JP4634733B2

JP4634733B2 - 波長フィルタ及び波長可変フィルタ

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Publication number: JP4634733B2
Application number: JP2004113458A
Authority: JP
Inventors: 錫煥鄭; 慎治松尾; 裕三吉國; 徹瀬川
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2004-04-07
Filing date: 2004-04-07
Publication date: 2011-02-16
Anticipated expiration: 2024-04-07
Also published as: JP2005300679A

Description

本発明は、波長フィルタ及び波長可変フィルタに関し、より詳細には、波長多重光通信システムの重要な光部品である半導体波長可変フィルタ及び透過帯域可変フィルタに関する。

波長可変フィルタ及び帯域可変フィルタは、大容量光通信ネットワークで欠かすことのできない重要な光部品である。波長多重光通信用の光合分波器に用いる波長フィルタは、波長多重された光信号のバンドフィルタリング及びソリトンファイバレーザ（例えば、非特許文献１参照）やスーパコンティニューム（Supercontinuum）ファイバ（例えば、非特許文献２参照）を用いた極短パルス発生のような応用で重要な役割を果たす。特に、サブピコ秒に及ぶ極短パルス発生の場合、発生される光パルスのスペクトル特性及びパルス波形は波長フィルタの波長スペクトル特性及び透過帯域で決まるため、帯域可変波長フィルタはこのような応用で強く求められつつある。

これまで、アレー導波路格子（ＡＷＧ；arrayed waveguide grating)型帯域可変フィルタ（例えば、非特許文献３参照）、リング共振型帯域可変フィルタ（例えば、非特許文献４参照）、及びトランスバーサル型帯域可変フィルタ（例えば、非特許文献５参照）が報告されている。

図２４は、従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、ＡＷＧ型帯域可変波長フィルタを示している。図中符号２４１は入力導波路、２４２は入力側スラブ導波路、２４３はアレー導波路、２４４は出力側スラブ導波路、２４５は出力導波路を示している。

このＡＷＧ型帯域可変波長フィルタは、導波路幅の異なる複数の入出力導波路ペア２４１，２４５を用いることにより、帯域可変動作を実現している。フィルタ帯域及び帯域可変の自由度はそれぞれ入出力導波路幅及び入出力導波路本数で決定する。ＡＷＧ型帯域可変フィルタは、入出力導波路が空間的に分離しているため、光フィルタ前後に光合分波器を用いる必要があり、構成が複雑になるという欠点がある。

図２５は、従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、リング共振型帯域可変波長フィルタを示している。図中符号２５１は入力導波路、２５２は結合率可変２×２カプラ、２５３はリング共振器、２５４は出力導波路を示している。

このリング共振型帯域可変波長フィルタは、リング共振器２５３と結合率可変カプラ２５２及び入出力導波路２５１，２５４で構成されていて、帯域可変動作させると、選択波長が変化してしまう問題や可変範囲によってフィルタ消光比も大きくばらつくことがあるという欠点である。

図２６は、従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、トランスバーサル型帯域可変波長フィルタを示している。図中符号２６１は結合率可変カプラ、２６２は遅延線、２６３は位相シフタ、２６４は合波器を示している。

このトランスバーサル型帯域可変波長フィルタは、タップ（結合率可変カプラ）２６１と遅延線２６２及び位相シフタ２６３で構成されていて、周波数特性はインパルス時間応答のフーリエ変換により得られる。また、トランスバーサル型帯域可変波長フィルタは、良好な帯域可変特性が得られたものの、波長可変特性の面では可変範囲が１００ＧＨｚ程度と比較的に狭いことや素子サイズも比較的に大きい（６８＊７１ｍｍ）ことが懸念されている。

K.Tamura et al, IEEE Photon. Technol. Lett.,6,(1994),pp1433-1435 T.Morioka et al, Electron. Lett.,30,(1994),pp1166-1168 K.Okamoto et al, Electron. Lett.,31,(1995),pp1592-1593 T.Kominato et al, IEEE Photon. Technol. Lett.,5,(1993),pp560-562 E.Pawlowski et al, Electron. Lett.,32,(1996),pp113-114 S.Matsuo et al, IEEE Photon. Technol. Lett.,7,(2003),pp1114-1116

通常、帯域可変波長フィルタは、応用範囲を格段に広げるために波長可変性を有することが望ましい。これは極短パルス発生のような応用では極めて重要な要素である。なぜなら、波長多重光信号において、等しい時間分解能を有する光信号パルスを生成するためには、各波長成分に対して求められる波長フィルタの帯域が異なってくるためである。

現状では、図２６で説明したトランスバーサル型帯域可変波長フィルタのみ、帯域可変及び波長可変動作を同時に行えるフィルタ素子である。この場合、タップ及び位相シフタは、それぞれフーリエ係数の複素振幅及び複素偏角を制御する役割をする。従って、帯域可変動作はタップの結合率の制御により得られ、波長可変動作は位相シフタの位相制御により得られる。しかし、トランスバーサル型帯域可変波長フィルタは、波長可変動作を得るために、図２６で示す位相シフタの位相をそれぞれ独立にかつ精確よく調整する必要があり、制御が難しいという欠点がある。実際、０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）という比較的に狭い波長可変範囲の中でフィルタ波長スペクトルのクロストークが大きく変動することが報告されている（例えば、非特許文献５参照）。

一方、帯域可変波長フィルタは、応用範囲を格段に広げるために平坦性波長特性を有することが望ましい。平坦性波長スペクトルは、フィルタ素子そのものの温度制御の許容範囲を広げることだけでなく、波長多重光信号を状況に応じてフィルタ帯域を変化させて取り出す応用では非常に重要の特性であると考えられる。通常、波長スペクトルの平坦性を評価するパラメータとしてシェイプファクタが用いられ、−１ｄＢと−１０ｄＢの透過スペクトル帯域幅の比で定義される。従って、シェイプファクタが１に近づくほど矩形のような波長スペクトルを示す。ラダー干渉型波長フィルタの場合、ＡＷＧ型素子と同様にガウス関数型スペクトルを示すために、フィルタ波長特性のシェイプファクタは、０．３２近傍で決まり、平坦性波長スペクトルと特性を得ることが困難である。

以上のように、波長フィルタの帯域可変かつ波長可変性及びフィルタスペクトルの平坦性は、必要不可欠な要素にもかかわらず、上述した特性を示す波長フィルタは、これまで報告されていないことが現状である。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、広帯域波長可変動作が得られるラダー干渉型波長フィルタを用い、フィルタ透過帯域が数百ＧＨｚ範囲で可変できる帯域可変波長フィルタ及び平坦性波長スペクトル特性を有する波長フィルタ及び波長可変フィルタ提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、第１及び第２の端部を有する入力導波路であって、前記第１の端部は光が入射される入射端である入力導波路と、第３及び第４の端部を有する出力導波路であって、前記第４の端部は光が出射される出射端である出力導波路と、前記入力導波路に一定の間隔で配置されたＮ個（Ｎは２以上の自然数）の光結合器で構成された第１の組の光結合器と、前記出力導波路に一定の間隔で配置されたＮ個の光結合器で構成された第２の組の光結合器と、前記第１の組の光結合器を構成する各光結合器と前記第２の組の光結合器を構成する各光結合器とを、前記入力導波路の前記入射端および前記出力導波路の前記第３の端部の側から、前記入力導波路の第２の端部および前記出力導波路の前記出射端の側にかけて順次一対一に接続するＮ個のアレー導波路とを備え、前記Ｎ個のアレー導波路の長さは、前記入力導波路の前記入射端および前記出力導波路の前記第３の端部の側から、前記入力導波路の第２の端部および前記出力導波路の前記出射端の側にかけて、順番に同じ長さの差で増加あるいは減少し、前記第１および第２の組の光結合器を構成する各光結合器として結合率可変カプラを用いることにより、フィルタ帯域が可変できるようにしたことを特徴とする。

また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、熱、電圧引加あるいは電流注入により、前記入力導波路及び出力導波路の屈折率を変化させることで選択波長が可変で、かつ選択波長可変動作及び帯域可変動作を独立に行うことができるようにしたことを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第１の態様において、Ｎ段目のアレー導波路と（Ｎ−１）段目のアレー導波路との間の光路長差のみを前記同じ長さの差より整数倍（０倍および１倍を除く。）大きくあるいは小さく設定することにより、フィルタ周波数スペクトル特性が平坦性を有することを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第３の態様において、前記結合率可変カプラを用いることにより、平坦性フィルタスペクトル特性を保ちながら、選択波長の透過帯域が可変できるようにしたことを特徴とする。

また、本発明の第５の態様は、第３又は第４の態様の波長フィルタにおいて、熱、電圧引加あるいは電流注入により、前記入力導波路及び出力導波路の屈折率を変化させることで選択波長が可変で、かつ屈折率変化領域長をアレー導波路間の光路長差に比例して調整することにより波長可変動作の際に平坦性スペクトル波長特性が一定に保てること、及び選択波長可変動作及び帯域可変動作を独立に行うことができるようにしたことを特徴とする波長可変フィルタである。

本発明によれば、波長フィルタ及び波長可変フィルタの透過帯域を可変することができ、極短パルス発生のような応用分野で重要な役割を果たす。また、本発明によれば波長フィルタ及び波長可変フィルタの透過帯域を平坦化することもでき、光源として用いられる半導体レーザ及び素子そのものの厳密な温度制御を緩和することができる。また、本発明の帯域可変特性及び平坦性スペクトル特性を有する波長可変フィルタは、波長多重された光信号のバンドフィルタリングのように応用で重要や役割を果たす。

さらに、本発明の実施例ではＩｎＰ系の化合物半導体を用いているが、ＰＬＣ、ＧａＡｓ系やＳＯＩと高分子材料で構成される材料を用いても同様の動作が可能であり、さらなる低コストパフォーマンスが実現できる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（実施形態１）
図１は、本発明に係るラダー干渉型波長フィルタを説明するための構成図で、図中符号１１は入力導波路、１２−1〜１２−Ｎは入力導波路側の光結合器、１３−１〜１３−Ｎはアレー導波路、１４は出力導波路、１５−1〜１５−Ｎは出力導波路側の光結合器を示している。なお、Ｎはアレー導波路の本数を示している。

このラダー干渉型波長フィルタは、一対の入力導波路１１及び出力導波路１４と、入力導波路１１及び出力導波路１４に一定の間隔で配置された光結合器１２−１〜１２−Ｎ，１５−1〜１５−Ｎと、光結合器１２−１〜１２−Ｎ，１５−1〜１５−Ｎを介して入出力導波路間を接続するＮ個（Ｎ；２以上の自然数）のアレー導波路１３−１〜１３−Ｎとから構成されている。

つまり、アレー導波路長が左から順次ΔＳずつ増大すると、次式を満足する波長（λ_０）で透過率が最大になる。
λ_０＝（ｎ_ｅｆｆΔＳ）／ｍ

ここで、ｎ_ｅｆｆ及びｍは、それぞれ光導波路の実効屈折率及びラダー干渉計の回折次数である。図１に示すように、アレー導波路１３−１〜１３−Ｎから入射する光と出力導波路１４から入射する光が出力導波路側の光結合器１５−１〜１５−Ｎで干渉するが、等位相の光以外の波長は放射損失を受けるため、上式を満足する所望の波長のみが出力導波路１４を伝搬し、波長フィルタとして機能する。

図２は、図１で示したラダー干渉型波長フィルタの光結合器の光結合率（ｋ）を０．８５と設定した場合、アレー導波路本数（Ｎ）に対する周波数スペクトル特性を示す図である。ここでは、ｍ＝１２０及びλ_０＝１５５０ｎｍとなっている。図２に示すように、ラダー干渉型波長フィルタは、アレー導波路本数に対して周波数スペクトル帯域が変化することが分かる。この場合、３−ｄＢ周波数帯域幅は、Ｎ＝８からＮ＝１５まで順次に１５５（Ｎ＝８）、１２５（Ｎ＝１０）、１０５（Ｎ＝１２）、８５（Ｎ＝１５）及び６２〔ＧＨｚ〕（Ｎ＝２０）である。従って、出力導波路側の光結合器１５−１〜１５−Ｎでそれぞれの光信号を取り出せば、アレー導波路本数に相当する離散的なスペクトル帯域可変が可能になる。しかし、上述したフィルタ特性は、光結合器のｋを特定の値（図２の例ではｋ＝０．８５）に定めたときのみ得られる。

つまり、図１に示したラダー干渉型波長フィルタの入力及び出力導波路は、全てのアレー導波路にわたって共有されている構造であり、Ｎ段目のアレー導波路以前のＮ−ｎ段目（ｎは自然数）のアレー導波路までラダー干渉した光信号を取り出すことはできない。つまり、図１に示す波長フィルタは、出力ポートが一つしか存在しないことから、光結合器として多モード干渉（ＭＭＩ；multimode interference）結合器あるいは方向性結合器を用いると、光結合器のｋは導波路パラメータにより一律に決まってしまうので、上述したような帯域可変波長スペクトルを得ることができない。

一方、ラダー干渉計で光結合器のｋによって生じる損失は、アレー導波路本数に依存するため、それぞれのアレー導波路本数に対して光結合器のｋを適正な値に制御する必要があるが、一律なｋを示す光結合器ではラダー干渉に起因する損失が異なり、良好な帯域可変フィルタ特性が得られない難点も生じる。図２に示すように、光結合器のｋが０．８５と一定の場合、ラダー干渉型波長フィルタのλ_０の透過率は−３．８７（Ｎ＝２０）、−２．８４（Ｎ＝１５）、−２．６６（Ｎ＝１２）、−２．８３（Ｎ＝１０）及び３．３５（Ｎ＝８）〔ｄＢ〕となり、アレー導波路本数に依存してばらついていることが分かる。

本発明のラダー干渉型波長フィルタでは、結合率可変光結合器を用いるラダー干渉計により、帯域可変フィルタ動作及び透過帯域の透過率が一定に保つことを可能にしている。通常、任意のｋを得るためには光結合器に屈折率変化領域を設ける必要があるが、その光結合器構造としてハイメサ導波路構造を用いるマッハ・ツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zehnder Lnterferometer)は、上述した目的を達成するためにもっとも有効と考えられる。

図３は、２つの３ｄＢＭＭＩ結合器を含むＭＺＩの構造図で、図中符号３１は光導波路、３１ａは屈折率変化領域、３２は３ｄＢ結合器を示している。通常、ＭＺＩでは２本のアームの光路長が等しい場合、入力ポートから入射した光波はすべてクロスポートに出力する（ｋ＝１）。しかし、図３に示すように、片方のマッハ・ツェンダー干渉計のアームに屈折率変化領域３１ａを設けると、導波路の実効屈折率が異なるため、２本のアーム間の光路長が異なり、バーポートにもその光路長差に応じて光が出力する。図３に示す屈折率変化領域３１ａを構成するためには、熱、電圧引加あるいは電流注入構造を設けて屈折率を制御する方法が有効である。

この場合、電極形成による電流注入構造の場合、屈折率変化量と屈折率変化領域長（電極長）はトレードオフ関係にある。つまり、電極長が長ければ長いほど、小さい屈折率変化で所望のｋが得られるものの、光結合器長が長くなり、素子サイズ及び素子の挿入損失が増大する。従って、電極長は電流注入により得られる屈折率変化で任意のｋが得られる範囲内で設定すれば良い。

図４は、図３に示したＭＺＩの光結合器の屈折率変化領域での屈折率変化量に対する結合係数を示す図で、ＩｎＰ基板上にコア層としてバンドギャップ波長（λ_ｇ）１．４μｍの化合物半導体ＧａＩｎＡｓＰを用いるウェハを用い、導波路幅（Ｗ）１．６μｍ及び電極長１００μｍのハイメサ導波路構造を形成した場合、屈折率変化に対するＭＺＩ光結合器のｋを示している。屈折率変化がない場合、ｋ＝１であるが、電流注入による屈折率変化量が増すにつれて、ｋは小さくなり、０．２３〔％〕程度の屈折率変化でｋは０まで変化する。つまり、屈折率変化に従って、任意のｋを得ることができる。

図５は、本発明のラダー干渉型波長フィルタの実施形態１を説明するための構成図で、図３に示したＭＺＩを光結合器として用いたラダー干渉型波長フィルタの構成図で、つまり、光結合器として結合率可変ＭＺＩを用いたラダー干渉型波長フィルタの構成図である。図中符号５１は入力導波路、５２−1〜５２−Ｎは入力導波路側の光結合器、５３−１〜５３−Ｎはアレー導波路、５４は出力導波路、５５−1〜５５−Ｎは出力導波路側の光結合器を示している。

このラダー干渉型波長フィルタは、一対の入力導波路５１及び出力導波路５４と、入力導波路５１及び出力導波路５４に一定の間隔で配置された光結合器５２−１〜５２−Ｎ，５５−1〜５５−Ｎと、光結合器５２−１〜５２−Ｎ，５５−1〜５５−Ｎを介して入出力導波路間を接続するＮ個（Ｎ；２以上の自然数）のアレー導波路５３−１〜５３−Ｎとから構成されている。

しかも、入射端から出射端までの長さが入射端側に接続されたアレー導波路５３−１〜５３−Ｎを経路から順番に同じ長さの差で増加あるいは減少するようなラダー干渉の構造で構成され、光結合器５２−１〜５２−Ｎ，５５−1〜５５−Ｎとして結合率可変カプラを用いることにより、フィルタ帯域が可変できるように構成されている。

図１に示したラダー干渉型波長フィルタ構造に比べると、光結合器のｋが可変性を有し、任意のｋに制御可能な構造である。この場合、光結合器のｋが可変できるため、Ｎ−ｎ段目アレー導波路以降の光結合器のｋを１に設定（電流注入なし）することにより、擬デジタルな帯域可変動作が可能になる。

図６は、図５に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図で、Ｎ−ｎ段目アレー導波路以前の光結合器のｋは、アレー導波路本数に従い、λ_０の透過率が一定になるように光結合器のｋを制御した場合の波長スペクトル特性を示している。アレー導波路本数においてＭＺＩ光結合器のｋを調整することにより、λ_０の透過率が−２．８ｄＢ近傍で一定になることが確認できた。この場合、アレー導波路本数に対する適正なｋはそれぞれｋ＝０．８９（Ｎ＝２０）、ｋ＝０．８５（Ｎ＝１５）、ｋ＝０．８２（Ｎ＝１２）、ｋ＝０．８５（Ｎ＝１０）及びｋ＝０．８２（Ｎ＝８）である。

図６に示した波長フィルタ特性の消光比は１２ｄＢ程度であり、比較的に小さい。しかし、ラダー干渉型波長フィルタの消光比は、ＭＺＩ光結合器のｋを分布的に変化させる（Apodization)ことにより増大することが可能である。

図７は、図３に示したＭＺＩの光結合器のアポディゼーションを施したラダー干渉型波長可変フィルタの構成図で、図中符号７１は入力導波路、７２−1〜７２−Ｎは入力側導波路の光結合器、７３−１〜７３−Ｎはアレー導波路、７４は出力導波路、７５−1〜７５−Ｎは出力側導波路の光結合器を示している。

ラダー干渉計で光結合率のアポディゼーション（Apodization）は入力導波路側の光結合率を任意のｋ_ａから任意のｋ_ｂ（ｋ_ａ＞ｋ_ｂ）まで減少させ、出力導波路側の光結合率を上述したｋ_ｂから任意のｋ_ａまで増大するように設定することにより達成する。この場合、ｋ_ａはλ_０の透過率に関係し、ｋ_ａ−ｋ_ｂの絶対値はλ_０の透過率、波長スペクトル特性の消光比及びフィルタ帯域に関係する。一般的に、ｋ_ａは１に近いほど、λ_０の透過率が増大し、ｋ_ａが減少するにつれ、λ_０の透過率も減少する。

一方、ｋ_ａ−ｋ_ｂの絶対値は大きければ大きいほど、波長スペクトルの消光比が増大すると同時に、透過帯域幅も増大する。

図８は、図７に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図で、ＭＺＩ光結合器のｋに線形的に変化するアポディゼーションを施した場合のアレー導波路本数に対する周波数スペクトル特性を示している。この場合、ｋ_ａ及びｋ_ｂは一定のλ_０の透過率を示すように制御した。なお、帯域可変動作を得るために、Ｎ−ｎ段目アレー導波路以降の光結合器のｋは１に制御した。図８に示すように、いずれの周波数帯域においても周波数スペクトルの消光比は２７ｄＢ以上に増大した。

（実施形態２）
本発明の実施形態２について以下に説明する。上述した実施形態１で説明したラダー干渉型波長フィルタでは、光結合器のｋを制御することにより、アレー導波路本数に相当する帯域可変動作が実現したが、アレー導波路本数に対するフィルタ波長スペクトルの帯域変化は比較的に小さい。

図９は、実施形態２に係るラダー干渉型波長フィルタのアレー導波路本数における周波数帯域特性図で、図６に示しているラダー干渉型波長フィルタのアレー導波路本数に対する３−ｄＢ周波数帯域を示している。図９に示すように、アレー導波路が２０本から１３本までの３−ｄＢ周波数帯域変化は、アレー導波路１本ごとに約５ＧＨｚ周波数間隔となり、アレー導波路が１２本から１０本まで場合は、アレー導波路１本ごとに約１０ＧＨｚ周波数間隔となる。しかし、アレー導波路本数が１０本より減少すると、３−ｄＢ周波数帯域変化が急激に増大してしまい、細かい周波数帯域変化が困難になる。

従って、デジタル的な周波数帯域変化が可能なアレー導波路本数が限定され、周波数帯域の可変帯域が数十ＧＨｚ程度に制限される。可変帯域を増大するためにはラダー干渉型波長フィルタの回折次数を減少させることが有効である。この場合、回折次数が減少すると、フィルタ周波数帯域も増大し、可変できるフィルタ帯域も増大する。狭いフィルタ周波数スペクトルを得るためにはアレー導波路本数を回折次数変化に反比例して変化させれば、高い回折次数の場合と同様なフィルタ周波数特性が得られる。しかし、回折次数を減少させ、アレー導波路本数を増大したラダー干渉型波長フィルタの場合、図６で説明したように、それぞれのアレー導波路本数に対する適正なｋの数も増大し、図３に示したＭＺＩ光結合器のｋの制御が複雑になる。これは図８で説明したアポディゼーションでも同様である。

つまり、フィルタ消光比の増大及びラダー干渉計の回折損失を最小化するためのｋ_ａ及びｋ_ｂの制御もアレー導波路本数が増大するにつれ、複雑になる。この問題はＭＺＩ光結合器のｋを制御してラダー干渉計の回折次数を変化させることにより解決可能である。

図１０は、本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態２を説明するための構成図で、フィルタ周波数帯域を数十ＧＨｚから数百ＧＨｚまで可変できる帯域可変ラダー干渉型フィルタの構成図を示している。図中符号１０１は入力導波路、１０２−1〜１０２−Ｎは入力導波路側の光結合器、１０３−１〜１０３−Ｎはアレー導波路、１０４は出力導波路、１０５−1〜１０５−Ｎは出力導波路側の光結合器を示している。

実施形態２のラダー干渉型波長フィルタは、ｍ＝２０のラダー干渉型波長フィルタである。この場合、２×ｐ（ｐは整数）番目に相当する光結合率ｋ₂，ｋ_４，ｋ_６，ｋ_８などを１に制御すると、そのラダー干渉型波長フィルタはｍ＝４０の素子に等しい。もし、（３×ｐ）−１及び３×ｐ番目の光結合率ｋ_２，ｋ_３，ｋ_５，ｋ_６などを１に制御すると、ｍ＝６０の素子に等しいてラダー干渉型波長フィルタになる。ここで、過剰光路長差が増大する場合、ｐは正となり、過剰光路長差が減少する場合、ｐは負となる。従って、光結合率の制御により、回折次数の倍数に相当するラダー干渉計が形成可能になる。

図１１は、図１０に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図で、ラダー干渉型波長フィルタの回折次数において、アレー導波路本数に対する３−ｄＢ周波数帯域を示している。いずれの場合においても、アレー導波路本数１０から２０の間では、ほぼ線形的な変化を示すものの、アレー導波路本数が１０以下になると、３−ｄＢ周波数帯域が急激に増大することが分かる。図１１に示すように、ｍ＝２０（Ｎ＝２０）、ｍ＝４０（Ｎ＝１０）及びｍ＝８０（Ｎ＝５）それぞれの３−ｄＢ周波数帯域は一致し、ｍ＝４０（Ｎ＝２０）及びｍ＝８０（Ｎ＝１０）の３−ｄＢ周波数帯域も一致している。

つまり、ｍ×Ｎが一定であれば、フィルタ周波数帯域は変わらないことを意味する。この場合、Ｎ＝１０からＮ＝２０間でのフィルタ帯域変化はほぼ線形的であることから、フィルタ周波数帯域を数十ＧＨｚから数百ＧＨｚまで擬デジタル的に可変できるラダー干渉型波長フィルタが可能になる。特に、図１０に示した構成の利点はそれぞれのアレー導波路本数に相当する適正な光結合率ｋは、ラダー干渉計の回折次数には依存しないことにある。

つまり、アレー導波路本数が等しい場合は、全ての回折次数における適正な光結合率ｋは同じである。従って、アレー導波路本数のみによる帯域可変特性の場合に比べ、制御すべき光結合率ｋの数が大幅に減少し、良好なフィルタ特性が期待できる。

（実施形態３）
図１２は、本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態３を説明するための構成図で、波長可変動作のために、電極による電流注入構造を設けたラダー干渉型波長フィルタの構造図である。図中符号１２１は入力導波路、１２１ａは入力導波路側の波長可変制御用電極、１２２−1〜１２２−Ｎは入力側導波路の光結合器、１２３−１〜１２３−Ｎはアレー導波路、１２４は出力導波路、１２４ａは出力導波路側の波長可変制御用電極、１２５−1〜１２５−Ｎは出力側導波路の光結合器を示している。

この実施形態３のラダー干渉型波長フィルタは、アレー導波路本数に従って透過帯域が変化するため、所望の帯域が得られるアレー導波路以降の光結合器のｋを１に設定すれば、透過帯域の可変が可能になる。なお、それと独立にＬ_１及びＬ_２の屈折率を変化させると波長可変動作も実現できる。

図１３は、図１２に示したラダー干渉型波長可変フィルタのエピタキシャル基板の層構造を示す図で、図中符号１３１はＩｎＰ基板、１３２はｎ型ＩｎＰ層、１３３はＧａＩｎＡｓＰ層（λｇ＝１．４μｍ）、１３４はｐ^--ＩｎＰ層、１３５はｐ⁺-ＩｎＰ層、１３６はｐ⁺-ＩｎＧａＡｓ層を示している。

ｎ型ＩｎＰ基板１３１上に、ｎドープＩｎＰ層１３２と、厚さ０．５μｍのノンドープＧａＩｎＡｓＰ層１３３と、厚さ１．２μｍのｐドープＩｎＰ層１３４と、厚さ０．３μｍのｐ^＋ドープＩｎＰ層１３５と、厚さ３０ｎｍのｐ^＋ドープＩｎＧａＡｓ層１３６が成膜されている。ｐ^＋ドープＩｎＧａＡｓ層１３６上及びｎ型ＩｎＰ基板１３１の裏面にそれぞれＡｕＺｎＮｉ電極及びＡｕＧｅＮｉ電極を形成している。

また、ｎドープＩｎＰ層１３２のドーピング濃度は１×１０^１８ｃｍ^−３で、ｐドープＩｎＰ層１３４のドーピング濃度は５×１０^１７ｃｍ^−３で、ｐ^＋ドープＩｎＰ層１３５のドーピング濃度は１×１０^１８ｃｍ^−３で、ｐ^＋ドープＩｎＧａＡｓ層１３６のドーピング濃度は８×１０^１８ｃｍ^−３である。

図１４は、図１２に示したラダー干渉型波長フィルタの波長可変特性図で、ラダー干渉型波長フィルタの帯域可変及び波長可変動作の周波数スペクトルを示している。この場合、回折次数は１２０であり、λ_０は１５５０ｎｍと設定している。電極長Ｌ_１及びＬ_２を１００μｍと設定した場合、０．１８〔％〕程度の光導波路の実効屈折率変化により、選択波長がそれぞれ短波長側及び長波長側にわたって１．２ＴＨｚの波長可変動作が得られた。なお、帯域可変動作は波長可変動作と独立に制御できるため、制御可能な波長範囲内で帯域可変が可能になる。

（実施形態４）
本発明の実施形態４について以下に説明する。上述した実施形態１乃至３で示したラダー干渉型波長フィルタの場合、帯域可変特性は得られたものの、フィルタスペクトルの平坦性を得ることはできない。ラダー干渉型波長フィルタの周波数応答はＡＷＧ型フィルタと同様にガウス関数型になるため、矩形に近い周波数応答を得ることが困難である。しかし、本実施形態４で用いるラダー干渉型波長フィルタではＮ個のアレー導波路を経由して従属接続されたラダー干渉計からなる入出力伝達関数を変化させることにより、矩形に近い周波数応答を可能にしている。

図１に示したラダー干渉型波長フィルタで用いる光結合器は、ＭＭＩ結合器、方向性結合器あるいはＭＺＩ結合器いずれの場合も、２×２カプラーであるため、光結合器で干渉する光は片方の出力ポートへ結合し、干渉しない光は残りのポートへ結合する。この場合、干渉する光波長がどちらのポートへ結合するかは光結合器のｋに密接な依存性を有する。本実施形態４で用いるラダー干渉型波長フィルタでは、Ｎ段目のアレー導波路に接続する光結合器の出力ポートを変化させることにより、平坦性周波数スペクトルを有するラダー干渉型波長フィルタの入出力伝達関数を得ている。

図１５（ａ），（ｂ）及び図１６（ａ），（ｂ）は、図１に示したラダー干渉型波長フィルタの光結合器のバーポートでの特性図で、図１５（ａ）は、光結合器の結合係数ｋが０．８５、図１５（ｂ）ｋが０．７２、図１６（ａ）は、ｋが０．５、図１６（ｂ）は、ｋが０．１５の場合の透過特性を示している。つまり、図１に示したラダー干渉型波長フィルタのＮ段目のアレー導波路に接続された光結合器のｋを０．８５、０．７２、０．５及び０．１５に設定したときのバーポートへのλ_０の透過率を表わしている。

比較のために図中の破線で示す波長スペクトル特性は光結合器のｋを０．８５に設定したときのクロスポートへのλ_０の透過率、つまり、通常のラダー干渉型波長フィルタの波長特性である。バーポートへのλ_０の透過率はｋが小さくなるにつれて増大する。この場合、図１６（ａ）に示すように、光結合器のｋを適切に設定することによりフィルタスペクトル特性が平坦性を有することが分かる。この場合、シェイプファクタは０．５２となり、既存のラダー干渉型フィルタの０．３２より１．６倍改善している。但し、図１６（ａ）に示すフィルタスペクトルは平坦性を有するものの、λ_０の透過率は、点線で示す既存のラダー干渉型波長フィルタのλ_０の透過率より５．２ｄＢ低いほか、フィルタのクロストークも増大し、消光比も６ｄＢ程度と比較的に小さい。また、スペクトルの平坦化に伴い、透過帯から阻止帯への遷移領域が若干広がり、ロールオフの急峻さかが低下する問題がある。

選択波長の透過帯で損失が増大した理由は光結合器のｋが大きく、出力ポート（バーポート）へ結合する光成分が減少したことにある。この場合、透過帯での損失を最小化するためには光結合器のｋを減少させ、バーポートへ結合する光成分を増大させることが有効であるものの、図１６（ｂ）に示すように、スペクトルの平坦性を失う問題が生ずる。これらの問題はＮ段目のアレー導波路とＮ−１段目のアレー導波路のラダー干渉計で生じる光路長差のみをＮ−１段目のアレー導波路までの光路長差より整数倍大きくあるいは小さくすることで改善することができる。

図１７は、本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態４を説明するための構成図で、図中符号１７１は入力導波路、１７２−1〜１７２−Ｎは入力側導波路の光結合器、１７３−１〜１７３−Ｎはアレー導波路、１７４は出力導波路、１７５−1〜１７５−Ｎは出力側導波路の光結合器を示している。

Ｎ段目のアレー導波路のみｐ×ΔＳ（ｐは整数）に相当する過剰な光路長差が設けられ、Ｎ段及びＮ−１段目のラダー干渉計だけＮ−２段目までのラダー干渉計の光路長差よりｐ倍大きい過剰光路長差が発生する。つまり、この構成は一番右端のラダーのみ回折次数がｐ倍高いラダー干渉計である。過剰光路長差が増大する場合、ｐは正となり、過剰光路長差が減少する場合、ｐは負となる。

図１８は、図１７に示したラダー干渉型波長フィルタの平坦性波長スペクトル特性図である。ここでは、回折次数１２０、アレー導波路数１５本（Ｎ＝１５）、λ_０＝１．５５μｍ、１４本目と１５本目のアレー導波路の光路長差は８×ΔＳになっている。出力導波路の光結合器のｋは０．１５と設定し、バーポートから出力した波長スペクトル特性である。細い点線及び太い点線で示す波長特性はそれぞれ従来のラダー干渉型は波長フィルタ及び図１６（ａ）に示す波長スペクトルである。従来のラダー干渉型波長フィルタの波長スペクトル（細い点線）と比較すると、λ_０の透過率は１ｄＢ程度低下したものの、平坦性スペクトル及びロールオフの改善が達成されている。また、シェイプファクタは０．５７と見積もられ、従来のラダー干渉型波長フィルタの０．３２より約１．８倍大きい。

一方、アレー導波路の光路長差を適正化していない場合（太い点線）と比べると、λ_０の透過率は４ｄＢ増大し、ロールオフも急峻になっており、波長フィルタとして特性の改善をしていることが確認できた。

（実施形態５）
図１９は、本発明に係るラダー干渉型波長可変フィルタの実施形態５を説明するための構成図で、平坦性波長スペクトルを有する帯域可変ラダー干渉型波長フィルタの構造を表わしている。図中符号１９１は入力導波路、１９２−1〜１９２−Ｎは入力側導波路の光結合器、１９３−１〜１９３−Ｎはアレー導波路、１９４は出力導波路、１９５−1〜１９５−Ｎは出力側導波路の光結合器を示している。

実施形態１で説明したラダー干渉型波長フィルタの場合、光結合器のｋを制御することにより、帯域可変動作を得ることができたものの、波長スペクトルの平坦性は得られない。本実施形態５に示したラダー干渉型波長可変フィルタでは、平坦性波長スペクトルを保ちながら帯域可変動作を可能にする。上述した実施形態４で説明したように、平坦性波長スペクトルを有するラダー干渉型波長フィルタの出力導波路は、全てのアレー導波路にわたって共有されていない構造である。

つまり、図１９に示したラダー干渉型波長可変フィルタの出力導波路は、次のアレー導波路と干渉する光波が伝搬する導波路と空間的に分離されている構造となっているため、Ｎ−ｎ段目のアレー導波路本数に値する波長スペクトルを個別に取り出すことができる。この場合、波長スペクトルの出力以降のアレー導波路に接続されている光結合器のｋは１に設定（電流注入なし）する必要がある。平坦性スペクトルを有する帯域可変ラダー干渉型波長フィルタの出力ポートは、最大（Ｎ−２）個になってしまい、それぞれの光出力を合波する結合器（Ｔ×１合波器：Ｔは出力ポート数）が必要となる。この際、光出力強度は１／Ｔ倍に減少してしまい、可変帯域のバリエーションが増えるにつれてラダー干渉型波長フィルタの光出力強度は、大幅に減少することや素子サイズも増大する欠点がある。

図２０は、図１９に示したラダー干渉型波長可変フィルタの問題を解決したラダー干渉型波長フィルタの構成図で、アレー導波路を伝搬してＭＺＩ光結合器で干渉した光波は、Ｎ×２個のＭＺＩ光結合器を介して出射される。この場合、（Ｎ−ｎ）段目のアレー導波路本数に対する透過帯域を有する波長スペクトルはＭＺＩ光結合器のｋを制御することにより出力ポートから出射することになる。つまり、図２０に示す出力ポート側の最初のＭＺＩ光結合器のｋを０及びそれ以降のｋを１に制御すれば、アレー導波路本数に値する平坦性波長スペクトルが得られる。このラダー干渉型波長可変フィルタは、可変帯域のバリエーションと関係なく出力光強度が減少しないことが特徴である。なお、いずれのアレー導波路本数に対する波長スペクトルにおいても同様の経路を伝搬するため、光結合器などで生じる過剰損失も一定になる特徴を有する。

図２１は、図２０に示したラダー干渉型波長可変フィルタの平坦性波長スペクトル帯域可変特性図で、アレー導波路本数に対する周波数スペクトル特性を示している。ＭＺＩ光結合器のｋを制御することにより、アレー導波路本数に対する帯域可変動作と同時に、フィルタ周波数スペクトルも平坦性を有する。この場合、３ｄＢ周波数帯域幅はＮ＝８からＮ＝２０まで順次に２４５（Ｎ＝８）、１９０（Ｎ＝１０）、１５５（Ｎ＝１２）、１２５（Ｎ＝１５）及び９２〔ＧＨｚ〕（Ｎ＝２０）である。なお、帯域可変動作に伴い、いずれのアレー導波路本数に対しても平坦性スペクトル特性を現すシェイプファクタは０．５４と一定であることが確認できた。図２０に示す波長フィルタ特性の消光比は１２ｄＢ程度であり、比較的に小さいが、実施形態１で説明したように、ＭＺＩ光結合器のｋにアポディゼーションを施すことによりラダー干渉型波長フィルタの消光比が増大できることは言うまでもない。

一方、実施形態２で説明したことは、図２０に示す実施形態５でも全く同様に適用可能である。従って、数百ＧＨｚ範囲にわたる可変帯域範囲を有する平坦性周波数スペクトルフィルタも可能になる。

（実施形態６）
図２２は、本発明に係るラダー干渉型波長可変フィルタの実施形態６を説明するための構成図で、波長可変動作のために、電極による電流注入構造を設けたラダー干渉型波長フィルタの構造である。図中符号２２１は入力導波路、２２１ａは入力導波路側の波長可変制御用電極、２２２−1〜２２２−Ｎは入力側導波路の光結合器、２２３−１〜２２３−Ｎはアレー導波路、２２４は出力導波路、２２４ａは出力導波路側の波長可変制御用電極、２２５−1〜２２５−Ｎは出力側導波路の光結合器を示している。

本実施形態６で用いたエピタキシャル基板の層構造は、上述した図１３に示した構造と同じである。波長可変動作は、実施携帯２の場合と同様に、本実施形態６に示したラダー干渉型波長可変フィルタのＬ_１及びＬ_２の屈折率を変化させることにより得ることができる。また、帯域可変動作は、実施形態５で説明したように、ＭＺＩ光結合器のｋを制御することにより得られる。但し、アレー導波路の過剰光路長差により平坦性波長スペクトルを波長可変動作時、一定に保つためには過剰光路長差を与えているラダー間の電極長を最適化する必要がある。

つまり、上述した電極長を最適化しないと、波長可変動作時に屈折率変化量に比例して波長スペクトル形状が段々崩れると同時に波長スペクトルの平坦性も失ってしまう。この問題は過剰光路長変化分（ｐ×ΔＳ：ｐは整数、但しｐ≠０）に比例して電極長を調整することで解決する。図２２に示したフィルタ素子の構造では、過剰光路長変化はＭＺＩ光結合器のｋを任意の値から１に制御することにより得られる。この場合、それぞれのアレー導波路間をつなぐ入出力導波路側の電極長Ｌ_１及びＬ_２を一定に設定すれば、ラダー干渉計を伝搬する光波に過剰光路長変化（ｐ×ΔＳ）を与えたときの電極長はｐ×Ｌ_１及びｐ×Ｌ_２となる。従って、波長可変動作時、平坦性波長スペクトル形状を一定に保つことが可能になる。

図２３は、図２２に示したラダー干渉型波長可変フィルタの波長可変及び帯域可変特性図で、ラダー干渉型波長フィルタの帯域可変及び波長可変動作を示している。この場合、Ｌ_１電極に電流を注入すると、λ_０は短波長側にシフトし、Ｌ_２電極に電流を注入すると、λ_０は長波長側にシフトする。但し、入力導波路から入射した光が伝搬するについて光路長差が減少するラダー干渉計の場合は、Ｌ_１電極に電流を注入すると、λ_０は長波長側にシフトし、Ｌ_２電極に電流を注入すると、λ_０は短波長側にシフトする。この場合、回折次数は１２０であり、λ_０は１５５０ｎｍと設定している。図２３に示すように、電極Ｌ_１及びＬ_２に電流注入を行い、光導波路の実効屈折率を０．１８％変化させることにより、１．２５ＴＨｚ周波数範囲で波長可変できることが分かる。

なお、ＭＺＩ光結合器のｋを制御することによりアレー導波路本数に相当する平坦性周波数スペクトルの透過帯域が波長可変動作と独立に制御できること及び波長可変動作時に平坦性周波数スペクトルが一定に保たれる（シェイプファクタ＝０．５４）ことが確認できた。

平坦性周波数スペクトルを有するラダー干渉型波長フィルタは、回折次数だけを変化させれば、帯域可変範囲及び波長可変範囲を数ＴＨｚ及び数十ＴＨｚまで容易に増大することが可能である。本発明のフィルタ素子の導波路パラメータと全く同様であり、回折次数だけが７と設定されたラダー干渉型波長フィルタの場合、０．２２％の屈折率変化で帯域可変範囲及び波長可変範囲はそれぞれ１及び２５０ＴＨｚまで増大することが可能である。

本発明に係るラダー干渉型波長フィルタを説明するための構成図である。図１で示したラダー干渉型波長フィルタの光結合器の光結合率（ｋ）を０．８５と設定した場合、アレー導波路本数（Ｎ）に対する周波数スペクトル特性を示す図である。２つの３ｄＢＭＭＩ結合器を含むＭＺＩの構造図である。図３に示したＭＺＩの光結合器の屈折率変化領域での屈折率変化量に対する結合係数を示す図である。本発明のラダー干渉型波長フィルタの実施形態１を説明するための構成図である。図５に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図である。図３に示したＭＺＩの光結合器のアポディゼーションを施したラダー干渉型波長可変フィルタの構成図である。図７に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図である。実施形態２に係るラダー干渉型波長フィルタのアレー導波路本数における周波数帯域特性図である。本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態２を説明するための構成図である。図１０に示したラダー干渉型波長フィルタの帯域可変特性図である。本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態３を説明するための構成図である。図１２に示したラダー干渉型波長可変フィルタのエピタキシャル基板の層構造を示す図である。図１２に示したラダー干渉型波長フィルタの波長可変特性図である。図１に示したラダー干渉型波長フィルタの光結合器のバーポートでの特性図で、（ａ）は光結合器の結合係数ｋが０．８５、（ｂ）はｋが０．７２の場合の透過特性を示している。図１に示したラダー干渉型波長フィルタの光結合器のバーポートでの特性図で、（ａ）は、ｋが０．５、（ｂ）は、ｋが０．１５の場合の透過特性を示している。本発明に係るラダー干渉型波長フィルタの実施形態４を説明するための構成図である。図１７に示したラダー干渉型波長フィルタの平坦性波長スペクトル特性図である。本発明に係るラダー干渉型波長可変フィルタの実施形態５を説明するための構成図である。図１９に示したラダー干渉型波長可変フィルタの問題を解決したラダー干渉型波長フィルタの構成図である。図２０に示したラダー干渉型波長可変フィルタの平坦性波長スペクトル帯域可変特性図である。本発明に係るラダー干渉型波長可変フィルタの実施形態６を説明するための構成図である。図２２に示したラダー干渉型波長可変フィルタの波長可変及び帯域可変特性図である。従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、ＡＷＧ型帯域可変波長フィルタを示す図である。従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、リング共振型帯域可変波長フィルタを示す図である。従来の帯域可変波長フィルタの構造を概念的に示す説明図で、トランスバーサル型帯域可変波長フィルタを示す図である。

符号の説明

１１，５１，７１，１０１，１２１，１７１，１９１，２２１入力導波路
１２−1〜１２−Ｎ，５２−1〜５２−Ｎ，７２−1〜７２−Ｎ，１０２−1〜１０２−Ｎ，１２２−1〜１２２−Ｎ，１７２−1〜１７２−Ｎ，１９２−1〜１９２−Ｎ，２２２−1〜２２２−Ｎ入力側導波路の光結合器
１３−１〜１３−Ｎ，５３−１〜５３−Ｎ，７３−１〜７３−Ｎ，１０３−１〜１０３−Ｎ，１２３−１〜１２３−Ｎ，１７３−１〜１７３−Ｎ，１９３−１〜１９３−Ｎ，２２３−１〜２２３−Ｎアレー導波路
１４，５４，７４，１０４，１２４，１７４，１９４，２２４出力導波路
１５−1〜１５−Ｎ，５５−1〜５５−Ｎ，７５−1〜７５−Ｎ，１０５−1〜１０５−Ｎ，１２５−1〜１２５−Ｎ，１７５−1〜１７５−Ｎ，１９５−1〜１９５−Ｎ，２２５−1〜２２５−Ｎ出力側導波路の光結合器
３１光導波路
３１ａ屈折率変化領域
３２３ｄＢ結合器
１２１ａ，２２１ａ入力導波路側の波長可変制御用電極
１２４ａ，２２４ａ出力導波路側の波長可変制御用電極
１３１ＩｎＰ基板
１３２ｎ型ＩｎＰ層
１３３ＧａＩｎＡｓＰ層（λｇ＝１．４μｍ）
１３４ｐ^--ＩｎＰ層
１３５ｐ⁺-ＩｎＰ層
１３６ｐ⁺-ＩｎＧａＡｓ層

Claims

第１及び第２の端部を有する入力導波路であって、前記第１の端部は光が入射される入射端である入力導波路と、
第３及び第４の端部を有する出力導波路であって、前記第４の端部は光が出射される出射端である出力導波路と、
前記入力導波路に一定の間隔で配置されたＮ個（Ｎは２以上の自然数）の光結合器で構成された第１の組の光結合器と、
前記出力導波路に一定の間隔で配置されたＮ個の光結合器で構成された第２の組の光結合器と、
前記第１の組の光結合器を構成する各光結合器と前記第２の組の光結合器を構成する各光結合器とを、前記入力導波路の前記入射端および前記出力導波路の前記第３の端部の側から、前記入力導波路の第２の端部および前記出力導波路の前記出射端の側にかけて順次一対一に接続するＮ個のアレー導波路と
を備え、
前記Ｎ個のアレー導波路の長さは、前記入力導波路の前記入射端および前記出力導波路の前記第３の端部の側から、前記入力導波路の第２の端部および前記出力導波路の前記出射端の側にかけて、順番に同じ長さの差で増加あるいは減少し、
前記第１および第２の組の光結合器を構成する各光結合器として結合率可変カプラを用いることにより、フィルタ帯域が可変できるようにしたことを特徴とする波長フィルタ。
熱、電圧引加あるいは電流注入により、前記入力導波路及び出力導波路の屈折率を変化させることで選択波長が可変で、かつ選択波長可変動作及び帯域可変動作を独立に行うことができるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の波長フィルタ。
Ｎ段目のアレー導波路と（Ｎ−１）段目のアレー導波路との間の光路長差のみを前記同じ長さの差より整数倍（０倍および１倍を除く。）大きくあるいは小さく設定することにより、フィルタ周波数スペクトル特性が平坦性を有することを特徴とする請求項１に記載の波長フィルタ。
前記結合率可変カプラを用いることにより、平坦性フィルタスペクトル特性を保ちながら、選択波長の透過帯域が可変できるようにしたことを特徴とする請求項３に記載の波長フィルタ。
請求項３又は４に記載の波長フィルタにおいて、熱、電圧引加あるいは電流注入により、前記入力導波路及び出力導波路の屈折率を変化させることで選択波長が可変で、かつ屈折率変化領域長をアレー導波路間の光路長差に比例して調整することにより波長可変動作の際に平坦性スペクトル波長特性が一定に保てること、及び選択波長可変動作及び帯域可変動作を独立に行うことができるようにしたことを特徴とする波長可変フィルタ。