JP2007183429A - 波長可変フィルタおよび波長可変レーザ - Google Patents

Abstract

【課題】チャーピングに伴う作製トレランスの低下を防ぎ、不要な透過帯域との消光比を増大することができるラダー干渉型フィルタおよびそれを用いた波長可変レーザを提供する。
【手段】波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路および出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器１３０，１３２と、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１４０とからなるラダー干渉型フィルタと、入力導波路および出力導波路の屈折率を電流注入により変化させるための電極１１０，１１２とを備える。入力導波路の入射端側に接続された１段目からｐ段目（ｐは１＜ｐ＜Ｎの自然数）のアレー導波路の順番に光路長差ΔＳ_１を有し、ｐ＋１段目からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差ΔＳ_２を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は波長可変フィルタおよびそれを用いた波長可変レーザに関する。

近年、インターネットトラヒックの爆発的な増大に伴い、波長多重光伝送方式が導入されている。このような波長多重伝送において、光源として用いられる波長可変レーザおよび任意の波長成分を有する光信号を選択する波長可変フィルタは光ネットワークの柔軟性や拡張性のために欠かせないものである。ラダー干渉型フィルタは数十ｎｍに及ぶ広帯域波長可変性および数ナノ秒程度の高速可変性を持っている（例えば、非特許文献１参照）。また、ラダー干渉型フィルタを発振モードセレクタとして用いた波長可変レーザ（例えば、非特許文献２参照）も報告されている。

図１２に、ラダー干渉型フィルタを用いた波長可変レーザの構成を示す。波長可変レーザ１２００はラダー干渉型波長フィルタ１２３０、リング共振器１２１０および半導体光増幅器（ＳＯＡ；semiconductor optical amplifier)１２０８から構成され、それぞれ発振モードセレクタ、発振波長ロックフィルタおよび利得媒質として機能する。通常、ラダー干渉型フィルタの透過帯域は自由透過帯域（ＦＳＲ；free-spectral range)ごとに周期的に現れるため、そのＦＳＲがＳＯＡの利得帯域より狭い場合はレーザが多モード発振することが危惧される。この問題はラダー干渉型フィルタをチャーピングし、単一透過帯域化することにより解消可能である（例えば、非特許文献３参照）。

図１２に示す波長可変レーザ１２００では、アレー導波路の光路長差を直線的に変調することにより、単一透過帯域化を達成することができる。

S.Matsuo et al, "A Widely Tunable Optical Filter Using Ladder-Type Structure", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.15,NO.8, AUGUST 2003, pp.1114-1116 S.Matsuo et al, "Digitally Tunable Laser Using Ladder Filter and Ring Resonator", Proceedings ECOC 2003, September 2003, pp.884-885 S.-H. Jeong et al, "Chirped ladder-type interferometric filter for widely tunable laser diode", ELECTRONICS LETTERS, VOL.40,NO.16, 5th AUGUST 2004, pp.990-991

しかしながら、波長可変レーザ１２００は、１段のラダー干渉計ごとに光路長差をチャーピングしているので、チャーピングを施していない素子に比べ、作製誤差に対するトレランス（以下、製作トレランスともいう。）が小さくなる欠点があった。これに対し、アレー導波路の光路長差の変調量を小さくすれば、作製トレランスを増大することができるが、そうすると所望の透過帯域とそのほかの不要な透過帯域との消光比が減少するトレードオフが発生する。

一方、図１２に示す波長可変レーザ１２００において、リング共振器１２１０は、発振波長をロックする役割を果たすだけでなく、単一モード発振のためにも必要不可欠である。しかし、ラダー干渉型フィルタ１２３０にリング共振器１２１０を直列接続することにより、レーザ共振器内部での挿入損失が増大する問題、すなわちレーザの出力パワーが低減される問題がある。発振波長ロックフィルタであるリング共振器１２１０を省略することにより、出力パワーに関する問題を解消することができるが、単一モード発振およびデジタル的波長可変動作が得られないという問題が発生する。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、チャーピングに伴う作製トレランスの低下を防ぎ、不要な透過帯域との消光比を増大することができるラダー干渉型の波長可変フィルタおよびそれを用いた波長可変レーザを提供することを目的とする。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、前記ラダー干渉型フィルタは、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｐ段目（ｐは１＜ｐ＜Ｎの自然数）のアレー導波路の順番に第１の一定の光路長差を有し、前記入力導波路のｐ＋１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に第２の一定の光路長差を有し、１段目のアレー導波路からｐ−１段目のアレー導波路までの第１の回折次数領域と、ｐ段目のアレー導波路からN段目のアレー導波路までの第２の回折次数領域とが直列結合されたことを特徴とする。

この構成によれば、所望の波長のみの透過率を高くし、そのほかの透過理帯域での透過率を小さくすることができるラダー干渉型フィルタを提供することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の前記ｐは、自然数Ｎ／２またはＮ／２に最も近い自然数であることを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の前記ラダー干渉型フィルタは、ｐ＋１段目のアレー導波路からｑ段目（ｑは、ｐ＜ｑ＜Ｎの自然数）のアレー導波路の順番に前記第２の一定の光路長差を有し、ｑ＋１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に第３の一定の光路長差を有し、前記第１の回折次数領域と、ｐ段目のアレー導波路からｑ−１段目のアレー導波路までの第２の回折次数領域と、ｑ段目のアレー導波路からN段目のアレー導波路までの第３の回折次数領域とが直列結合されたことを特徴とする。

この構成によれば、所望の透過帯域と不要な透過帯域との消光比を増大することができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の前記第２の一定の光路長差は、前記第１の一定の光路長差のａ倍（ａは１＜ａの実数）であることを特徴とする。

この構成によれば、櫛状のスペクトル特性を有するラダー干渉型フィルタを提供することができる。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段は、前記第１の回折次数領域における前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させることを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、波長可変レーザであって、請求項４または５に記載の波長可変フィルタと、前記波長可変フィルタの入力ポートおよび第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの出力ポートに接続された半導体増幅器と、前記第２の光結合器に接続された２つの出力導波路とを備えたことを特徴とする。

この構成によれば、発振波長を一定周波数間隔で変化させることができる波長可変レーザを提供することができる。

本発明によれば波長可変フィルタにおいて、素子作製トレランスが劣化せずに、抑圧比の高い単一透過帯域化が可能になる。また、本発明の波長可変フィルタを発振モードセレクタだけでなく発振波長ロッカーとして使用できるため、フィルタ素子の低損失化が可能になり、波長可変レーザの発振波長安定化および高出力動作が実現する。

図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（実施形態１）
図１を参照して、本発明に係る波長可変フィルタの第１の実施形態を説明する。図１に示す波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路１０２および出力導波路１０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎと、光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎを介して入力導波路１０２と出力導波路１０４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路１４０−１から１４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極１１０−１〜１１０−Ｎおよび１１２−１〜１１２−Ｎをさらに備える。

また、本実施形態の波長可変フィルタは、図１１に示す構造を有する。図１１に示すエピタキシャル基板の層構造を有する。ｎ型ＩｎＰ基板１１０１上に、ｎドープＩｎＰ層１１０２、ノンドープＧａＩｎＡｓＰ層１１０３（バンドギャップ波長λ_ｇ＝１．４μｍ）、ｐ⁻ドープＩｎＰ層１１０４、ｐ^＋ドープＩｎＰ層１１０５、およびｐ^＋ドープＩｎＧａＡｓ層１１０６が順次成膜されている。

図１１に示される部分のｐ^＋ドープＩｎＧａＡｓ層１１０６上およびｎ型ＩｎＰ基板１１０１にそれぞれＡｕＺｎＮｉ電極１１０７およびＡｕＧｅＮｉ電極１１０８を形成している。図１の電極１１０−１〜１１０−Ｎおよび１１２−１〜１１２−Ｎは、図１１のＡｕＺｎＮｉ電極１１０７である。

ラダー干渉型フィルタにおいて、波長可変フィルタ１００の入射端（入力ポート）から出射端（出力ポート）までの各光路長は、入射端側のアレー導波路１４０−１を経由する光路長を基準として、アレー導波路１４０−２を経由する光路からアレー導波路１４０−ｐ（１＜ｐ＜Ｎの自然数）を経由する光路の順番に一定の光路長差（ΔＳ_１）で増加し、また、入射端側のアレー導波路１４０−ｐを経由する光路長を基準として、アレー導波路１４０−ｐ＋１を経由する光路からアレー導波路１４０−Ｎを経由する光路の順番に一定の光路長差（ΔＳ_１と異なるΔＳ_２）で増加する。

本実施形態では、光結合器１３０−１〜１３０−ｐの各光結合器間の間隔および光結合器１３２−１〜１３２−ｐの各光結合器間の間隔をＬ_１とし、光結合器１３０−ｐ〜１３０−Ｎの各光結合器間の間隔および光結合器１３２−ｐ〜１３２−Ｎの各光結合器間の間隔をＬ_２とする。したがって、波長可変フィルタ１００における入射端（入力ポート）から出射端（出力ポート）までの各光路長間の光路長差はアレー導波路の長さによってきまる。

ここで、波長可変フィルタ１００における、アレー導波路の長さの差（ΔＳ_１）によって決まる回折次数がｍ_１となる領域、すなわち、１段目のアレー導波路１４０−１からｐ−１段目のアレー導波路１４０−ｐ−１までの領域をｍ_１領域１２２と定義する。また、アレー導波路の長さの差（ΔＳ_２）によって決まる回折次数がｍ_２となる領域、すなわち、ｐ段目のアレー導波路１４０−ｐからＮ段目のアレー導波路１４０−Ｎまでの領域をｍ_２領域１２４と定義する。

本実施形態の波長可変フィルタ１００は、二種類の回折次数（ｍ_１およびｍ_２）がｍ_１領域とｍ_２領域において段階的に変化する構成が、１段のラダー干渉計ごとに回折次数が線形的に変化する従来のラダー干渉型フィルタ（例えば、非特許文献３参照）と異なる。

アレー導波路（１４０−１〜１４０−ｐ）のアレー導波路長は、１段毎に順次ΔＳ_１ずつ増大し、次式を満たす波長（λ_ｍ１）で回折次数ｍ_１の領域１２２における透過率が最大になる。
λ_ｍ１＝（ｎ_effΔＳ_１）／ｍ_１ ・・・（１）

また、アレー導波路（１４０−ｐ〜１４０−Ｎ）のアレー導波路長は、１段毎に順次ΔＳ_２ずつ増大し、次式を満たす波長（λ_ｍ２）で回折次数ｍ_２の領域１２４における透過率が最大になる。
λ_ｍ２＝（ｎ_effΔＳ_２）／ｍ_２ ・・・（２）

ここで、ｎ_effは光導波路の実効屈折率を表す。この場合、アレー導波路の光路長差ΔＳ_２は次式のように設定することにより、λ_ｍ２とλ_ｍ１とを一致させることができる。
ΔＳ_２＝（ｍ_２／ｍ_１）ΔＳ_１ ・・・（３）

図２に、図１の波長可変フィルタ１００のスペクトル特性（実線）および従来の非チャーピング素子（例えば、非特許文献１参照）のスペクトル特性（破線）を示す。

アレー導波路の長さの差がΔＳ_１であるアレー導波路の数をＮ_１、アレー導波路の長さの差がΔＳ_２であるアレー導波路の数をＮ_２とすると、ラダー干渉型フィルタの平均回折次数ｍは次式で定義することができる。
ｍ＝（Ｎ_１×ｍ_１＋Ｎ_２×ｍ_２）／（Ｎ−１） ・・・（４）

図２に示す波長可変フィルタ１００のスペクトル特性は、アレー導波路本数Ｎを１１、平均回折次数ｍを６０、ｍ_１を５２、ｍ_２を６８、Ｎ_１およびＮ_２を５（すなわちｐを６）とした場合のスペクトル特性である。Ｎ_１およびＮ_２を５とするのは、本発明は、回折次数が異なりかつ中心波長が一致する干渉計を組み合わせる際に、それぞれの干渉計における干渉段の数を同じにすることにより大きな効果が得られるからである。したがって、例えば、Ｎ_１を３およびＮ_２を７とすることもできる。

図２に示すように、波長可変フィルタ１００は不要な透過帯域が５ｄＢ以上抑圧できる。本実施形態の波長可変フィルタ１００をレーザのフィルタ素子として用いることにより、レーザ発振を防ぐことができる。また、本発明のラダー干渉型フィルタは従来の線形チャーピング素子（例えば、非特許文献３参照）に比べ、５ｄＢのチャーピング抑圧比を得るための回折次数の変調量が比較的小さいことおよび二種類の回折次数のみを用いていることから線形チャーピング素子に比べ、作製誤差に対するトレランスを向上することができる。

本発明の波長可変フィルタは、熱、電流注入および電圧引加などによりラダー干渉計の入出力導波路の屈折率を変化させる手段を有し、透過波長を変化させることができる。

本実施形態の波長可変フィルタ１００は、電極１１０−１〜１１０−Ｎおよび１１２−１〜１１２−Ｎからの印加電圧または注入電流により、ラダー干渉計の入出力導波路の屈折率を変化させる例を示す。本実施形態の波長可変フィルタ１００は、下部電極（図１１のＡｕＧｅＮｉ電極１１０８）に電流注入すると、ラダー干渉計の光路長差が減少し、ピーク透過率（λ_０）が短波長側にシフトし、上部電極（電極１１０−１〜１１０−Ｎおよび１１２−１〜１１２−Ｎ、ＡｕＺｎＮｉ電極１１０７）に電流注入すると、ラダー干渉計の光路長差が増大し、λ_０が長波長側にシフトする。この場合、波長可変動作の際に安定なスペクトル特性を得るためにはｍ_１およびｍ_２領域での電極長を最適化することが必要である。

ｍ_１およびｍ_２領域での電極長をそれぞれＬ_１およびＬ_２とすると、電流注入によるλ_０の波長変化量はそれぞれ以下のように決まる。すなわち、ｍ_１領域に電流注入したときのλ_０の波長変化量はΔλ_ｍ１で決まり、ｍ_２領域に電流注入したときのλ_０の波長変化量はΔλ_ｍ２できまる。
Δλ_ｍ１＝（Δｎ_effＬ_１）／ｍ_１ ・・・（５）
Δλ_ｍ２＝（Δｎ_effＬ_２）／ｍ_２ ・・・（６）

ここで、Δｎ_effは電流注入に起因する屈折率変化量である。安定な波長可変動作を得るためにはΔλ_ｍ１およびΔλ_ｍ２が等しくなる必要があるので、以下の条件を満たすように電極長を設定すればいい。
Ｌ_２＝（（ｍ_２×Ｎ_２）／（ｍ_１×Ｎ_１））Ｌ_１ ・・・（７）

図３に、図１の波長可変フィルタ１００の電極に電流を注入しない場合（実線）、下側電極に２０ｍＡの電流を注入した場合（破線）、および上側電極に２０ｍＡの電流を注入した場合（一点破線）の波長可変特性を示す。電極長を適正化することにより、安定な波長可変動作が３０ｎｍにおよぶ波長範囲で得られることを確認することできる。

なお、熱によりラダー干渉計の入出力導波路の屈折率を変化させる場合には、例えば、電極に代えて、ヒータなどを設けることにより、波長可変フィルタ１００を制御してもよい。

（実施形態２）
図４を参照して本発明に係る可変波長フィルタの第２の実施形態を説明する。図４に示す波長可変フィルタ４００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路１０２および出力導波路１０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎと、光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎを介して入力導波路１０２と出力導波路１０４との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路１４０−１から１４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ４００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極をさらに備える。

また、本実施形態の波長可変フィルタは、第１の実施形態の波長可変フィルタと同様に図１１に示す構造を有する。

本実施形態の波長可変フィルタ４００は、ｍ_１領域１２２およびｍ_２領域１２４の後段に回折次数がｍ_３となる低回折領域（ｍ_３領域という）１２６を有することを特徴とする。一般に、２つの回折次数を有する波長可変フィルタに比べ、３つの回折次数を有する波長可変フィルタの方が、チャーピングの効果は大きい。このとき、ｍ_３領域の回折次数ｍ_３をｍ_１領域およびｍ_２領域の回折次数（ｍ_１およびｍ_２）に比較して小さな値とすると、ｍ_３領域に関連する次のピーク（メインとなるピークに隣接するピーク）はｍ_１領域およびｍ_２領域に関連するピークの外側（短波側および長波側）に現れる。したがって、ｍ_３領域に関連するピークはｍ_１領域およびｍ_２領域の副ピークと一致しなくなり、必要な透過ピーク以外のピークを抑制することできる。

本実施形態では、波長可変フィルタ４００のｍ_２領域は、ｐ段目のアレー導波路１４０−ｐからｑ−１段目（１＜ｐ＜ｑ＜Ｎの自然数）のアレー導波路１４０−ｑ−１を含む領域をいう。また、ｍ_３領域は、アレー導波路の長さの差（ΔＳ_３）によって決まる回折次数がｍ_３となる領域であって、ｑ段目のアレー導波路１４０−ｑからＮ段目のアレー導波路１４０−Ｎを含む領域と定義する。この場合、回折次数ｍ_３は回折次数ｍ_１およびｍ_２に比べ１／３以下の比較的小さい値と有する。

波長可変フィルタ４００のアレー導波路１４０−ｑ＋１〜１４０−Ｎは、ラダー干渉型フィルタ４００の入射端（入力ポート）から出射端（出力ポート）までの各光路長が、入射端側のアレー導波路１４０−ｑを経由する光路長を基準として、アレー導波路１４０−ｑ＋１を経由する光路からアレー導波路１４０−Ｎ（ｑは１＜ｐ＜ｑ＜Ｎの自然数）を経由する光路の順番に一定の光路差（ΔＳ_３）で増加する。

上記で説明したように、チャーピングは不要な波長領域でのレーザ発振を防ぐことを目的とするので、チャーピングによる消光比は大きければ大きいほど望ましい。通常、チャーピング消光比の有効性は主にＳＯＡの利得スペクトルの波長依存性に依存する。従って、ＳＯＡの利得帯域の波長依存性を考慮すると、ラダー干渉型フィルタの中心波長から２５ｎｍ程度離れた波長領域において、５ｄＢ程度のチャーピング消光比は有効であるが、５０ｎｍ程度離れた波長領域においては５ｄＢ以上の高い消光比が必要となる。しかし、図１に示す構成の場合、アレー導波路本数あるいは回折次数を増大しない限り、チャーピングによる消光比は６ｄＢ近傍で飽和する。図４に示す本発明の構造では新たなフィルタを設ける必要がなく、アレー導波路本数を増大せずに、チャーピング消光比を増大することが可能である。

図５に、図４の波長フィルタ４００のスペクトル特性（実線）および従来の非チャーピング素子（例えば、非特許文献１参照）のスペクトル特性（破線）を示す。

図５に示す波長可変フィルタ４００のスペクトル特性は、アレー導波路本数Ｎを１１、平均回折次数ｍを５９．８、ｍ_１を８１、ｍ_２を６０、ｍ_３を１７、Ｎ_１を４、Ｎ_２を４、Ｎ_３を２（すなわちｐを５、ｑを９）とした場合のスペクトル特性である。

ｍ_３領域はｍ_１およびｍ_２領域に比べて回折次数が小さいことから広い透過帯域幅を有する。この場合、ｍ_１およびｍ_２領域における階段的チャーピング効果がｍ_３領域のフィルタ帯域により重畳されるため、チャーピング消光比を増大することができる。図５に示すように、アレー導波路本数を増大せずにチャーピング消光比は７．５ｄＢ以上に増大し、２５ｎｍおよび５０ｎｍ程度離れた波長領域においてそれぞれ８ｄＢおよび９ｄＢ以上得られている。また、フィルタ全体の透過率はアレー導波路本数で決まるので、ｍ_３領域を設けることによる過剰損失は生じない。従って、本実施形態の波長可変フィルタ４００をレーザのフィルタ素子として用いることにより、レーザ発振モード安定化の向上が可能になる。

（実施形態３）
図６を参照して、本発明に係る波長可変フィルタの第３の実施形態を説明する。本実施形態の波長可変フィルタは、リング共振器と同じ機能を有する。図６に示す波長可変フィルタ６００は、一対の入力導波路６０２および出力導波路６０４と、入力導波路６０２および出力導波路６０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器６３０−１〜６３０−Ｎおよび６３２−１〜６３２−Ｎと、光結合器６３０−１〜６３０−Ｎおよび６３２−１〜６３２−Ｎを介して入力導波路１０２と出力導波路１０４との間を接続するＮ本（Ｎは３以上の自然数）のアレー導波路６４０−１から６４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極６１０−１〜６１０−ｐ−１および６１２−１〜６１２−ｐ−１（ｐは１＜ｐ＜Ｎを満たす自然数）をさらに備える。

また、本実施形態の波長可変フィルタは、第１の実施形態の波長可変フィルタと同様に図１１に示す構造を有する。

波長可変フィルタ６００の入射端（入力ポート）から出射端（出力ポート）までの各光路の長さは、入射端側の１段目のアレー導波路６４０−１を経由する光路長を基準として、２段目のアレー導波路６４０−２を経由する光路からｐ段目（ｐは１＜ｐ＜Ｎの自然数）のアレー導波路６４０−ｐを経由する光路の順番に一定の光路長差（ΔＳ_５）で増加し、また、入射端側のアレー導波路６４０−ｐを経由する光路の長さを基準として、ｐ＋１段目のアレー導波路６４０−ｐ＋１を経由する光路からＮ段目のアレー導波路６４０−Ｎを経由する光路の順番に一定の光路長差ａ×ΔＳ_５（ａは１＜ａを満たす実数）で増加する。

本実施形態では、光結合器６３０−１〜６３０−ｐの各光結合器間の間隔および光結合器６３２−１〜６３２−ｐの各光結合器間の間隔をＬ_１とし、光結合器６３０−ｐ〜６３０−Ｎの各光結合器間の間隔および光結合器６３２−ｐ〜６３２−Ｎの各光結合器間の間隔をＬ_２とする。

ここで、波長可変フィルタ６００における、アレー導波路の長さの差（ΔＳ_５）によって決まる回折次数がｍ_５となる低回折領域、すなわち、１段目のアレー導波路６４０−１からｐ−１段目のアレー導波路６４０−ｐ−１を含む領域をｍ_５領域６２２と定義する。また、アレー導波路の長さの差（ａ×ΔＳ_５）によって決まる回折次数がｍ_６となる高回折領域、すなわち、ｐ段目のアレー導波路６４０−ｐからＮ段目のアレー導波路６４０−Ｎを含む領域をｍ_６領域６２４と定義する。

本実施形態の波長可変フィルタ６００は、回折次数の異なる二つのラダー干渉計、つまり、従属接続された低回折次数領域（ｍ_５）と高回折次数領域（ｍ_６）とを有する構成が、各干渉計における回折次数を一定とする従来のラダー干渉型フィルタ（非特許文献１参照）と異なる。

アレー導波路（６０３−１〜６０３−ｐ）のアレー導波路長は、１段毎に順次ΔＳ_５ずつ増大し、次式を満たす波長（λ₀）でｍ_５領域６２２における透過率が最大になる。
λ_０＝（ｎ_effΔＳ_５）／ｍ_５ ・・・（８）

また、アレー導波路（６０３−ｐ＋１〜１０３−Ｎ）のアレー導波路長が１段ごとに順次ａ×ΔＳ_５ずつ増大するとすれば、回折次数ｍ_６はａ×ｍ_５となり、またｍ_６領域６２４における透過率は、次式を満たす波長（λ_１）で最大になる。
λ_１＝（ｎ_effａΔＳ_５）／ｍ_６＝（ｎ_effａΔＳ_５）／（ａ×ｍ_５） ・・・（９）

上式から分かるように、ｍ_５領域およびｍ_６領域のラダー干渉型フィルタの中心ピーク波長は一致する。従って、ラダー干渉型フィルタの透過ピーク間隔（ＦＳＲ；free-spectral range)はｍ_６領域の光路長差で決まり、ｍ_５領域のフィルタスペクトルの包絡線に従ってラダー干渉型フィルタ応答が決まる。この場合、ｍ_６領域の光路長差をレーザの発振周波数グリッドに合わせることにより、ラダー干渉型フィルタ単体で発振波長ロックおよび発振波長選択機能を同時に果たすことができる。尚、発振波長ロック用フィルタを新たに設ける必要がないため、フィルタ素子の低損失化が可能になる。

図７に、本実施形態の波長可変フィルタ６００の透過スペクトル特性（破線）および波長可変フィルタ６００のｍ_５領域の透過スペクトル特性（実線）を示す。

図７に示す本実施形態の波長可変フィルタ６００の透過スペクトル特性は、アレー導波路本数Ｎを１３、ｍ_１を６０、ａを２９、Ｎ_１を９、Ｎ_２を３（すなわちｐを１０）とした場合のスペクトル特性である。但し、ａ値は１００−ＧＨｚ周波数間隔の透過ピークを得るためであり、ｍ_６は１７４０となる。

図７の破線は、波長可変フィルタ６００のｍ_５領域のみにより形成される波長ピークを示し、実線は波長可変フィルタ６００全体のスペクトル特性を示す。波長可変フィルタ６００全体のスペクトル特性における、１５５０ｎｍ付近の小さなピークは、ｍ_６領域によるもので、ｍ_６領域のアレー導波路の本数を多くするほどｍ_５領域とは独立に効果が大きくなる。一般的には、ｍ_６領域のアレー導波路の本数を３段から４段あれば十分な効果を得ることができる。

図７に示すように、ｍ_６領域における光路長差を適切に設定することにより、ラダー干渉型フィルタ単体で櫛状のスペクトル応答を得ることができる。この場合、中心透過ピークから１０−ＧＨｚおよび１００−ＧＨｚ離れた周波数成分との抑圧比はｍ_５およびｍ_６領域によって決まり、それぞれ１．４５ｄＢおよび１．５ｄＢとなる。

一方、電極構造を設けることによって波長可変動作も可能である。この場合、図６に示すように、電極はｍ_５領域のみ形成される。従って、ｍ_６領域により決まる櫛状のスペクトルは固定のまま、ｍ_５領域における波長スペクトルのみをシフトさせることができ、ｍ_６領域のＦＳＲに相当する波長を離散的に選択することが可能になる。また、本発明の波長可変フィルタはｍ_５領域により周期的な透過帯域が現れるが、第１の実施形態で説明したように、ｍ_５領域において階段的にチャーピングを行うことにより、すなわち、図６に示す領域６２２を回折次数の異なる複数の領域で構成することにより、不要なピークを抑圧することによって、単一透過帯域化が可能になる。

（実施形態４）
図８を参照して本発明の波長可変レーザの実施形態を説明する。本実施形態の波長可変レーザ８００は、図６を参照して説明した第３の実施形態の波長可変フィルタ６００を発振波長セレクタとして用いた波長可変レーザである。波長可変レーザ８００は、波長可変フィルタ６００と、波長可変フィルタ６００入力ポートおよび光結合器８０６を介して波長可変フィルタ６００出力ポートに接続された半導体増幅器８０８と、光結合器８０６に接続された２つの出力導波路８０２、８０４とを備える。

図８に示す波長可変レーザ８００は、波長可変フィルタ６００の出力光を増幅する半導体増幅器（以下、ＳＯＡ；Semiconductor optical amplifierともいう)８０８が集積化されている。

半導体増幅器８０８と波長可変レーザ８００は、レーザ共振器としての機能を果たす。また、本実施形態の波長可変レーザ８００では、波長可変フィルタ６００のｍ_６領域が従来の波長可変レーザのリング共振器の機能を果たすため、リング共振器が不要である。

半導体増幅器８０８から光は、波長可変フィルタ６００の入力導波路６０２および出力導波路６０４へ入力され、波長可変フィルタ６００の出力導波路６０４および入力導波路６０２から出力される。波長可変フィルタ６００から出力された光は、半導体増幅器８０８へ入力される。このとき、半導体増幅器８０８において、透過率の異なる波長成分が受ける利得の差により、透過率の一番高い成分のみがレーザ共振器内部で一番強い光帰還を受け、レーザ発振に至る。すなわち、半導体光増幅器から出た光がレーザキャビティ内を何度も周回し、その際にキャビティ内の損失よりも半導体光増幅器の増幅作用（ゲイン）が大きければ、半導体増幅器８０８はレーザ発振する。波長可変フィルタ６００がない場合には、いろいろな波長の同じような強度の光がフィードバックされるため、半導体増幅器８０８はマルチモード（種々の波長）で発振する。本実施形態の波長可変レーザ８００は、波長可変フィルタ６００を入れることにより選択的に一つの波長が半導体増幅器８０８へフィードバックされシングルモード発振することになる。

光結合器８０６は、レーザキャビティの時計回り、すなわち半導体増幅器８０８から波長可変フィルタ６００の出力導波路６０４へ向かう光を、波長可変レーザの出力導波路８０４および波長可変フィルタ６００の出力導波路６０４へ分岐する。また、光結合器８０６は、レーザキャビティの反時計回り、すなわち波長可変フィルタ６００の出力導波路６０４から半導体増幅器８０８へ向かう光を、波長可変レーザの出力導波路８０２および半導体増幅器８０８に接続された導波路８１０へ分岐する。

波長可変レーザの出力導波路８０２から出力されるレーザ光は、出力導波路８０４から出力されるレーザ光と比べ、波長可変フィルタ６００を通過してから分岐されることから、波長可変フィルタ６００の損失分だけ光出力は小さくなるが、それぞれのレーザ光の波長は同一である。

図９に、本実施形態の波長可変レーザ８００における発振モード抑圧比を示す。ここで、ＪおよびＪ_ｔｈはそれぞれ電流密度およびしきい電流密度を表し、図９の横軸であるＪ／Ｊ_ｔｈは規格化電流密度を表す。図９に示すように、レーザの電流密度がＪ_ｔｈを越えると、レーザ共振器の縦モード（１０−ＧＨｚ間隔）およびｍ_６領域の周期的透過帯域（１００−ＧＨｚ間隔）でのレーザ発振モードが４０ｄＢ以上抑圧され、安定な単一モード発振を得ることができる。

図１０に、波長可変フィルタ６００におけるラダー干渉型フィルタの電極領域の屈折率変化量と波長可変レーザ８００の発振波長シフト量の関係を示す。屈折率が連続的に変化しているのに対し、発振波長はｍ_６領域のＦＳＲに従って離散的に変化していることが分かる。従って、ｍ_６領域のＦＳＲを波長多重通信に関するＩＴＵ−Ｔ勧告（例えば、Ｇ．６９４．２）の波長グリッドに合わせれば、発振波長制御を容易に行うことができる。本発明の波長可変レーザで用いるラダー干渉型フィルタに実施形態１および２で説明した階段チャーピングを施すことにより、不要な波長領域でレーザ発振が防げ、単一モード発振とともに発振波長安定化が可能になることを確認した。

本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。 本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性図である。 本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長可変特性図である。 本発明の本発明の第２の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。 本発明の本発明の第２の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性図である。 本発明の本発明の第３の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。 本発明の本発明の第３の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性図である。 本発明の第４の実施形態の波長可変レーザの構成図である。 本発明の第４の実施形態の波長可変レーザの抑圧比を示す図である。 本発明の第４の実施形態の波長可変レーザにおけるラダー干渉型フィルタの電極領域の屈折率変化量と波長可変レーザ８００の発振波長シフト量の関係を示す図である。 一実施形態の波長可変フィルタの構造を示す図である。 従来技術に係わる波長可変レーザの構成図である。

符号の説明

１００，４００，６００ 波長可変フィルタ
１０２，６０２ 入力導波路
１０４，６０４，８０２，８０４ 出力導波路
１３０，１３２，６３０，６３２，８０６ 光結合器
１４０，６４０ アレー導波路
１１０，１１２，６１０，６１２ 電極

Claims (6)

1. 一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、
   前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、
   前記ラダー干渉型フィルタは、
   前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｐ段目（ｐは１＜ｐ＜Ｎの自然数）のアレー導波路の順番に第１の一定の光路長差を有し、前記入力導波路のｐ＋１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に第２の一定の光路長差を有し、
   １段目のアレー導波路からｐ−１段目のアレー導波路までの第１の回折次数領域と、
   ｐ段目のアレー導波路からN段目のアレー導波路までの第２の回折次数領域とが直列結合されたことを特徴とする波長可変フィルタ。
2. 前記ｐは、自然数Ｎ／２またはＮ／２に最も近い自然数であることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
3. 前記ラダー干渉型フィルタは、
   ｐ＋１段目のアレー導波路からｑ段目（ｑは、ｐ＜ｑ＜Ｎの自然数）のアレー導波路の順番に前記第２の一定の光路長差を有し、ｑ＋１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に第３の一定の光路長差を有し、
   前記第１の回折次数領域と、
   ｐ段目のアレー導波路からｑ−１段目のアレー導波路までの第２の回折次数領域と、
   ｑ段目のアレー導波路からN段目のアレー導波路までの第３の回折次数領域とが直列結合されたことを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
4. 前記第２の一定の光路長差は、前記第１の一定の光路長差のａ倍（ａは１＜ａの実数）であることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
5. 前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段は、前記第１の回折次数領域における前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させることを特徴とする請求項４に記載の波長可変フィルタ。
6. 請求項４または５に記載の波長可変フィルタと、前記波長可変フィルタの入力ポートおよび第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの出力ポートに接続された半導体増幅器と、前記第２の光結合器に接続された２つの出力導波路とを備えたことを特徴とする波長可変レーザ。
   

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