JP2002252514A - 複共振アンテナ - Google Patents
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Abstract
置すると、給電素子16と無給電素子17間の電解結合
が強くなり過ぎて複共振マッチングを取ることができな
い。 【解決手段】 給電素子16の放射電極18と無給電素
子17の放射電極19の開放端部18a,19aに、夫
々容量装荷電極24,25とグランド電極26,27を
対向して配設すると共に、この対向部分に電界偏倚部3
1,32,37,38を設けて、給電素子16と無給電
素子17の電界結合を弱くする。
Description
特に、携帯型情報機器に適した広帯域の複共振アンテナ
に関するものである。
信機能を有する据置型機器等の情報機器間を1〜5GH
z帯の極めて高い周波数を用いた無線通信で結合するこ
とが行われている。通信方式の一例として、2.45G
Hzの周波数を中心とした約100MHzの帯域幅を用
いて、近くに位置する情報機器間を無線で結合し、而も
データ信号、音声信号、映像信号等を多量に送受信する
ことができるものがある。このような情報機器に組込ま
れ或いは付設される無線送受信機は、可能な限り小さく
構成することが求められており、この無線送受信機に実
装されるアンテナに対しても可能な限り小さな、所謂、
超小型のアンテナが要求される。
で決まるから、超小型の且つ十分なアンテナ特性を確保
するために、放射電極を高い比誘電率を持つ誘電体の基
体に形成したアンテナが用いられる。ここにアンテナの
大きさは、ほぼ基体の比誘電率と体積で決まる。一方、
比誘電率の高い基体を用いたアンテナは、使用する周波
数に対して放射電極を短く構成することができるが、電
気的Qが高く、有効使用できる周波数帯域が狭くなる特
徴を持っている。
として、特開平6−69715号公報に記載のような広
帯域線状アンテナがある。このアンテナは、図11に示
すように、ポリイミド製の回路基板1の表面に、給電部
2を備えたストリップ状の放射電極を持つ給電素子3
と、この給電素子3とは長さが異なり、一端に接地部4
を有するストリップ状の放射電極を持つ無給電素子5を
平行に近接配置し、これらの給電素子3と無給電素子5
を電界結合して給電素子3から無給電素子5に電力を供
給すると共に、給電素子3と無給電素子5を複共振させ
て必要な周波数帯域を確保している。
た従来のアンテナでは、給電素子3の放射電極の長さが
410mmで、無給電素子5の放射電極の長さが360
mmであり、上述した携帯容易な超小型のアンテナを構
成することは困難であり、また、従来のアンテナは、給
電素子3と無給電素子5の間の複共振マッチングを調整
する構成を有していない。
ために、体積の小さい基体の表面に最適な複共振の整合
条件を満たすように複数本の放射電極を形成することは
極めて困難である。例えば、基体の同一の主面に給電素
子と無給電素子を構成する放射電極を併設すると、必然
的に給電素子と無給電素子の配列間隔が狭くなって過剰
な電界結合が生じ、図12に示すように、給電素子の共
振周波数f1と無給電素子の共振周波数f2が離れて複
共振せず、また、放射電極を短縮する等して無理に複共
振を試みても、図13に示すように、片側の共振につい
て十分な整合が得られず、共振周波数f1の単一共振の
状態となって最適な複共振の整合を得ることができな
い。
合を弱める必要があるが、主面を広げると、基体自身が
大きくなって超小型アンテナの実現の要請に応えること
ができず、また、ストリップ状の放射電極の幅を過度に
細くすると、インダンクタンス成分のバラツキが大きく
なって共振特性が安定せず、アンテナの量産性が悪くな
る。更に、基体の主面と側面を併用することも考えられ
るが、給電素子と無給電素子の間が離れすぎて良好な電
界結合が得られないばかりか、放射電極をスクリーン印
刷するとき、基体の主面と側面の2表面に印刷すること
になるので、印刷面数が多くなり製造コストが高くなる
不都合が生じる。
れたものであり、その目的は、給電素子と無給電素子の
間の過剰な電界結合を抑制して最適な電界結合を得る複
共振アンテナを提供することにある。
めに、本発明は次に示す構成をもって課題を解決する手
段としている。即ち、第1の発明の複共振アンテナは、
放射電極及びこの放射電極に給電する給電電極を含む給
電素子と、この給電素子に近接して配置され且つ給電素
子の放射電極と並べて配設した放射電極を含む少なくと
も1つの無給電素子とを備えた複共振アンテナであっ
て、給電素子及び無給電素子の放射電極の開放端側に容
量装荷電極を設けると共にこの容量装荷電極と対向して
グランド電極を配設し、容量装荷電極とグランド電極の
対向部分に、給電素子と無給電素子の間の電界結合を抑
制する電界偏倚部を設けた構成をもって課題を解決する
手段としている。
の容量装荷電極とグランド電極の一方又は双方の対向部
分に電界偏倚部を設けたので、容量装荷電極とグランド
電極の対向部分に電界が集中し、容量装荷電極とグラン
ド電極の間の電界結合が強くなる。これにより、給電素
子と無給電素子の容量装荷電極の部分に於ける電界結合
が逆に弱くなり、給電素子と無給電素子間の電界結合を
最適に調整することができ、給電素子及び無給電素子の
良好な複共振が得られる。換言すれば、給電素子と無給
電素子の最も電界が強くなる容量装荷電極とグランド電
極の対向部分からの電界の漏れを少なくし、給電素子と
無給電素子間の電界結合を弱めて、給電素子と無給電素
子を複共振させることができる。
発明に於いて、電界偏倚部は、給電素子及び無給電素子
の伸長方向と異なる方向へ電界の向きを変える対向端縁
を備えることを特徴として構成されている。
電極の対向する端縁は、その一部又は全部が給電素子及
び無給電素子の伸長方向を向き又は傾斜するので、容量
装荷電極とグランド電極間により形成される電界の向き
が変わり、容量装荷電極とグランド電極が単純に水平な
端縁で対向するよりも、容量装荷電極とグランド電極の
対向部分からの電界の漏れが少なくなる。
基体と、この基体の主面に平行に形成したストリップ状
の複数の放射電極と、これらの放射電極の内の1つの放
射電極に電力を供給する給電電極と、残りの放射電極を
接地する接地電極と、放射電極の夫々の開放端側に形成
した容量装荷電極と、この容量装荷電極と対向して配設
したグランド電極とを備え、容量装荷電極とグランド電
極には、その対向部分に、互違に伸張する進出電極部を
設けたことを特徴として構成されている。
ド電極の少なくとも1つの対向部分に、互違に伸張して
進出電極部を形成するので、容量装荷電極とグランド電
極の対向部分に於ける電気力線の漏れを少なくでき、こ
の結果、近接する容量装荷電極に於いて相手方の電気力
線による相互干渉が弱くなる。換言すれば、容量装荷電
極とグランド電極の対向する端縁が長くなって電気力線
が対向部分に集中し、且つ容量装荷電極とグランド電極
の対向部分に於ける電気力線の向きが変わり、相対的に
近接する給電素子と無給電素子間の電気力線の相互干渉
が弱められ、給電素子と無給電素子間の複共振の整合が
得られる。
発明に於いて、容量装荷電極の進出電極部とグランド電
極の進出電極部は、容量装荷電極とグランド電極の配列
方向に伸張する対向端縁を備えることを特徴として構成
されている。
とグランド電極の対向部分に於ける電気力線は、対向端
縁の向きとなり、且つ電気力線の分布密度は対向端縁の
部分で大きくなるから、近接の放射電極との電界結合が
著しく弱くなり、複共振の調整を余裕を以て行うことが
できる。
に係る実施形態例を図面に基いて説明する。図1は複共
振アンテナの第1実施形態例を示し、(A)は複共振アン
テナを表面側から見た形態を示し、(B)は裏面側から見
た形態を示す。
て直方体に構成され、例えば、高い比誘電率のセラミッ
クス材料が使用される。基体10の短手方向の側面1
1,12には、貫通孔13を設けて、基体10の軽量化
を図ると共にセラミックス材料の使用量を少なくして基
体10を安価に構成している。
述する電極構成の給電素子16及び無給電素子17が形
成される。即ち、基体10の主面(上面)14に、スト
リップ状の2本の放射電極18,19が一定の間隔で離
間し且つ略平行に並べて形成される。給電素子16の一
部を構成する放射電極18の面中には、必要本数のスリ
ット20を設け、給電素子16の電気長を調整してい
る。また、基体10の他の主面(下面)15には、後述
する給電端子30の周りを除き、ほぼ全面にグランド導
体層23が形成される。
9a側に位置する基体10の長手方向の側面21には、
放射電極18,19に連続して容量装荷電極24,25
が夫々設けられる。また、基体10の側面21には、容
量装荷電極24,25の夫々と対向してグランド電極2
6,27が設けられており、これらのグランド電極2
6,27は、基体10の下面15のグランド導体層23
に接続される。
には、給電電極28及びグランド電極29が設けられ
る。放射電極18の給電端部18bは、給電電極28を
介して基体10の露出した下面15に設けた給電端子3
0に接続される。一方、放射電極19の接地端部19b
は、接地電極29を介してグランド導体層23に接続さ
れる。この構成に於いて、給電端子30は、インピーダ
ンス整合回路を介して図示しない情報機器の回路基板に
形成した信号源、例えば、無線周波の送受信回路に接続
され、また、グランド導体層23は、回路基板のグラン
ドパターンに接続される。
及び無給電素子17の上述の構成に於いて、基体10の
側面21に形成した容量装荷電極24,25とグランド
電極26,27の対向部分に特徴がある。以下、図2に
示す拡大図を用いて詳述する。
装荷段部31,32が設けられる。この容量装荷段部3
1,32は、容量装荷電極24,25の近接する側縁
(内側縁)24a,25aから相互に離れる方向へ水平
に伸びた端縁の平坦部33,34と、容量装荷電極2
4,25の外側縁24b,25b側を下方向に延ばして
形成した伸張部35,36とから構成される。
は、容量装荷段部31,32の形状に対応してグランド
段部37,38が設けられる。グランド段部37,38
の水平な端縁からなる平坦部39,40は、伸張部3
5,36の先端縁に対向している。また、グランド段部
37,38を形成する進出部41,42は、容量装荷段
部31,32の平坦部33,34の方向へ進出し、且つ
平坦部33,34と対向する先端縁を有する。この電極
構成により、容量装荷段部31,32の伸張部35,3
6とグランド段部37,38の進出部41,42は、上
下方向に延びる垂直な対向端縁35a,36a,41
a,42aを備える。
2を互違に伸張した電極構成に於いて、給電素子16に
給電電極28から高周波の電力を投入すると、容量装荷
電極24,25に於ける電界は、容量装荷電極24,2
5とグランド電極26,27の対向部分に集中する。こ
のため、容量装荷電極24,25とグランド電極26,
27の対向部分から漏れる電界が少なくなり、容量装荷
電極24,25の部分に於いて給電素子16と無給電素
子17の間の電界結合が弱くなる。
張部35,36とグランド段部37,38の進出部4
1,42に於ける垂直の対向端縁35a,36a,41
a,42aに於いて電気力線の向きが変わり、これに伴
って容量装荷電極24,25とグランド電極26,27
の対向部分に於ける電気力線の分布が変化するので、近
接する給電素子16と無給電素子17の容量装荷段部3
1,32に於ける電気力線相互の干渉が調整される。
段部37,38の対向する端縁の全長は、ほぼ容量装荷
段部31,32とグランド段部37,38の垂直な対向
端縁35a,36a,41a,42aの長さだけ長くな
るので、電気力線は、殆ど容量装荷電極24,25とグ
ランド電極26,27の対向部分を通り、この結果、給
電素子16と無給電素子17の間の電界結合が弱くな
る。従って、給電素子16と無給電素子17を可成り近
接して配設しても、複共振を実現することができる。
長さ9mm、幅6mm、高さ5mmの基体10を作り、
この基体10の表面に上述した電極構成の給電素子16
と無給電素子17を設けた。放射電極18,19は、共
に幅が2.0mm、長さが9.0mmであり、容量装荷
電極24,25及び給電電極28又は接地電極29を含
む全長は18mmである。また、放射電極18と放射電
極19の間隔は2.0mmである。この場合の周波数を
横軸としたリターンロス特性を図3に示し、VSWR
(電圧定在波比)を図4に示す。
Hzの間を掃引したときの軌跡を示しており、マーカ1
は2.4GHz、マーカ2は2.45GHz、マーカ3
は2.5GHzを示す。この特性曲線によれば、リター
ンロスがマイナス10dBよりも低い周波数2.41G
Hzと2.5GHzで共振のピークがあり、給電素子1
6及び無給電素子17は複共振マッチングした状態にあ
る。
は、図3と同じ周波数を示しており、マーカ1と3に於
いてVSWRが1.5、マーカ2で1.6である。この
特性曲線によれば、VSWRが2以下となる周波数の下
限は2.39GHzであり、上限は2.53GHzとな
り、帯域幅は約138MHzとなる。
態例を説明する。なお、図1に示す第1実施形態例と同
一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説
明は省略する。この実施形態例は、給電素子43の構成
が第1実施形態例と相違する。
8は、図1とは異なり、基体10の側面22側が接地端
部18cとなっており、側面22に形成した接地電極4
9を介してグランド導体層23に接続される。一方、基
体10の側面21には、図1と同様に、容量装荷電極2
4が設けられる。容量装荷電極24には、給電電極44
が対向して設けられる。即ち、容量装荷電極24の容量
装荷段部32と向い合って、平坦部45と進出部46と
から構成する給電段部47が形成される。給電電極44
は、基体10の下面15に設けた給電端子48に接続さ
れる。なお、給電素子43に対する無給電素子17の構
成は、図1の第1実施形態例と同じである。
高周波の電力は、容量装荷段部32と給電段部47の間
の静電容量を介して放射電極18に投入される。この場
合に於いても、第1実施形態例と同様な作用により、容
量装荷電極25とグランド電極27の対向部分及び容量
装荷電極24と給電電極44からの電界の漏れが少なく
なり、給電素子43と無給電素子17の相互間の電界結
合を最適に設定することができる。
於ける容量装荷電極とグランド電極の対向部分の他の実
施形態例を示す。なお、図1に示す第1実施形態例と同
一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説
明は省略する。
極51とグランド電極53の先端部分は、近接する無給
電素子17の方向へ延びる平行な端縁のみで対向してい
る。このため、対向する端縁の長さは、容量装荷電極5
1の幅と等しくなり、容量装荷電極51とグランド電極
53の対向部分を通る電気力線は、対向部分の外に大き
く脹らみ、近接する無給電素子17との電界結合が強く
なる。
構成としたときには、無給電素子17の容量装荷電極5
2は、容量装荷電極51からできる限り離れるように伸
張部55が形成され、また、グランド電極54の進出部
56は、容量装荷電極51とグランド電極53の対向部
分の位置を越えて大きく上方へ延ばして形成される。こ
の電極構成によれば、伸張部55と進出部56の垂直な
対向端縁55a,56aは、図1の実施形態例の場合よ
りも長くなり、容量装荷電極52とグランド電極54の
間を通る電気力線は、殆ど伸張部55と進出部56の垂
直対向縁55a,56aを通る。
端縁と放射電極19の開放端部19aの間は、垂直な対
向端縁55a,56aの間隔よりも広く構成されるの
で、進出部56の先端部分を通る電気力線は少なくな
り、この先端部分と近接の容量装荷電極51との電界結
合は弱くなる。また、容量装荷電極51とグランド電極
53の対向部分から漏れる電界は、グランド電極54と
結合するので、無給電素子17に対する影響は著しく小
さくなる。
給電素子17の容量装荷電極58がグランド電極60と
平行な端縁で対向している。一方、給電素子16の容量
装荷電極57は、容量装荷電極58に近い側を下方に延
ばして伸張部61が形成されており、この伸張部61に
沿ってグランド電極59の進出部62が設けられる。こ
の電極構成に於いても、図6の実施形態例と同様に、伸
張部61と進出部62の垂直な対向端縁61a,62a
が長く構成される。
電極60の幅よりも狭く構成されており、伸張部57の
先端縁とグランド電極59の間の間隔は、垂直な対向端
縁61a,62aの間隔よりも広く、伸張部61の先端
部分から漏れる電界は弱くなる。即ち、容量装荷電極5
7とグランド電極59に於いては、垂直な対向端縁61
a,62aの部分に電界が集中し、近接の容量装荷電極
58側への電界の漏れは少なくなる。
24,25とグランド電極26,27の構成に類似す
る。容量装荷電極63,64に於ける伸張部67,68
の先端部分とグランド電極65,66の間隔が、図2の
電極構造とは異なり、容量装荷電極63,64とグラン
ド電極65,66に於ける他の対向部分の間隔に比べて
広く構成される。
63,64とグランド電極65,66の対向部分に於い
て電界の漏れが大きくなるが、容量装荷電極63,64
の近接する側縁63a,64a側の電界が逆に弱くな
る。換言すれば、容量装荷電極63,64とグランド電
極65,66に於ける電界結合の強い部分が、側縁63
a,64a側から容量装荷電極63,64とグランド電
極65,66の他の対向端縁側に偏倚する。この結果、
容量装荷電極63,64に於ける相互の電界結合が弱く
なり、給電素子16と無給電素子17の過剰な電界結合
が軽減される。
て、容量装荷電極とグランド電極に於ける対向部分の更
に他の実施形態例を示す。
伸張部73が設けられ、グランド電極72の上端には、
伸張部73の両側端縁に沿って伸びる進出部74が設け
られる。この電極構成でも、伸張部73と進出部74の
上下方向に伸びる垂直な対向端縁の長さだけ容量装荷電
極71とグランド電極72の対向端縁が長くなり、容量
装荷電極71とグランド電極72の対向部分から漏れる
電気力線が減少する。また、水平な対向端縁に於ける電
気力線とは異なり、垂直端縁に於ける電気力線は横向き
となって、容量装荷電極71とグランド電極72の対向
部分に於ける電気力線の分布が変わる。
5とグランド電極76の対向部分は三角形の伸張部77
と進出部78から構成され、傾斜した対向端縁を備え
る。この電極構成では、水平な対向端縁に比べて対向端
縁が長くなり、電気力線の向きが傾斜した構成となる。
従って、この傾斜した対向端縁とした場合でも、近接す
る容量装荷電極との電気力線の相互干渉が弱くなる。
16,43に対し、1つの無給電素子17を設けたが、
本発明の複共振アンテナでは、給電素子16,43に複
数の無給電素子17を併設して構成してもよい。この場
合にも、容量装荷電極とグランド電極の対向部分の電極
構成及び容量装荷電極と給電電極の対向部分の電極構成
は、上述した何れかの形態が選択され、給電素子と複数
の無給電素子に於ける複共振の調整がなされる。また、
給電素子と給電素子の放射電極の幅は、一方を他方より
も狭く構成して共振周波数を変えることができる。
電素子及び無給電素子の夫々の容量装荷電極とグランド
電極の対向部分に電界偏倚部を設けたので、給電素子と
無給電素子の間の過剰な電界結合を調節して最適な電界
結合とし、給電素子及び無給電素子の複共振を容易に実
現することができる。
偏倚部を電界の向きが変わる対向端縁として構成するの
で、近接する給電素子及び無給電素子に於ける電界結合
を確実に弱めることができる。
装荷電極とグランド電極の対向部分に進出電極部を形成
したので、進出電極部に於いて電気力線を集中し且つ電
気力線を偏倚し、容量装荷電極とグランド電極の対向部
分に於ける電気力線全体の分布を近接する容量装荷電極
間の電界結合を弱める如く変えることができ、複数の放
射電極に於ける複共振マッチングを取ることができる。
装荷電極とグランド電極の配列方向に伸張し或いは傾斜
する対向端縁を備えるので、電気力線の向き及び分布が
変わり、近接する放射電極間の電界結合を弱めることが
でき、複数の放射電極を用いた複共振を実現することが
できる。
し、(A)は表面斜視図、(B)は裏面斜視図である。
大平面図である。
リターンロス特性を示す。
VSWR特性を示す。
を示し、(A)は表面斜視図、(B)接地電極側から見た裏
面斜視図、(C)給電電極側から見た裏面斜視図である。
とグランド電極の他の実施形態例を示す拡大側面図であ
る。
とグランド電極の更に他の実施形態例を示す拡大側面図
である。
とグランド電極の更に他の実施形態例を示す拡大側面図
である。
とグランド電極の実施形態例を示す平面図である。
極とグランド電極の他の実施形態例を示す平面図であ
る。
めのVSWR特性を示す。
めのVSWR特性を示す。
1,75 容量装荷電極 26,27,53,54,59,60,65,66,7
2,76 グランド電極 28,44 給電電極 29,49 接地電極 30,48 給電端子 31,32 容量装荷段部 33,34,39,40,45 平坦部 35,36,41,42,55,61,67,68,7
3,77 伸張部 37,38 グランド段部 41,42,46,56,62,69,70,74,7
8 進出部 47 給電段部
Claims (4)
- 【請求項1】 放射電極及び該放射電極に給電する給電
電極を含む給電素子と、該給電素子に近接して配置され
且つ前記給電素子の放射電極と並べて配設した放射電極
を含む少なくとも1つの無給電素子とを備えた複共振ア
ンテナであって、前記給電素子及び前記無給電素子の前
記放射電極の開放端側に容量装荷電極を設けると共に該
容量装荷電極と対向してグランド電極を配設し、前記容
量装荷電極と前記グランド電極の対向部分に、前記給電
素子と前記無給電素子の間の電界結合を抑制する電界偏
倚部を設けたことを特徴とする複共振アンテナ。 - 【請求項2】 前記電界偏倚部は、前記給電素子及び前
記無給電素子の伸長方向と異なる方向へ電界の向きを変
える対向端縁を備えることを特徴とする請求項1に記載
の複共振アンテナ。 - 【請求項3】 誘電体の基体と、該基体の主面に平行に
形成したストリップ状の複数の放射電極と、これらの放
射電極の内の1つの放射電極に電力を供給する給電電極
と、前記残りの放射電極を接地する接地電極と、前記放
射電極の夫々の開放端側に形成した容量装荷電極と、該
容量装荷電極と対向して配設したグランド電極とを備
え、前記容量装荷電極と前記グランド電極には、その対
向部分に、互違に伸張する進出電極部を設けたことを特
徴とする複共振アンテナ。 - 【請求項4】 前記容量装荷電極の進出電極部と前記グ
ランド電極の進出電極部は、前記複数の容量装荷電極の
配列方向と異なる方向に伸張する対向端縁を備えること
を特徴とする請求項3に記載の複共振アンテナ。
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