では、２本の導波路１および２の両方に位相制御器４
を構成しているが、これは、一方のみでも制御可能であ
る。ただし、両方の導波路１，２上に形成することの長
所は、一方のみの場合、位相を制御するために、位相制
御器４には０〜２πの位相変化を要求するが、両方にあ
る場合には、それぞれの位相制御器４−（２ｍ−１），
４−２ｍ（ｍは整数）に要求される位相変化量は０〜π
と、半分に抑えることができる点にある。

【００１７】図５は本実施例で用いた可変方向性結合器
３である。これは、２本の光路長の等しい光導波路１お
よび２とその両端に配した３ｄＢ方向性結合器９−１，
２より構成される対称なマッハツェンダ干渉計を構成し
ている。各光導波路１，２上には、クロムヒータにより
作製された位相制御器４ｘ，４ｙが配されている。この
位相制御器４ｘ，４ｙに関しても、上記と同様に、一方
の導波路上だけにヒータを設置しても、可変方向性結合
器が構成される。そして、この位相制御器により、２本
の光導波路間の位相差を０〜π変化させることにより、
結合率を１００％より０％に変化させることができる。
また、この光路長が等しい対称マッハツェンダ構成の可
変方向性結合器３では、そこに設けられた位相制御器４
の位相シフト量が０の時１００％結合の方向性結合器と
なり、位相シフト量がπの時、０％結合の方向性結合器
となる。位相制御器４の位相シフト量が０の時、０％結
合の方向性結合器となるように、あらかじめ２本の導波
路１，２の光路長を半波長ずらしておくことも可能であ
る。ここでは、採用しなかったが、可変方向性結合器３
を構成する３ｄＢ方向性結合器９−１，２を、さらに同
図５に示す対称マッハツェンダ干渉計構成の可変方向性
結合器と同構成の結合器で置き換えることも可能であ
る。可変方向性結合器が設計値通り０〜１００％結合ま
で、完全に可変であるためには、この結合器を構成する
３ｄＢカップラの結合率がかなりの精度で３ｄＢである
必要がある。この３ｄＢカップラの結合率を正確に３ｄ
Ｂにするために、３ｄＢカップラを可変方向性結合器に
置き換える。このことは、一般的に図５に示す対称マッ
ハツェンダ干渉計構成の可変方向性結合器において、３
ｄＢカップラの結合率が３ｄＢから若干ずれていても３
ｄＢの結合率は実現可能であるという性質を利用してい
る。

【００１８】また、本実施例では、環境温度変動の影響
を除去するために、光回路全体をペルチェ素子上にの
せ、光回路の温度を０．１度程度の精度でコントロール
した。

【００１９】本発明の対象である光信号処理器は光のコ
ヒーレントな干渉現象を利用しているために、信号光は
コヒーレント光でなければならない。

【００２０】図３において、入力ポート５より入射され
た信号光は、各非対称マッハツェンダ干渉計１４を通過
し、出力ポート７および８に出射される。この時、信号
光は各可変方向性結合器により分岐される。例えば、最
も短い光路を進む信号光は導波路２−１，２−２，…，
２−Ｎを通る。また、最も長い光路を進む信号光は導波
路１−１，１−２，…，１−Ｎを通る。この様に、ポー
ト７および８からの出力光はいろいろな光路を通る信号
光の和として表現される。光信号が通過する物理的光路
は２^N 通りあるが、同じ光路長を持つものを１本の光路
と数えることにする。各非対称マッハツェンダ干渉計１
４の２本の光導波路の光路長差をΔＬで表すと、信号光
は０，ΔＬ，２ΔＬ，…，ＮΔＬの光路長を持つＮ＋１
本の光路のいずれかを通る。よって、ポート７からの出
力光の複素振幅は、次式（１−１）で表される。

【００２１】

【数１３】

【００２２】式（１−１）において、スルー特性ｈ
（ｚ）はｚ^-1の多項式で表現されている。この式はディ
ジタルフィルタの分野において、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ
ＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）型と呼ばれる帰還
のないタイプのディジタルフィルタの伝送特性に等しい
ことがわかる。この事実は、以下に述べる光フィルタの
合成に重要な役割を演じる。同様に、ポート５から入射
しポート８から出射される出力光ｆ（ｚ）は下式（１−
２）のように表される。

【００２３】

【数１４】

【００２４】請求項３のｆ（ｚ）の定義には複素数ｊが
かかっているが、式（１−２）には複素数ｊがない。こ
れは、本実施例で可変方向性結合器として対称マッハツ
ェンダ構成をとる場合、式（１−２）の表記の方が表現
が簡単になるためであり、本実施例の表現と請求項３の
表現には基本的な差異はない。本信号処理器は２入力２
出力なので、信号処理器全体の伝送行列Ｓは次式（２）
で表される２×２の行列で表現される。

【００２５】

【数１５】

【００２６】この実施例ではクロス特性ｆ（ｚ）が所望
特性をもつように、フィルタ設計をおこなった。クロス
特性を表す前式（１−２）の自由度は、複素展開係数の
個数がＮ＋１であることから、２Ｎ＋２である。後に述
べる最大透過率を１００％に抑える拘束条件を考慮すれ
ば自由度は１減り、２Ｎ＋１となる。一方、請求項３に
記載された漸化式により与えられる回路パラメータ値を
有する光信号処理器の構成をもつ本実施例はＮ＋１個の
可変方向性結合器とＮ個の位相制御器より構成される。
よって、回路に与えられた自由度は２Ｎ＋１である。こ
の自由度は式（１−２）の自由度と一致する。このため
に、式（１−２）を与えることにより、すべての回路パ
ラメータが原理的には求められる。

【００２７】具体的には、以下に示す設計手順（図６）
により、クロス特性（入力ポート５より出力ポート８へ
の透過特性）が所望フィルタ特性を満足するための回路
パラメータを求めた。

【００２８】［設計手順１−１］式（１−２）の複素展開係数であるｂ_k を、所望フィル
タ特性を満足するように求めるにあたり、式（１−２）
に書かれた光フィルタの伝送特性がＦＩＲ型と呼ばれる
ディジタルフィルタと同じであることを利用する。具体
的には、複素展開係数ｂ_k を求めるにあたり、ディジタ
ルフィルタの分野で開発されている各種の近似手法を用
いる。例えば、フーリエ展開法、窓関数法、周波数サン
プリング法、ＲｅｍｅｚＥｘｃｈａｎｇｅ法等が良く
知られている（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ＆Ｓｃｈａｆｅｒ
著"ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ"）。この計算の際、所望フィルタ特性の要求条件に
より、実現されるフィルタ特性が所望フィルタ特性の条
件を十分に満足するのに必要な最小展開項数が求まる。
この最小展開項数が非対称マッハツェンダ干渉計の段数
Ｎにあたる。

【００２９】［設計手順１−２］［設計手順１−１］では、所望フィルタ特性を実現する
ように、上記の最適なディジタルフィルタの手法を用い
式（１）の複素展開係数を求めた。この求めた複素展開
係数をそのまま用いて光信号処理器を実現すると、振幅
特性の絶対値が１００％を越える場合がある。しかし、
光波という物理量を用いるアナログ信号処理器である本
信号処理器では、エネルギ保存則のために、式（１）の
複素振幅の絶対値が１００％を越えることは本質的にで
きない。このため、ディジタルフィルタの合成手法によ
り求めた複素展開係数ｂ_k を、次式により、振幅特性の
絶対値が１００％を越えないように規格化を行う必要が
ある。

【００３０】

【数１６】

【００３１】［設計手順１−３］［設計手順１−２］で求めた規格化した複素展開係数を
有する複素振幅特性を本光信号処理器のクロス出力（ポ
ート５から８への出力）で実現するように、本光信号処
理器の伝送特性を表すＳ行列を求める。具体的には、Ｓ
行列の残りの未知伝送関数ｈ（ｚ）を式（３）のユニモ
ジュラスなユニタリ関係より求める。ｈ（ｚ）ｈ
（ｚ）は、ユニモジュラスなユニタリ関係より、［設計
手順１−２］で規格化したｆ（ｚ）を用い、さらに、ｚ
に関する一次式の積の形に展開することにより、次式
（５）で表される。

【００３２】

【数１７】

【００３３】式（５）において、ｈ（ｚ）とｈ（ｚ）
の積の形で表される必要性から、右辺の多項式の零点は
｛α_k ，１／α_k ^*｝というＮ個のペアとして求められ
る。ｈ（ｚ）を求める際、ｈ（ｚ）の多項式は｛α_k ，
１／α_k ^*｝の根のペアの内どちらか一方を根として持っ
ている必要があるので、この根の選択の仕方にともな
い、ｈ（ｚ）は２^N 個の解を持つ。これら２^N 個のｈ
（ｚ）の解は、振幅特性はともに等しく、異なる位相特
性を持つ。全体としてｆ（ｚ）が共通でｈ（ｚ）が異な
るＳ行列が２^N 個存在し、結果として、２^N 種類の回路
パラメータが求まる。ただし、この２^N 個のいずれの回
路パラメータで回路を作製しても、クロス特性は同一な
特性ｆ（ｚ）になる。本実施例ではクロス特性であるｆ
（ｚ）の特性に興味があるので、２^N 個のｈ（ｚ）のう
ちの適当な１個の解を選択した。もちろん、ｈ（ｚ）の
選択には、低素子感度なもの、位相特性が適当なもの
等、選択の基準を適当に設けて選択することも可能であ
る。

【００３４】［設計手順１−４］回路パラメータを求めるために、全体のＮ段非対称マッ
ハツェンダ干渉計構成の光信号処理回路の伝送特性を表
すＳ行列を、１段の非対称マッハツェンダ干渉計を表す
単位構成の伝送特性を表すＳ行列の積の形に展開する。
対称マッハツェンダ干渉計と導波路上に設けられた位相
制御器より構成される図３で示した可変方向性結合器の
Ｓ行列Ｓ_tcは次式のように求められる。

【００３５】

【数１８】

【００３６】ここで、η_n は対称マッハツェンダ干渉計
の導波路上に設けられた位相制御器の位相シフト量であ
る。ｎはｎ番目の可変方向性結合器であることを表す。

【００３７】全体のＳ行列が下式のように分解されると
する。

【００３８】

【数１９】

【００３９】ｎ段目の単位構成回路は１−ｎ，２−ｎの
光導波路と、４−（２ｎ−１），４−２ｎの位相制御器
と、３−（ｎ＋１）の可変方向性結合器より構成され、
ｎ＝０の単位構成回路は１個の可変方向性結合器３−１
により構成される。３−（ｎ＋１）の可変方向性結合器
は図５に示した位相制御器を設置した対称マッハツェン
ダ干渉計で構成されている。式（７）では、ｎ段目の単
位構成回路の可変方向性結合器を構成する対称マッハツ
ェンダ干渉計上の位相制御器の位相シフト量をη_n と表
し、遅延線を構成する非対称マッハツェンダ干渉計上の
位相制御器の位相シフト量をφ_n と表している。

【００４０】実際のＳ行列の分解は、単位構成Ｓ行列の
逆行列Ｓ_n ^-1 ＝Ｓ_n ⁺（Ｓ_n ⁺はＳ_n の転置共役行列）をｎ
＝Ｎ，Ｎ−１，…，２，１，０の順番に順次Ｓ行列の左
側より作用させることにより行われる。

【００４１】

【数２０】

【００４２】具体的には、

【００４３】

【外１０】

【００４４】より非対称マッハツェンダ干渉計の導波路
上に設けられた位相制御器の位相シフト量φ_n が求ま
る。

【００４５】

【数２１】

【００４６】このＳ行列の分解手順を最終段まで完了す
ること、言い換えれば、式（９−１）と式（９−２）に
より構成される漸化式を解法することにより、全回路パ
ラメータは求められる。式（９−１）および式（９−
２）は請求項３に記載されている漸化式と異なるが、こ
れは本実施例では可変方向性結合器として対称マッハツ
ェンダ構成をとっており、回路パラメータη_n は可変方
向性結合器の結合率θ_nを表すのではなく、可変方向性
結合器を構成する対称マッハツェンダ干渉計上に設けら
れた位相制御器の位相シフト量を表しているために起こ
ったことであり、式（９−１）および式（９−２）は簡
単な変換で請求項３に記載された漸化式に変形可能であ
る。

【００４７】以上説明したように、本発明では、所望の
クロスフィルタ特性に対して２^N 通りの回路パラメータ
が求められる。

【００４８】これらの回路パラメータのいずれを採用し
ても、同一のクロスフィルタ特性が得られる。このこと
から、本発明では、回路パラメータに関する数値限定を
受けず、上記の回路合成手法で求めた全ての回路パラメ
ータに発明の適用が及ぶことを主張する。

【００４９】本実施例では、クロス出力で所望フィルタ
特性が実現するように、回路パラメータを計算したが、
スルー出力（ポート５から７への出力）で所望フィルタ
特性を実現するように、回路パラメータを計算すること
も可能である。

【００５０】本実施例では、実現すべきフィルタ特性を
考慮し、非対称マッハツェンダ干渉計の段数を２３段
（Ｎ＝２３）とした。以下、２３段非対称マッハツェン
ダ干渉計構成を有する１個の光信号処理器で、可変方向
性結合器の結合率と、位相制御器の位相シフト量を変化
させて、異なる特性を持つ光信号処理器を実現した結果
を示す。

【００５１】ａ）直線位相チェビシェフ透過特性を持つ
光フィルタこの光フィルタは、クロス特性が周波数に比例した位相
特性をもち、群遅延特性で言い替えると一定群遅延特性
をもち、バンドパス形のチェビシェフタイプの透過特性
を実現する。この光フィルタの要求特性値を、周波数間
隔：１００ＧＨｚ、透過域周波数：−１２．４ＧＨｚ〜
１２．４ＧＨｚ、透過域左右端における減衰率：３８．
１ｄＢと設定した。この要求条件を満たすｚの逆数多項
式ｆ（ｚ）は、ＲｅｍｅｚＥｘｃｈａｎｇｅ法を用い
て既に求められており（Ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，
Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ，ａｎｄＬ．Ｒ．Ｌａｂｉｎｅ
ｒ：ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ａｕｄｉｏ＆Ｅｌｅｃｔｒ
ｏａｃｏｕｓｔ．，ＡＵ−２１，ｐ５０６，１９７
５）、次式（１０）で示すように表現される。

【００５２】

【数２２】

【００５３】表１に全展開係数を表示する。上記要求条
件を満たす最小展開項数は２３であった。この実施例で
は、振幅特性が周波数原点に対し対称で、位相特性が周
波数原点に対し反対称であることから、ｆ（ｚ）の展開
係数は実数となる。表の展開係数を基に、前述の設計手
順により可変方向性結合器の位相制御器の位相シフト量
θ_k と遅延線上の位相制御器の位相シフト量φ_k を設計
した。図７は作製された光フィルタのパワー透過強度を
測定した結果である。−１０ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ付近で
設計通りのチェビシェフタイプの透過特性が得られた。

【００５４】

【表１】

【００５５】ｂ）周波数選択フィルタこの例は、１２．５ＧＨｚの等周波数間隔で並べられた
８個の周波数多重信号光ｆ₁ 〜ｆ₈ の中から希望の周波
数の信号光だけをクロスポートより抜き出すためのフィ
ルタである。ここでは、ｆ₁ ，ｆ₃ ，ｆ₇ の周波数信号
光をクロスポートより取り出すという設計条件で周波数
フィルタを作製した。

【００５６】この要求条件を満たすクロス特性のｚ逆数
多項式展開ｆ（ｚ）は、離散フーリエ展開法により、次
式（１１）で示すように求められた。

【００５７】

【数２３】

【００５８】表２に全展開係数を表示する。この実施例
では、ｆ（ｚ）に特別な対称性がないため、展開係数は
複素数となる。必要最小な展開項数は１５であった。表
の展開係数を基に、前述の４段階の設計手順により可変
方向性結合器の位相制御器の位相シフト量θ_k と遅延線
上の位相制御器の位相シフト量φ_k を求めた。必要最小
な展開項数は１５であるので、必要段数はＮ＝１５段で
あり、２３段の光フィルタにおいて、残りの１６段より
２３段までは可変方向性結合器の位相制御器の位相シフ
ト量をπに、位相制御器の位相シフト量を０に設定し
た。可変方向性結合器の位相制御器の位相シフト量を１
に設定したのは、この対称マッハツェンダ干渉計構成の
可変方向性結合器では位相制御器の位相シフト量が０の
時１００％結合になり、位相シフト量が１の時０％結合
になるためである。表２で位相制御器の位相シフトは非
対称マッハツェンダ干渉計を構成する２本の光導波路の
うち長尺側の光導波路１上の位相制御器の位相シフト量
を表すものとする。この値が負の時は短尺側の位相制御
器にその値の正の位相シフトを与えることを意味する。

【００５９】

【表２】

【００６０】図８は設計値を基に作製された周波数選択
フィルタの透過特性である。

【００６１】図９は同様の設計手法により、８個の信号
光の中からｆ₁ ，ｆ₂ ，ｆ₅ ，ｆ₆の周波数を抜き出す
ために作製したフィルタのパワー透過特性を示す。

【００６２】この実施例では、図８，図９の２種類の周
波数選択フィルタを実現したが、選択する周波数は、可
変方向性結合器の位相制御器の位相シフト量と遅延線上
の位相制御器の位相シフト量を変化させることにより、
自由に設定することが可能である。また、本実施例にお
いては、熱による屈折率変化を利用しヒータにより可変
方向性結合器と位相制御器を制御しているため、パラメ
ータ変更に要する時間は数ｍｓｅｃ程度であった。

【００６３】ｃ）群遅延等化器長距離の光ファイバを伝送してきた光信号は光ファイバ
の波長分散に起因する信号波形に歪を生じる。光ファイ
バの分散と逆の分散特性を有する等化器を用いて、この
波形歪を補償することができる。この例では、本発明の
光信号処理器を用いて、光群遅延等化器を実現した実施
例を述べる。この例では、クロスポート特性において、
光ファイバを１．５５μｍ帯で使用した時に生じる波形
歪を補償することを目的に設計した。

【００６４】この要求条件を満たすクロス特性のｚ逆数
多項式展開ｆ（ｚ）は、フーリエ展開法により、次式
（１２）で示すように求められた。

【００６５】

【数２４】

【００６６】表３に全展開係数を表示する。この実施例
においても設計例ａ）と同様に、振幅特性が周波数原点
に対し対称で、位相特性が周波数原点に対し反対称であ
ることから、ｆ（ｚ）の展開係数は実数となる。計算に
あたり、所望特性を実現する必要最小な展開項数は２２
と求められた。表の展開係数を基に、前述の設計手順に
より可変方向性結合器の位相制御器の位相シフト量θ_k
と遅延線上の位相制御器の位相シフト量φ_k を設定し
た。この回路の必要段数は２２なので、２３段目の可変
方向性結合器の位相制御器の位相シフト量をπに、遅延
線上の位相制御器の位相シフト量を０に設定した。

【００６７】

【表３】

【００６８】図１０に作製した光群遅延等化器の群遅延
特性を示す。この結果では、２２ＧＨｚ程度の周波数領
域で６５０ｐｓｅｃ／ｎｍの分散補償効果が得られた。
この結果より、実現された光群遅延等化器はほぼ設計通
りの群遅延特性を示していると言える。

【００６９】上記の３種類の異なるフィルタ特性をもつ
光信号処理器を同一の回路で実現する実施例を示した
が、ともに、本発明が目的とした、１００％の最大透過
率を実現可能であった。また、本実施例では、１つの回
路で任意の光信号処理を可能にするため、可変結合率を
もつ方向性結合器を用いたが、単一機能の光信号処理器
を実現するためには、可変方向性結合器のかわりに固定
結合率をもつ方向性結合器を用いることも可能であり、
この方が、部品数が少なくて済むというメリットもあ
る。

【００７０】（実施例２）本実施例も前記目的を実現するために請求項３に記載さ
れた漸化式により与えられる回路パラメータ値を有する
光信号処理器を実施したものである。

【００７１】本実施例の回路構成を図１１，図１２に示
す。実施例１では、可変方向性結合器に挟まれた２本の
光導波路の内、光路長の長い導波路は全て導波路１側で
あった。実際には、光路長の長い導波路を可変方向性結
合器に挟まれた２本の光導波路の内のどちらにとるか
で、２^N 個の導波路配置が考えられる。本実施例では、
２^N 個の導波路配置の内、次の２種類の配置を用いて実
施例（１−ａ）と同様の直線位相チェビシェフフィルタ
を作製した実施例について述べる。

【００７２】［導波路配置１］光路長の長い導波路が導
波路１と導波路２に交互に現れる配置（図１１）。

【００７３】［導波路配置２］単位構成回路のｋ＝０か
らｎまで、導波路１側に光路長の長い導波路があり、単
位構成回路のｋ＝ｎ＋１からＮまで、導波路２側に光路
長の長い導波路がある配置（図１２）。

【００７４】これらの導波路配置に対する回路パラメー
タは、実施例（１−ａ）の表２に示された回路パラメー
タの計算結果より簡単に求められる。これは、次の手順
により簡単に行なえる。

【００７５】［手順２−１］実施例（１−ａ）と同様
に、光路長の長い導波路が全て導波路１側にある場合に
ついて、直線位相チェビシェフフィルタを実現する回路
パラメータを求める。

【００７６】［手順２−２］所望の導波路配置におい
て、光路長の長い導波路が導波路２側にある非対称マッ
ハツェンダ干渉計の両端にある可変方向性結合器の位相
制御器の位相シフト量をともにπだけ減らす。この操作
を、光路長の長い導波路が導波路２側にある全ての非対
称マッハツェンダ干渉計について繰り返す。

【００７７】表４は図１１に示した［導波路配置１］の
導波路構成に対して求めた回路パラメータである。ま
た、表５は図１２に示した［導波路配置２］の導波路構
成（ｎ＝１２）に対して求めた回路パラメータである。
両方の表において、灰色に塗られた部分は実施例（１−
ａ）の回路パラメータに対して変更を加えた部分であ
る。この結果をもとに、それぞれの導波路配置に対して
フィルタ回路を作製し、フィルタ特性を測定した結果、
実施例（１−ａ）と同様のフィルタ特性が得られた。

【００７８】この実施例からわかるように、本発明で
は、光路長の長い導波路を導波路１側にとるか、導波路
２側にとるかで異なる２^N 種類の全ての導波路配置に対
して、回路パラメータを設計可能である。このことか
ら、本発明はこれら導波路配置に限定されないことを述
べておく。

【００７９】

【表４】

【００８０】

【表５】

【００８１】（実施例３）本実施例では、実現すべきフィルタ特性を考慮し、非対
称マッハツェンダ干渉計の段数を２３段（Ｎ＝２３）と
した。波長に対してほぼ一定の固定結合率を示す方向性
結合器としては、図１３に示す３個の方向性結合器３３
からなる構成を用いた。図１４に、対象とした波長に対
してほぼ一定の固定結合率を示す方向性結合器のパワー
結合率の波長依存性を示す。

【００８２】ここでは、実施例１のａ）と同様の直線位
相チェビシェフ透過特性を持つ光波長フィルタを作製し
た。この光フィルタは、クロス特性が周波数（波長の逆
数）に比例した位相特性をもち、群遅延特性で言い替え
ると一定群遅延特性をもち、バンドパス形のチェビシェ
フタイプの透過特性を実現する。この光フィルタの要求
特性値を、周波数間隔：１２５００ＧＨｚ（ｆ＝２×１
０¹⁴Ｈｚ（λ＝１．５μｍ），ｆ＝１．８７５×１０¹⁴
（λ＝１．６μｍ））、透過域周波数：−１５５０ＧＨ
ｚ〜１５５０ＧＨｚ、透過域左右端における減衰率：３
８．１ｄＢと設定した。図１４の特性より、波長範囲
１．５〜１．６μｍにおいて、本実施例で用いた波長無
依存方向性結合器はほぼ一定の結合率を有することが確
認できる。この要求条件を満たすｚの逆数多項式ｆ
（ｚ）は実施例１の式（１０）と同様の展開式を用い
た。

【００８３】この実施例においても、振幅特性が相対周
波数原点に対し対称で、位相特性が相対周波数原点に対
し反対称であることから、ｆ（ｚ）の展開係数は実数と
なる。表の展開係数を基に、前述の設計手順により可変
方向性結合器の位相制御器の位相シフト量θk と遅延線
上の位相制御器の位相シフト量φk を設計した。図１５
は作製された光フィルタのパワー透過強度を測定した結
果である。特性の測定の結果より、設計通りのチェビシ
ェフタイプの透過特性が得られていることが確認され
た。

【００８４】波長に対してほぼ一定の固定方向性結合器
を設計値通り実現するためには、波長に対してほぼ一定
の固定方向性結合器を構成する方向性結合器３３−１，
２，３の結合率にかなりの精度が要求される。

【００８５】（実施例４）本実施例の構成図を図１６に示す。実施例１の回路構成
との最大の相違は、位相制御器に隣接してＩｎＧａＡｓ
Ｐ系半導体で作られた増減器が設けられている点であ
る。この増減器は基本的にはＩｎＧａＡｓＰ系ＢＨタイ
プの光増幅器であるが、注入電流が少ない領域では減衰
器として働くため、増減器として使用可能である。ここ
では、増減率として、正であれば増幅、負であれば減衰
と定義する。非対称マッハツェンダ干渉計部で導波路１
と２で増減率の差が生じると設計が困難になるので、本
実施例では各非対称マッハツェンダ干渉計部で同じ増減
率を有する増減器を導波路１および２上に配した。Ｉｎ
ＧａＡｓＰ系増減器の長さは３００μｍであった。実施
例１で述べた同じ製法により石英系薄膜導波回路を作製
し、増減器にあたる部分をエッチング加工により穴をあ
け、増減器を埋め込んだ。ここで用いたＧａＡＳ増減器
の増減率を図１７に示す。注入電流２０ｍＡの場合−２
５ｄＢ，注入電流１００ｍＷの場合１１ｄＢであった。

【００８６】所望フィルタ特性が与えられた時の回路パ
ラメータを設計する設計手順を以下に示す（図１８）。

【００８７】［設計手順４−１］実施例１の［設計手順１−１］と同じ［設計手順４−
２］本回路の基本構成回路の段数をＮとし、各基本構成
回路の増減器の増減率をγとする。所望フィルタ特性の
最大透過率をκとする（ただし、κ＝１の時１００％透
過）。Ｎカ所のうちｎカ所２本の光導波路上に増減器を
設けた場合、各増減器に増減を均等に分配すると、各増
減器に要求される強度増減率γはγ＝κ／ｎとして求め
られる。

【００８８】［設計手順４−３］実施例１の［設計手順１−３］と同じ。［設計手順４−４］実施例１の［設計手順１−４］と同じ。回路パラメータ
は上の手順からわかるように、実施例１と同様の手法に
よって求められる。ただ、実施例１と違う点は、本実施
例の光信号処理器は所望の最大透過率が実現可能であ
り、合成手順の中に各増減器の増減率を求める手順が付
加されている点である。

【００８９】図１９は上記の設計手順に基づき実施例
（１−ａ）と同様の仕様の最大透過率５００％の直線位
相チェビシェフフィルタを作製し、特性を測定した結果
である。作製にあたって、回路パラメータは実施例（１
−ａ）のものを用いた。また、増減器は２３段全ての非
対称マッハツェンダ干渉計に配置し、各増減器の増減率
γを０．３ｄＢとした。測定の結果は要求通りの最大透
過率が得られている。

【００９０】本実施例では、増減器としてＩｎＧａＡｓ
Ｐ系増減器を用いたが、それにかわり等長のＥｒドープ
石英系光導波路等、他の増減器を用いても同様の任意最
大透過率の実現を行なうことも可能である。

【００９１】（実施例５）本実施例の構成図を図２０に示す。実施例４記載の回路
構成との最大の相違は、位相制御器に隣接して設置され
る増減器の替わりに、２本の光導波路をＥｒドープ石英
系光導波路２７および２８に置き換えた点である。この
導波路は導波路自体に入力励起光源の光強度に合わせ
て、増幅・減衰の両方の機能がある。信号光は入力端５
より入射し、出力端８より取り出している。また、励起
光は入力端６より入射し、同じく出力端８より取り出し
ている。出力端８では、信号光と励起光を分離するため
に、０．９８μｍで０％結合、１．５３５μｍで１００
％結合となる導波型波長フィルタを用いた信号光・励起
光分離器２６を用いた。本実施例の光回路の作製には実
施例１で述べた作製手法を用いた。図２１は本実施例に
用いたＥｒドープ石英系光導波路の励起光源強度と導波
路の増減率を求めたものである。この測定結果は導波路
長４０ｃｍのテスト用導波路の測定結果である。励起光
光源としてＡｒレーザにより励起されたＴｉ：Ａｌ₂ Ｏ
₃ レーザを用いた。その励起波長は０．９８μｍであっ
た。信号光用光源としてはチューナブルレーザダイオー
ドを用いた。その発信波長は１．５３５μｍであった。
この結果では、励起光の強度を２５０ｍＷまで変化させ
ることにより、−２０〜２２ｄＢの増減率が得られた。
可変方向性結合器としては、３ｄＢカップラ９−１，９
−２に挟まれた対称マッハツェンダ干渉計を用いた結合
器を採用した。基本構成である非対称マッハツェンダ干
渉計の部分１４−１〜１４−Ｎでは、光路長差が存在す
るために、導波路２７と導波路２８ではそれぞれ増減率
が異なる。各非対称マッハツェンダ干渉計の２本の光導
波路の導波路長をＬ₁ とＬ₂ とすると、それぞれの導波
路の光強度増幅率はｅｘｐ（αＬ₁ ）とｅｘｐ（αＬ
₂ ）と異なる。ここで、αは単位距離あたりの光強度増
幅係数である。実際には各導波路の増減率が異なったま
までは設計が困難であるので、可変方向性結合器３を構
成する３ｄＢカップラ９の波長依存性を利用することに
より、この光路長差にともなう増減率の差異を補正し
た。具体的には、３ｄＢ方向性結合器９を、信号光波長
である１．５３５μｍでは３ｄＢカップラのままである
が、励起光波長である０．９８μｍでは非対称マッハツ
ェンダ干渉計部分の導波路２７，２８の増減比も１：１
になるように、言い換えれば、励起光が可変方向性結合
器を構成する対称マッハツェンダ干渉計部分では励起光
は光強度比１：１に分配されるが、非対称マッハツェン
ダ干渉計部分の導波路２７（導波路長Ｌ₁ ）および導波
路２８（導波路長Ｌ₂ ）に対して

【００９２】

【数２５】 α（Ｐ₁ ）Ｌ₁ ＝α（Ｐ₂ ）Ｌ₂ …(13) を満たす光強度比Ｐ₁ ：Ｐ₂ に分配されるように、３ｄ
Ｂ方向性結合器９の０．９８μｍにおける結合率を設計
した。式中、α（Ｐ）は図１７に示した光増減率の励起
光強度依存性を表している。両端の３ｄＢカップラだけ
結合特性を変え、励起光を入力端６より入射し、出力端
８より出射させるようにした。このように、波長依存性
を考慮した３ｄＢカップラを用いれば、光路長差にとも
なう増減値の差異を補償可能である。このような波長依
存のある３ｄＢカップラとしては、非対称な導波路を接
近させた方向性結合器等、色々存在するが、ここでは、
波長程度の光路長差を有する非対称マッハツェンダ干渉
計を２つ直列に並べた構成をもつ波長依存のある３ｄＢ
カップラを用いた。

【００９３】所望フィルタ特性が与えられた時の回路パ
ラメータを設計する設計手順を以下に示す（図２２）。

【００９４】［設計手順５−１］実施例１の［設計手順１−１］と同じ。［設計手順５−２］本回路の基本構成回路の段数をＮとし、各基本構成回路
における増減率をγとする。所望フィルタ特性の最大透
過率をκとすると（ただし、κ＝１の時１００％透
過）、必要な基本構成回路を構成する２本の増減可能な
光導波路の増減値γはγ＝κ／Ｎとして求められる。

【００９５】クロスのフィルタ特性の展開係数は実施例
１の［設計手順１−２］により同様に求められる。

【００９６】［設計手順５−３］実施例１の［設計手順１−３］と同じ。［設計手順５−４］実施例１の［設計手順１−４］と同じ。回路パラメータ
は上の手順からわかるように、実施例１と同様の手法に
よって求められる。ただ、実施例１と違う点は、本実施
例の光信号処理器は所望の最大透過率が実現可能であ
り、合成手順の中に各基本構成回路における増減率を求
める手順が付加されている点である。

【００９７】図２３は上記の設計手順に基づき実施例
（１−ｂ）と同様の仕様の最大透過率２００％の周波数
選択フィルタを作製し、特性を測定した結果である。作
製にあたって、回路パラメータは実施例（１−ｂ）のも
のを用いた。また、各基本構成回路における増減率γを
０．１３ｄＢとした。

【００９８】（実施例６）本実施例では、石英系平面回路を用い、電気光学効果を
利用したＬｉＮｂＯ₃結晶を用いた位相制御器を使用
し、周波数多重通信用の高速周波数選択スイッチを実現
した。回路構成を図２４に示す。実施例１の回路構成と
の相違は、結合率可変な方向性結合器および位相制御器
に供給する電力を制御するための電力制御部と前記電力
制御部を制御するための演算部を設けている点である。

【００９９】位相制御器は、実施例１で述べた平面回路
にフォトリソグラフィ技術を用いて溝をあけ、その中に
ＬｉＮｂＯ₃ 結晶を配した。また、ＬｉＮｂＯ₃ 結晶上
に電極を配し、電気光学効果を利用して、高速な屈折率
制御を行なった。

【０１００】本実施例では、実施例（１−ｂ）と同様
に、８波のＦＤＭ信号から任意の信号を高速で取り出す
光信号スイッチ特性を実現した。演算部での回路パラメ
ータの演算をリアルタイムで行なうために、あらかじめ
信号を取り出すための光信号スイッチ特性に対応する回
路パラメータを請求項３記載の漸化式より求め、データ
ベース化し、演算部に保有しておいた。そして、ＯＮ，
ＯＦＦスイッチ特性に合わせて、ＬｉＮｂＯ₃ 結晶を用
いた位相制御器を駆動し、高速周波数選択スイッチを実
現した。この実施例でのスイッチ応答は１μｓ以下を実
現した。

【０１０１】（実施例７）一般に、光回路は、干渉現象を利用してフィルタ処理を
行なっているため、温度変動を嫌う。このため、多くの
場合ペルチェ素子等を基板に付着させることにより外部
環境変動を抑えるように工夫されている。しかし、外部
環境温度変化の激しい所では、温度変動による特性変化
を完全に抑えることの困難が予想される。本実施例で
は、変動した光出力の一部を検知し、帰還制御を行なう
ことにより、光回路の温度変動に伴う回路特性の時間変
動を最小化する最適フィルタを実現した。

【０１０２】回路構成を図２５に示す。実施例１の回路
構成と比較して大きな相違は、出力光の一部を分岐する
ための光抽出部１９−１，１９−２およびその分岐され
た光信号を電気信号に変換する検知部２０−１，２０−
２が付加されている点、そして、それら変換された電気
信号を帰還し、帰還制御を行なうための演算部１６およ
び演算部１６の制御下で位相制御器を制御する制御部が
付加されている点である。制御されるべき位相制御器
は、非対称マッハツェンダ干渉計を構成する光路長の異
なる導波路上の位相制御器と、可変方向性結合器をなす
対称マッハツェンダ干渉計を構成する光路長の等しい導
波路上の位相制御器である。本実施例では、上記の構成
により、出力光の一部を検知し帰還制御を行なうことに
より、現在の回路パラメータの値を推測し、所望の回路
パラメータとの誤差に対応して、回路パラメータ（具体
的には位相制御器）を変化させて、所望の回路パラメー
タとの誤差を補正する精度の高い信号処理器を実現し
た。

【０１０３】本実施例では、非対称マッハツェンダ干渉
計の段数を実施例１と同様に２３段とした。また、周期
周波数を１００ＧＨｚとするために、各非対称マッハツ
ェンダ干渉計の遅延時間を０．０１ｎｓに設定した。こ
の例では、位相制御器に高速な応答を要求しないので、
実施例と同様、位相制御器として導波路上に形成したヒ
ータを用いた。

【０１０４】図２６に示す帰還制御は、１）出力部に配された検知器において、演算部の指示に
より周波数点ω₁ ，ω₂ ，…，ω_M+1 における光抽出部
より抽出した信号光の振幅と位相を検知する。

【０１０５】２）演算部において、１）の検知結果を基
に、各可変方向性結合器の結合率と各位相制御器の位相
シフト量を所望回路設定値に近づけるために必要な電力
を供給するように、制御部に制御信号を送信しコントロ
ールする。

【０１０６】という２段階の手順を一定時間ごとに繰り
返すことにより行った。

【０１０７】具体的には、検知部では、−５０〜５０Ｇ
Ｈｚの間で２ＧＨｚ間隔で等化器出力信号光の振幅、位
相を測定し、結果を演算部に転送した。この測定の繰返
し時間を３０秒とした。演算部１６では、測定結果を基
に現在の回路パラメータを算出し、所望回路パラメータ
との差異分に対応して、電力制御部１５により位相制御
器の位相シフト量を補正した。本実施例では、各周波数
成分の振幅、位相情報より現在の回路パラメータを算出
するプログラムを、演算部に格納しておいた。

【０１０８】本実施例では、具体的に実施例（１−ａ）
の直線位相チェビシェフフィルタを作製し、実施例１で
環境温度変動の影響を除去するために用いたペルチェ素
子をはずして、わざと回路パラメータを変動させ、帰還
制御による信号処理特性の改善効果を調べた。図２７，
図２８に結果を示す。図で、灰色の線は作製した光フィ
ルタの透過特性の３０秒ごとの測定結果、実線は所望の
フィルタ特性である。改善前は、図２７に示すようにフ
ィルタの阻止域での平均減衰率は−２５ｄＢ程度であっ
たが、帰還制御を施すことにより、図２８に示すように
阻止域での平均減衰率は−３５ｄＢ程度と１０ｄＢの改
善がなされた。この結果を、回路パラメータの改善効果
に置きなおすと、改善前の回路パラメータの設定誤差は
およそ０．０５πであり、帰還制御後は回路パラメータ
の設定誤差が０．００５π以下に改善されたことがわか
る。

【０１０９】（実施例８）長距離光通信においては、光ファイバに存在する波長分
散のために伝搬パルスのパルス幅が拡がるという問題が
あり、これを解決するために、実施例（１−ｃ）では波
長分散等化器を作製した。ただし、この実施例の等化器
は特性に適応性がないため、光ファイバの環境温度等に
よる実質光路長の変動、あるいは、半導体光源の温度変
動に伴う発信波長の変動等、外部の擾乱が伝送路に加わ
り、その結果として波長分散特性が時間変動した場合に
は、そのままでは使用できない。本実施例では、出力光
信号の１部を電気信号として帰還することにより、入力
光信号の遅延分散特性の時間変動に対応して、等化器の
特性を変化させ、常に良好な分散補償を実現する波長分
散適応等化器を作製した。

【０１１０】本実施例は、出力光の一部を検知し帰還制
御を行なうことにより、入力光信号に合わせて回路パラ
メータ（具体的には位相制御器）を変化させて、時間変
動のある入力光信号に対して一定の信号処理を行なうこ
とを目的としている。これは、ディジタル信号処理にお
ける適応処理と同等の機能を、光フィルタで実施したこ
とになる。その意味で、このフィルタを光適応フィルタ
と呼ぶことにする。適応フィルタの様に時間変動入力信
号に対応して、フィルタ特性を変化させるためには、任
意フィルタ特性が回路パラメータを変えるだけで実現可
能であるというプログラマブル性が必要となる。本発明
では、このプログラマブル性は実施例１，３および４で
示した回路合成手法を用いることにより実現した。

【０１１１】回路構成を図２９に示す。実施例６での出
力端に光検知部を配する構成に替わって、図に示した様
に、各非対称マッハツェンダ干渉計部分で出力信号光の
一部を抽出するための光抽出部１９−１，１９−２，
…，１９−（Ｎ＋１）と、各光抽出部の後ろに検知器２
０−１，２０−２，…，２０−（Ｎ＋１）を配した構成
を採用し、帰還制御を行った。この構成は実施例６よ
り、多くの光検知器を必要とするが、各光検知部では単
一周波数成分に対して振幅と位相を検知し、演算部に検
知結果を転送するため、検知時間が実施例６より短縮化
できるため、より高速な帰還制御が必要な場合に有効で
ある。

【０１１２】図３０に示す帰還制御は、１）演算部の指示に従いＮ＋１カ所それぞれに配された
検知器において、抽出部より抽出した信号光の振幅と位
相を検知する。

【０１１３】２）演算部において、１）の検知結果を基
に、各可変方向性結合器の結合率と各位相制御器の位相
シフト量を所望回路設定値に近づけるために必要な電力
を供給するように、制御部に制御信号を送信しコントロ
ールする。

【０１１４】という２段階の手順を一定時間ごとに繰り
返すことにより行った。本実施例では、検知時間を１秒
とした。

【０１１５】この構成を用い、波長分散適応等化器を作
製した。非対称マッハツェンダ干渉計の段数を実施例１
と同様に２３段とした。また、周期周波数を１００ＧＨ
ｚとするために、各非対称マッハツェンダ干渉計の遅延
時間を０．０１ｎｓに設定した。この例では、位相制御
器に高速な応答を要求しないので、実施例１と同様、位
相制御器として導波路上に形成したヒータを用いた。検
知部では、等化器出力信号光の振幅、位相を測定し、信
号光の群遅延が一定値よりどのくらいずれているかとい
う誤差量、および、信号の中心周波数の変動量を算出
し、結果を演算部に転送し、帰還制御を行なった。演算
部１６では、一定群遅延よりの誤差量を最小にし、中心
波長のあった波長分散等化特性を算出し、電力制御部１
５により回路パラメータを設定した。本実施例では、演
算部でのリアルタイム制御を行なうため、実施例１で述
べた設計手法を使って、あらかじめ誤差量に対する回路
パラメータの補正データをデータベース化し、演算部に
格納しておいた。図３１はデータベース化した回路パラ
メータ値の一部を用いて等化特性をシミュレートした結
果である。用いた回路パラメータにより０〜６５０ｐｓ
／ｎｍの範囲で任意の分散補償量が実現可能であること
がわかる。

【０１１６】実際の波長分散の補償は、４０ｋｍ光ファ
イバを用いた伝送路において行なった。その手順を図３
２に、結果を図３３に示す。図の縦軸は等化器出力光の
一定群遅延に対する誤差量を各周波数成分で平均化した
量である。帰還制御を施す前は、最大１０ｐｓ／ｎｍの
誤差が存在したが、帰還制御後は１ｐｓ／ｎｍ以下に抑
えることができた。

【０１１７】（実施例９）図３４に示す本実施例では、出力特性の時間変動を抑え
るために、実施例６の構成に、周波数可変な参照光用光
源２２および入力ポート５上に参照光を挿入する挿入部
２４を付加した構成を採用し、帰還制御を行い、実施例
６と同様の測定を行なった。

【０１１８】ここでは、参照光は信号光の波長帯とは異
なる波長帯の光を用いた。具体的には、１．５５μｍの
信号光に対し、参照光の波長帯として１．３μｍを採用
し、光抽出部では、１．３μｍで１００％結合で、１．
５５μｍで０％結合になる方向性結合器を用いて、信号
光と参照光を分離した。また、参照光用光源としては、
１．３μｍ発振の多電極ＤＦＢレーザを用い、電流制御
により周波数を制御した。帰還手順を図３５に示す。帰
還制御は、１）演算部により、参照光用光源を制御し参
照光の周波数を設定し、それぞれの出力ポートに配され
た検知器において光抽出部より抽出した参照光を検知
し、各抽出点における参照光の振幅と位相を検知する、
という操作を参照光の相異なる周波数ω₁ ，ω₂ ，…，
ω_M+1 に対してＭ＋１回繰り返す。

【０１１９】２）演算部において、Ｍ＋１カ所の周波数
点での参照光の検知結果を基に各可変方向性結合器の結
合率と位相制御器の位相シフト量を所望回路設定値に近
づけるために必要な電力を供給するように前記制御部に
制御信号を送信しコントロールする。

【０１２０】という２段階の手順を、一定時間ごとに繰
り返すことにより行った。具体的には、参照光光源は
１．３μｍで注入電流を調整することにより−１０〜１
０ＧＨｚの間で０．５ＧＨｚ間隔で波長を変化させ、各
波長の参照光の振幅、位相を測定し、結果を演算部に転
送した。この測定の繰返し時間を３０秒とした。結果
は、実施例６よりもより安定した特性が得られた。この
原因としては、本実施例が信号光の有無に関係なく一定
してフィルタ特性の帰還制御が可能であるという本実施
例の特徴に起因していることが考えられる。

【０１２１】また、本実施例では図３４に示した光抽出
部の配置を採用したが、各非対称マッハツェンダ干渉計
ごとに光抽出部を配する構成で実施することも可能であ
る。この場合、検知地点が複数であるため、情報が豊富
であり、波長で情報量をかせぐ必要がないため、参照光
用光源として固定波長発振の光源を用いることができる
というメリットがある。

【０１２２】（実施例１０）本実施例は、長距離光通信において生じる偏波の時間変
動を等化する偏波等化器を本発明の光信号処理器で実現
した実施例である。長距離光通信、特に、コヒーレント
周波数多重光通信方式では、各チャンネルごとの偏波変
動が問題になっていた。従来この問題を解決するため
に、図３６に示したように、各チャンネルへ光信号を分
岐後、チャンネルごとに設置した偏波ダイバーシティ光
検知器により偏波変動を除去する方法がとられていた。
しかし、この方法ではチャンネルごとに高価な偏波ダイ
バーシティ光検知器を配置する必要があり、全体システ
ムの価格が高くなるという問題があった。本実施例は、
このチャンネルごとに異なる偏波変動を、チャンネル分
岐前に一つの光信号処理器で一括等化する方式を実現し
たものである。図３７に本実施例の偏波等化器の構成を
示す。基本的には、実施例６の帰還制御を有する構成で
適応等化器を構成した。光信号処理器の前段には光信号
をＴＥモード成分とＴＭモード成分に分離する偏波分離
器を置き、ＴＭモードに対しては半波長板を用いてＴＥ
モードに変換し、それぞれの成分を光信号処理器の各２
つの入力ポートに入射した。このことにより、偏波の時
間変動は光信号処理器の２つの入力ポートへの入力パワ
ーの時間変動に変換される。本実施例では、損失の低減
を図るため、偏波分離器および半波長板を応力解放溝を
導波路の片側に形成する方法により、これらを光信号処
理器と同じ光平面回路上に形成した。（Ｍ．Ｋａｗａｃ
ｈｉ：“Ｓｉｌｉｃａｗａｖｅｇｕｉｄｅｓｏｎ
ｓｉｌｉｃｏｎａｎｄｔｈｅｉｒａｐｐｌｉｃａ
ｔｉｏｎｔｏｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ−ｏｐｔｉｃ
ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ”，ＯｐｔｉｃａｌａｎｄＱｕ
ａｎｔｕｍＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２２，ｐｐ３９
１−４１６，１９９０）本実施例では、チャンネル周波
数間隔周期１０ＧＨｚの１０チャンネルの周波数多重光
信号を扱った。１０個のチャンネル数に対応するため、
非対称マッハツェンダ干渉計の段数を９段とし、また、
チャンネル周波数間隔周期１０ＧＨｚに対応するため、
各非対称マッハツェンダ干渉計の遅延時間を０．１ｎｓ
に設定した。一般に偏波の時間変動は分単位程度のかな
りゆっくりしたものなので、この実施例では、実施例６
と同様、位相制御器として導波路上に形成したヒータを
用いた。

【０１２３】以下に時間変動を伴う偏波変動の本実施例
において採用した適応等化制御方法を示す。

【０１２４】１）出力部に配された検知器において、演
算部の指示によりチャンネル周波数点ω₁ ，ω₂ ，…，
ω₁₀における光抽出部より抽出した信号光の振幅と位相
を検知する。

【０１２５】２）演算部において、１）の検知結果を基
に、各可変方向性結合器の結合率と各位相制御器の位相
シフト量を入力ポートへの入力パワーの変動に関係なく
常に出力ポート１に全信号光が出力されるように必要な
電力を供給するように、制御部に制御信号を送信しコン
トロールする。

【０１２６】という２段階の手順を一定時間ごとに繰り
返すことにより行った。

【０１２７】具体的には、検知部では、−５０〜５０Ｇ
Ｈｚの間で１０ＧＨｚ間隔で等化器出力信号光の振幅、
位相を測定し、結果を演算部に転送した。この測定の繰
返し時間を１分とした。演算部１６では、測定結果を基
に現在の回路パラメータを算出し、常に出力ポート１に
全信号光が出力されるように、電力制御部１５により位
相制御器の位相シフト量を補正した。本実施例では、各
周波数成分の振幅、位相情報より現在の回路パラメータ
を算出する漸化式を、演算部に格納しておいた。本実施
例を実行した結果、偏波の時間変動は１％以下に抑える
ことが可能であることが確認された。

【０１２８】（実施例１１）本実施例は請求項７に記載のパラメータ調整工程を含む
製造方法により本光信号処理器を製造した実施例であ
る。本実施例で製造した光信号処理器の構成は、基板と
してシリコン基板を用い、導波路は石英薄膜を用い、位
相制御器は、石英薄膜の上にクロムのヒータを形成する
ことにより作製した。製造工程の概要を図３８〜図４５
に示す。この方法は、基本的に火炎堆積法とリソグラフ
ィ技術を結合した製造方法である。

【０１２９】［製造工程１］請求項５、６で述べた設計
手法を用いて、所望信号処理特性を実現するための方向
性結合器の結合率の角度表示θ_n （−π／２〜π／２）
と位相制御器の位相シフト量φ_n （−π〜π）の未知回
路パラメータを求める。そして、求めた方向性結合器の
結合率の角度表示θ_n （−π／２〜π／２）と位相制御
器の位相シフト量φ_n （−π〜π）を、コアのサイズ、
方向性結合器の結合部分のコア間距離、結合長、位相制
御器を形成するヒータのサイズ、ヒータの付加電流等の
具体的に光回路として実現するための回路パラメータに
計算し直す（図３８）。

【０１３０】［製造工程２］製造工程１で求めたパラメ
ータ値に合わせて、ガラス原料の四塩化シリコンを酸素
と混合しながら火炎加水分解反応させ、Ｓｉ基板の上に
バファ層となるガラス微粒子層を堆積させる。その上
に、ドープ原料を混合した四塩化シリコンを火炎加水分
解反応させ、コアとなるガラス微粒子層を堆積させる
（図３９）。

【０１３１】［製造工程３］電気炉の中で１０００度以
上で焼結させ、ガラス微粒子層を透明なガラス層に変え
る（図４０）。

【０１３２】［製造工程４］設計工程において求めたコ
アとなる部分のみレジスト材を塗布する。化学反応イオ
ンエッチングによりコア部を除く余分な部分は除去する
（図４１）。

【０１３３】［製造工程５］製造工程２と同様にして、
オーバクラッドとなるガラス微粒子層を堆積させる（図
４２）。

【０１３４】［製造工程６］製造工程３と同様にして、
電気炉でガラス化する（図４３）。

【０１３５】［製造工程７］位相制御器として働くクロ
ムヒータを導波路上に形成する（図４４）。

【０１３６】［製造工程８］請求項７で述べた手順によ
り所望の回路パラメータをもつように位相制御器の位相
シフト量を繰返し調整する（図４５）。

【０１３７】本実施例では、製造工程８での位相シフト
量の調整を５回の繰り返しで、所望値との位相シフト設
定誤差で０．０２πに抑えることが可能であることを確
認した。

【０１３８】（実施例１２）本実施例は請求項９の偏波トリミング工程を含む製造方
法により本光信号処理器を製造した実施例である。本実
施例で製造した光信号処理器の構成は、基板としてシリ
コン基板を用い、導波路は石英薄膜を用い、位相制御器
は、石英薄膜の上にクロムのヒータを形成することによ
り作製した。製造工程の概要を図４６〜図５４に示す。
この方法も実施例１０と同様、基本的に火炎堆積法とリ
ソグラフィ技術を結合した製造方法である。また、応力
付与膜としては、アモルファスＳｉ膜を用いた。

【０１３９】［製造工程１］請求項５、６で述べた設計
手法を用いて、所望信号処理特性を実現するための方向
性結合器の結合率の角度表示θ_n （−π／２〜π／２）
と位相制御器の位相シフト量φ_n （−π〜π）の未知回
路パラメータを求める。そして、求めた方向性結合器の
結合率の角度表示θ_n （−π／２〜π／２）と位相制御
器の位相シフト量φ_n （−π〜π）を、コアのサイズ、
方向性結合器の結合部分のコア間距離、結合長、位相制
御器を形成するヒータのサイズ、ヒータの付加電流等の
具体的に光回路として実現するための回路パラメータに
計算し直す（図４６）。

【０１４０】［製造工程２］製造工程１で求めたパラメ
ータ値に合わせて、ガラス原料の四塩化シリコンを酸素
と混合しながら火炎加水分解反応させ、Ｓｉ基板の上に
バファ層となるガラス微粒子層を堆積させる。その上
に、ドープ原料を混合した四塩化シリコンを火炎加水分
解反応させ、コアとなるガラス微粒子層を堆積させる
（図４７）。

【０１４１】［製造工程３］電気炉の中で１０００度以
上で焼結させ、ガラス微粒子層を透明なガラス層に変え
る（図４８）。

【０１４２】［製造工程４］設計工程において求めたコ
アとなる部分のみレジスト材を塗布する。化学反応イオ
ンエッチングによりコア部を除く余分な部分は除去する
（図４９）。

【０１４３】［製造工程５］製造工程２と同様にして、
オーバクラッドとなるガラス微粒子層を堆積させる（図
５０）。

【０１４４】［製造工程６］製造工程３と同様にして、
電気炉でガラス化する（図５１）。

【０１４５】［製造工程７］位相制御器として働くクロ
ムヒータを導波路上に形成する（図５２）。

【０１４６】［製造工程８］各導波路上に導波路に沿っ
てアモルファスＳｉ膜の応力付与膜を蒸着させる（図５
３）。

【０１４７】［製造工程９］請求項９で述べた偏波トリ
ミング工程を含む手順により偏波依存性を解消するよう
に、アモルファスＳｉ膜でできた応力付与膜をＹＡＧレ
ーザ光を照射することにより除去する（図５４）。

【０１４８】本実施例では、偏波依存性を１％以下に抑
えることが可能であることを確認した。

【０１４９】以上、実施例を用いて、本発明を説明した
が、本発明はこれら実施例に限定されるものではない。
例えば、本実施例では石英平面光回路を用いたたが、Ｉ
ｎＧａＡｓＰ系等の半導体、ＬｉＮｂＯ₃ 等の電気光学
材料、有機光学材料などの別の材料で平面回路を用いる
ことも可能である。また、平面回路の代わりに光ファイ
バを用いることも可能である。本実施例では、位相制御
を行なうのに、熱光学効果、および電気光学効果を用い
たが、位相制御の方法としては、他の物理現象、例え
ば、カー効果に代表される非線形光学効果、磁気光学効
果等を利用することも可能である。また、本実施例では
光信号を増減する増減器として、ＩｎＧａＡｓＰ系ゲー
トを用いたが、ＩｎＰ等の他の光半導体またはＥｒドー
プ導波路を用いて増減器を構成することも可能である。
このように、本発明は、所望フィルタ特性を与えて回路
パラメータを計算する回路合成手法に関するものであ
り、その回路の物理的実現手段には拘束されない。ま
た、本実施例でのべた回路パラメータは設計例の一つに
過ぎず、この数値により限定されるものではないことも
併せて述べておく。

【０１５０】また、本発明は、Ｎ＋１個の可変方向性結
合器に挟まれたＮカ所の２本の光導波路がそれぞれ一定
の光路長差を持つ構成を持つ光回路を対象としている
が、その際、可変方向性結合器に挟まれたＮカ所の２本
の光導波路の光路長の長い側を一方にそろえるかどうか
という導波路構成にも本発明は制約されない。なぜな
ら、実施例２で示したように、可変方向性結合器の結合
率を適当に変えることにより、各種の導波路構成のフィ
ルタを実現することが可能であるからである。

【０１５１】本発明の請求項に特徴的なのは、回路パラ
メータを求めるための算出漸化式を付加した設計方法お
よび製造方法を要求していることにある。実際に所望特
性を実現しようとすると、必ず所望特性を実現するため
の回路パラメータを算出する算出式が必要になる。本発
明では、本回路構成の回路パラメータであるＮ＋１個の
結合率可変な方向性結合器の結合率、Ｎ個の位相制御器
の位相シフト量、増減器の減衰値あるいは増減可能な光
導波路の増減値が、実施例で述べられた漸化式に基づい
て求められている。このような多くの回路パラメータを
試行錯誤的に求めることは実際には不可能であり、たと
え計算機を用いて逐次近似手法により回路パラメータを
求めようとしても、最適な回路パラメータを得ることは
不可能に近い。本発明で用いている回路パラメータを与
える漸化式は、本発明独自のものであり、その特徴は、
逐次近似的手法とは異なり、有限の計算回数で最適な回
路パラメータを求めることが可能な点にある。

【０１５２】仮に本発明と類似の設計方法を有する特許
が存在しても、本発明は本発明独自の漸化式に基づいて
算出された回路パラメータ値の存在により他特許との差
別化を主張する。具体的には、実施例で述べた各種の周
波数フィルタや適応信号処理器は、本発明独自の漸化式
に基づいて算出された回路パラメータ値を用いなくては
得られない特性であり、設計方法が類似な場合でも、実
施例を比較することにより、他特許との差別化を行なう
ことができる。

【０１５３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の対象であ
る光信号処理器は、任意の信号処理特性を実現するため
の請求項に述べた設計手法および製造方法を採用するこ
とにより、従来では実現できなかった最大透過率１００
％で任意のフィルタリング処理を実現可能とした。特
に、本発明は透過特性の精度を上げるために非対称マッ
ハツェンダ干渉計の段数を増やしても、最大透過率が常
に１００％に設計可能であるという優れた特徴をもって
いる。また、結合率を自由に選べる正の値から負の値の
範囲の振幅結合率をもつ可変方向性結合器と、任意の位
相シフトを与えることが可能な位相制御器を回路構成素
子として用いることにより、同一のフィルタ回路で任意
のフィルタ特性が実現可能であるという大きな特徴を有
している。また、増減器あるいは増減可能な光導波路を
用いて、任意の最大透過率の光信号処理器を実現するこ
とも可能である。また、従来のトランスバーサル型の光
信号処理器に比較して、可変方向性結合器の数を減らす
ことが可能である。例えば、２番目の従来例である改良
トランスバーサル型と比較すると、改良トランスバーサ
ル型でＮ段構成の場合、可変方向性結合器は２×Ｎ個必
要である。対して、本発明の対象である光信号処理器で
同じＮ段を構成した場合、必要な個数はＮ＋１である。
この可変方向性結合器の個数を減らす効果は段数Ｎが大
きい程大きい。また、出力光の一部を検知し電気信号に
変え、その検知した電気信号を基に、実施例で述べた帰
還制御方法に従い各回路パラメータを帰還制御すること
により、ディジタルフィルタで良く知られている適応フ
ィルタと同様の働きをもつ光フィルタを構成可能であ
る。ここで述べる適応フィルタとは、時間変動のある入
力信号に対して回路パラメータを帰還制御することによ
り、一定の機能を果たすフィルタのことである。この例
として、実施例８で作製した波長分散が時間的に変動す
る光ファイバを伝搬してきた光信号に対して、その波長
分散を補正する波長分散適応等化器を示した。それ以外
に、時間的に変動する入力信号雑音を消去するノイズキ
ャンセラー、エコーを除去するエコーキャンセラー、入
力光信号の中の低レベルの正弦波成分を検出する適応線
スペクトル強調器、その逆の特性をもつ適応ノッチフィ
ルタなどが実現可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のトランスバーサル型光信号処理器を示す
回路構成図である。

【図２】従来の他のトランスバーサル型光信号処理器を
示す回路構成図である。

【図３】本発明に係る光信号処理器の第１の実施例を示
す回路構成図である。

【図４】図３のＡ−Ａ′線に沿う断面図である。

【図５】本発明の第１の実施例の光信号処理器を構成す
る可変方向性結合を示す回路構成図である。

【図６】本発明の第１の実施例の光信号処理器の設計手
順を示すフローチャートである。

【図７】本発明の第１の実施例の光信号処理器により実
現したチェビシェフタイプの光周波数フィルタの透過特
性を示すグラフである。

【図８】本発明の第１の実施例の光信号処理器により実
現した周波数選択フィルタのｆ₁ ，ｆ₃ ，ｆ₇ が透過の
場合における透過特性を示すグラフである。

【図９】本発明の第１の実施例の光信号処理器により実
現した周波数選択フィルタのｆ₁ ，ｆ₂ ，ｆ₅ ，ｆ₆ が
透過の場合における透過特性を示すグラフである。

【図１０】本発明の第１の実施例の光信号処理器により
実現した光群遅延等化器の群遅延特性を示すグラフであ
る。

【図１１】本発明に係る光信号処理器の第２の実施例を
示す回路構成図である。

【図１２】本発明に係る光信号処理器の第２の実施例を
示すもので、図１１と導波路の配置が異なる回路構成図
である。

【図１３】本発明の第３の実施例の光信号処理器を構成
する固定方向性結合器の回路構成図であり、この結合器
は、用いた波長に対してほぼ一定の結合率を持つ。

【図１４】本発明の第３の実施例の光信号処理器に用い
た波長無依存方向性結合器の結合率の波長依存性を示す
グラフである。

【図１５】本発明の第３の実施例の光信号処理器により
実現したチェビシェフタイプのフィルタの透過特性を示
すグラフである。

【図１６】本発明の第３の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図１７】本発明の第３の実施例の光信号処理器に用い
たＩｎＧａＡｓＰ系光増幅器の増減率の注入電流依存性
を示すグラフである。

【図１８】本発明の第３の実施例の光信号処理器の設計
手順を示すフローチャートである。

【図１９】本発明の第３の実施例の光信号処理器により
実現した最大透過率５００％のチェビシェフタイプのフ
ィルタの減衰率の光周波数依存性を示すグラフである。

【図２０】本発明の第４の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図２１】本発明の第４の実施例の光信号処理器に用い
たＥｒドープ石英系光導波路の増減率の励起光強度依存
性を示すグラフである。

【図２２】本発明の第４の実施例の光信号処理器の設計
手順を示すフローチャートである。

【図２３】本発明の第４の実施例の光信号処理器により
実現した最大透過率２００％の周波数選択フィルタの透
過特性を示すグラフである。

【図２４】本発明の第５の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図２５】本発明の第６の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図２６】本発明の第６の実施例の光信号処理器の帰還
制御の制御手順を示すフローチャートである。

【図２７】本発明の第６の実施例の光信号処理器により
実現したチェビシェフフィルタの帰還制御前のフィルタ
特性を示すグラフである。

【図２８】本発明の第６の実施例の光信号処理器により
実現したチェビシェフフィルタの帰還制御後のフィルタ
特性を示すグラフである。

【図２９】本発明の第７の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図３０】本発明の第７の実施例の光信号処理器の帰還
制御の制御手順を示すフローチャートである。

【図３１】本発明の第７の実施例の光信号処理器により
実現した適応分散等化器のプログラマブル性のシミュレ
ーションを示すグラフである。

【図３２】本発明の第７の実施例の光信号処理器により
実現した適応分散等化器の適応特性を説明するための説
明図である。

【図３３】本発明の第７の実施例の光信号処理器により
実現した適応分散等化器の適応特性を示すグラフであ
る。

【図３４】本発明の第８の実施例の光信号処理器の回路
構成図である。

【図３５】本発明の第８の実施例の光信号処理器の帰還
制御の制御手順を示すフローチャートである。

【図３６】本発明に係る光信号処理器の第９の実施例を
示す回路構成図である。

【図３７】本発明に係る光信号処理器の第２の実施例を
示す他の回路構成図である。

【図３８】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程１の説明図である。

【図３９】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程２の説明図である。

【図４０】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程３の説明図である。

【図４１】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程４の説明図である。

【図４２】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程５の説明図である。

【図４３】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程６の説明図である。

【図４４】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程７の説明図である。

【図４５】本発明の第１０の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程８の説明図である。

【図４６】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程１の説明図である。

【図４７】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程２の説明図である。

【図４８】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程３の説明図である。

【図４９】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程４の説明図である。

【図５０】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程５の説明図である。

【図５１】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程６の説明図である。

【図５２】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程７の説明図である。

【図５３】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程８の説明図である。

【図５４】本発明の第１１の実施例で説明した光信号処
理器の製造方法の工程９の説明図である。

【符号の説明】

１，２光導波路３正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ可変方
向性結合器４位相制御器５，６入力ポート７，８出力ポート９正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ３ｄＢ
方向性結合器１０分岐導波路１１ダミー出力ポート１２シリコン基板１３石英系薄膜１４非対称マッハツェンダ干渉計１５電力制御部１６演算部１７電力供給線１８制御信号線１９光抽出部２０検知器２１検知制御信号線２２参照光用光源２３参照光用光源制御信号線２４図２１の構成をもつ光適応フィルタ２５増減器２６信号光，励起光分離器２７，２８Ｅｒドープ石英系光導波路２９偏波分離器３０半波長板３１チャンネル分岐器３２偏波ダイバーシティ光検知器３３正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向
性結合器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平３−123325（ＪＰ，Ａ) 特開平４−352133（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G02F 1/313

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】遅延時間Δτに対応する光路長差を有す
る２本の光導波路とその片側（初段のみ両側）に前記２
本の光導波路を結合するための正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器を備えた基本構成要素
が直列的に組み合わされた構成を有する帰還のない２入
力２出力の光信号処理器の設計方法であって、クロスポ
ートに対する所望回路特性ｆ₀（ｚ）が与えられた時、
以下の手順により、クロスポート出力特性が所望回路特
性を満足するように、回路の未知パラメータである各基
本構成要素を構成する正の値から負の値の範囲の振幅結
合率をもつ方向性結合器の結合率が算出できることを特
徴とする光信号処理器の設計方法。【外１】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向
性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２〜π／２）
を算出する。【数１】
【請求項２】遅延時間Δτに対応する光路長差を有す
る２本の光導波路とその片側（初段のみ両側）に前記２
本の光導波路を結合するための正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器を備えた基本構成要素
が直列的に組み合わされた構成を有する帰還のない２入
力２出力の光信号処理器の設計方法であって、スルーポ
ートに対する所望回路特性ｈ₀（ｚ）が与えられた時、
以下の手順により、クロスポート出力特性が所望回路特
性を満足するように、回路の未知パラメータである各基
本構成要素を構成する正の値から負の値の範囲の振幅結
合率をもつ方向性結合器の結合率が算出できることを特
徴とする光信号処理器の設計方法。【外２】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向
性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２〜π／２）
を算出する。【数２】
【請求項３】２本の光導波路と前記２本の光導波路を
Ｎ＋１カ所の異なる位置で結合するＮ＋１個の正の値か
ら負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向性結合器よりな
る構成を有し、前記Ｎ＋１個の正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器にそれぞれ挟まれたＮ
カ所の前記２本の光導波路がそれぞれ一定の光路長差を
持ち、Ｎカ所における前記２本の光導波路上の少なくと
も一方に所望の位相シフトを施す位相制御器を有する光
信号処理器の設計方法であって、クロスポートに対する
所望回路特性ｆ₀（ｚ）が与えられた時、以下の手順に
より、クロスポート出力特性が所望回路特性を満足する
ように、回路の未知パラメータである各基本構成要素を
構成する前記正の値から負の値の範囲の振幅結合率をも
つ方向性結合器の結合率と前記位相制御器の位相シフト
量が算出できることを特徴とする光信号処理器の設計方
法。【外３】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている正の値から負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向
性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２〜π／２）
と位相制御器の位相シフト量φ_n（−π〜π）を算出す
る。【数３】
【請求項４】２本の光導波路と前記２本の光導波路を
Ｎ＋１カ所の異なる位置で結合するＮ＋１個の正の値か
ら負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向性結合器よりな
る構成を有し、前記Ｎ＋１個の正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器にそれぞれ挟まれたＮ
カ所の前記２本の光導波路がそれぞれ一定の光路長差を
持ち、Ｎカ所における前記２本の光導波路上の少なくと
も一方に所望の位相シフトを施す位相制御器を有する光
信号処理器の設計方法であって、スルーポートに対する
所望回路特性ｈ₀（ｚ）が与えられた時、以下の手順に
より、クロスポート出力特性が所望回路特性を満足する
ように、回路の未知パラメータである各基本構成要素を
構成する前記正の値から負の値の範囲の振幅結合率をも
つ方向性結合器の結合率と前記位相制御器の位相シフト
量が算出できることを特徴とする光信号処理器の設計方
法。【外４】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている方向性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２
〜π／２）と位相制御器の位相シフト量φ_n（−π〜
π）を算出する。【数４】
【請求項５】２本の光導波路と前記２本の光導波路を
Ｎ＋１カ所の異なる位置で結合するＮ＋１個の正の値か
ら負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向性結合器よりな
る構成を有し、前記Ｎ＋１個の正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器にそれぞれ挟まれたＮ
カ所の前記２本の光導波路がそれぞれ一定の光路長差を
持つ構造を有する光信号処理器の製造方法であって、ク
ロスポート（スルーポート）に対する所望回路特性ｆ₀
（ｚ）（ｈ₀（ｚ））が与えられた時、以下の手順によ
り、クロスポート（スルーポート）出力特性が所望回路
特性を満足するように、製造に必要な回路パラメータを
算出する設計工程を有することを特徴とする光信号処理
器の製造方法。【外５】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている方向性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２
〜π／２）を算出する。【数５】（５）工程（４）で求めた方向性結合器の結合率の角度
表示θ_nを、コアのサイズ、方向性結合器の結合部分の
コア間距離、結合長等の具体的に光回路として実現する
ための回路パラメータに計算し直す。
【請求項６】２本の光導波路と前記２本の光導波路を
Ｎ＋１カ所の異なる位置で結合するＮ＋１個の正の値か
ら負の値の範囲の振幅結合率をもつ方向性結合器よりな
る構成を有し、前記Ｎ＋１個の正の値から負の値の範囲
の振幅結合率をもつ方向性結合器にそれぞれ挟まれたＮ
カ所の前記２本の光導波路がそれぞれ一定の光路長差を
持ち、Ｎカ所における前記２本の光導波路上の少なくと
も一方に所望の位相シフトを施す位相制御器を有する光
信号処理器の製造方法であって、クロスポート（スルー
ポート）に対する所望回路特性ｆ₀（ｚ）（ｈ₀（ｚ））
が与えられた時、以下の手順により、クロスポート（ス
ルーポート）出力特性が所望回路特性を満足するよう
に、製造に必要な回路の未知パラメータを算出する設定
工程を有することを特徴とする光信号処理器の製造方
法。【外６】（４）全体の回路特性行列Ｓを、各基本構成要素の回路
特性行列Ｓ_nのユニタリ性を利用しながらＳ＝Ｓ_NＳ_N-1
・・・Ｓ₂Ｓ₁Ｓ₀の形に分解することにより、回路パラ
メータを求めて行く。具体的には、以下の漸化式をｎ＝
Ｎからｎ＝０の順に解いていき、各基本構成要素を作っ
ている方向性結合器の結合率の角度表示θ_n（−π／２
〜π／２）と位相制御器の位相シフト量φ_n（−π〜
π）を算出する。【数６】（５）工程（４）で求めた方向性結合器の結合率の角度
表示θ_n（−π／２〜π／２）と位相制御器の位相シフ
ト量φ_n（−π〜π）を、コアのサイズ、方向性結合器
の結合部分のコア間距離、結合長、位相制御器を形成す
るヒータのサイズ、ヒータの付加電流等の具体的に光回
路として実現するための回路パラメータに計算し直す。
【請求項７】以下に示す手順の調整操作を複数回繰り
返すことにより作製された光信号処理器の回路パラメー
タの作製誤差を補正する回路パラメータ調整工程をさら
に有することを特徴とする請求項５または６に記載の光
信号処理器の製造方法。（１）作製した信号処理器の異なる周波数ω_n（ｎ＝
０，１，２，…，Ｎ）に対する振幅および位相特性を測
定することによりスルーポート特性ｈ（ω_n）およびク
ロスポート特性ｆ（ω_n）を求め、下記の連立方程式を
解くことにより、展開係数ａ_kおよびｂ_kを求める。【数７】ただし、ｊは√−１を表す。Δτは前記２本の光導波路
がもつ一定の光路長差に対応する遅延時間である。求め
た展開係数ａ_kおよびｂ_kを基に、作製された光信号処理
器の方向性結合器の結合率の角度表示θ_nと位相制御器
の位相シフト量φ_nを算出する。【数８】（２）測定した方向性結合器の結合率の角度表示θ_nお
よび位相制御器の位相シフト量φ_nと、所望の回路パラ
メータ値の差異を小さくするように、可変方向性結合器
を構成する位相制御器の位相シフト量および前記光路長
の異なる２本の光導波路上の位相制御器の位相シフト量
を調整する。
【請求項８】以下に示す手順のトリミング操作を複数
回繰り返すことにより作製された光信号処理器の回路パ
ラメータの作製誤差を補正する回路パラメータ調整工程
をさらに有することを特徴とする請求項５または６に記
載の光信号処理器の製造方法。（１）作製した信号処理器の異なる周波数ω_n（ｎ＝
０，１，２，・・・，Ｎ）に対する振幅および位相特性
を測定することによりスルーポート特性ｈ（ω_n）およ
びクロスポート特性ｆ（ω_n）を求め、下記の連立方程
式を解くことにより、展開係数ａ_kおよびｂ_kを求める。【数９】ただし、ｊは√−１を表す。Δτは前記２本の光導波路
がもつ一定の光路長差に対応する遅延時間である。求め
た展開係数ａ_kおよびｂ_kを基に、作製された光信号処理
器の方向性結合器の結合率の角度表示θ_nと位相制御器
の位相シフト量φ_nを算出する。【数１０】（２）測定した方向性結合器の結合率の角度表示θ_nお
よび位相制御器の位相シフト量φ_nと、所望の回路パラ
メータ値の差異を小さくするように、前記方向性結合器
および前記２本の光導波路の一部分をレーザ加熱し、方
向性結合器の結合率および位相制御器の位相シフト量を
調整する。
【請求項９】以下に示す手順の偏波トリミング操作を
複数回繰り返すことにより作製された光信号処理器の偏
波依存性を解消するトリミング工程をさらに有すること
を特徴とする請求項５または６に記載の光信号処理器の
製造方法。（１）前記方向性結合器および前記光路長の異なる２本
の光導波路の一方あるいは両方の光導波路の一部に、複
屈折を生じさせる応力付与膜を形成する。（２）作製した信号処理器の異なる周波数ω_n（ｎ＝
０，１，２，・・・，Ｎ）に対する振幅および位相応答
を、ＴＥおよびＴＭ偏波について測定することにより、
各ＴＥおよびＴＭ偏波に対するスルーポート特性ｈ（ω
_n）およびクロスポート特性ｆ（ω_n）を求め、下記の連
立方程式を解くことにより、【外７】を求める。【数１１】ただし、ｊは√−１を表す。Δτは前記２本の光導波路
がもつ一定の光路長差に対応する遅延時間である。ｍ＝
ＴＥ，ＴＭである。求めた各ＴＥおよびＴＭ偏波に対す
る【外８】【数１２】（３）測定した各ＴＥおよびＴＭ偏波に対する方向性結
合器の結合率の【外９】所望の回路パラメータ値の差異を小さくするように、手
順（１）で形成した応力付与膜を除去するためのトリミ
ング操作を行なう。