CN100344029C - 多谐振天线 - Google Patents

Abstract

在馈电元件(16)的辐射电极(18)的开路端(18A)和寄生元件(17)的辐射电极(19)的开路端(19A)，以彼此相互面对着的方式形成电容性负载电极(24和25)和接地电极(26和27)。在面对着的部分，形成了电场偏转器(31，32，37，和38)，从而减小了馈电元件(16)和寄生元件(17)之间的电场耦合。

Description

多谐振天线

技术领域

本发明涉及多谐振天线，更具体地说，涉及适用于便携式的信息终端的宽带多谐振天线。

背景技术

近来，已经出现了利用1至5GHz波段的无线通讯来相互连接诸如蜂窝电话，便携式移动终端之类的信息终端和具有通讯功能的固定终端的需求。这类通讯方法的其中一个例子是采用中心频率为2.45GHz以及带宽约为100MHz。该方法可适用于相邻近信息终端的无线连接。可以大量地发送和接收数据信号，音频信号，以及视频信号。

要求组合在或附加在这些信息终端上的无线收发器尽可能地小型化。这就涉及到要求安装在无线收发器上称之为小型的表面安装天线的天线能尽可能地小型化。

天线电性能的长度是由工作电磁波的频率所确定的。为了确保使用小型天线也能获得满意的天线特性，就需要在具有高的相对介电常数的介电基本构件上形成辐射电极。天线的尺寸一般取决于相对介电常数和基本构件的体积。在使用具有高的相对介电常数的介电基本构件的天线中，相对于工作频率来说就可以缩短辐射的天线。同样，也提高了电性能Q值，然而，也会使有效的频率带宽变窄了。

为了能拓宽频率带宽，在日本未审查专利申请No.6-69715中讨论了宽带线性天线。

如图12所示，天线包括一个在聚酰亚胺制成电路板1的表面上的馈电元件3。该馈电元件3是具有功率馈电器2的辐射电极条。天线也包括一个在长度上不同于馈电元件3的寄生元件5。该寄生元件5是在天线的一端具有接地的辐射电极条。馈电元件3和寄生元件5彼此相互并排的一条挨一条地排列着。在天线中，馈电元件3和寄生元件5之间建立了电场耦合，且馈电元件3向寄生元件馈送功率，于是，就引起馈电元件3和寄生元件能对多个频率谐振。因此，就能获得一个宽的频率带宽。

有关上述讨论的天线的结构，馈电元件3的辐射电极的长度限制在大约410mm，而寄生元件5的辐射电极的长度限制在大约360mm。于是，这就很难构成便携式和小型的天线。所构成的天线也不能调整馈电元件3和寄生元件5之间多谐振的匹配。

换一句话说，在上述的结构中，很难在小体积的介电基本构件的表面上形成多个辐射电极来满足适用于优化多谐振匹配的条件。特别是，当馈电元件的辐射电极和寄生元件的辐射电极排列在介电基本构件的同一个主表面上时，馈电元件和寄生元件之间的距离就会变得很窄。于是，就会产生另外的电场耦合。如图13所示，馈电元件的谐振频率f1和寄生元件的谐振频率f2彼此相互分离的，因此，馈电元件和寄生元件就不能产生多频率的谐振。当辐射的电极缩短迫使产生多谐振时，正如图14所示，在一边上不能得到满意的谐振匹配。于是，天线只能在谐振频率f1处进入单谐振状态，且不能得到优化的多谐振匹配。

为了能获得多谐振的匹配，就必须减小在馈电元件和寄生元件之间的电场耦合。当介电基本构件的主表面加宽时，基本构件自身的尺寸就会增加。因此，就不可能获得小型化的表面安装天线。当每个辐射电极的宽度都减小得很多时，则电感分量就会有很大的变化，以及谐振特性也会变得很不稳定。因此，难以批量化生产这样的天线。另外，馈电元件的辐射电极和寄生元件的辐射电极可以分别设置在介电基本构件的主表面和一个端表面上。当馈电元件和寄生元件之间的距离变得太大时，就不能得到满意的电场耦合。当采用丝网印刷辐射电极时，就需要印在两边，即，主表面和端表面。从而，也就增加了印刷的步骤，也就增加了生产的成本。

发明内容

为了能解决上述的问题，本发明的一个目的是提供多谐振的天线，该天线通过抑制在馈电元件和寄生元件之间多余的电场耦合来优化在馈电元件和寄生元件之间的电场耦合。

为了达到上述的目的，本发明采用以下一些结构来解决问题。特别是，本发明的多谐振天线包括：馈电元件，它具有第一辐射电极和用于向第一辐射电极提供功率的馈电电极；寄生元件，它具有挨着第一辐射电极而设置的第二辐射电极；接地电极以预定相互间隙分开设置在面对着至少第一辐射电极和第二辐射电极中的以预定相互间隙分开电极的开路端；以及电场偏转器，它用于抑制在馈电元件和寄生元件之间的电场耦合，电场偏转器形成在每个开路端和每个接地电极彼此相互面对着的部分。

根据本发明，在馈电元件和寄生元件的每个开路端和每个接地电极彼此相互面对着的部分中的一或两处提供电场偏转器。于是，就将电场集中在开路端和接地电极之间的面对着部分，以及也增强了在开路端和接地电极之间的电场耦合。相反，减弱了馈电元件和寄生元件的开路端附近的电场耦合。因此，在馈电元件和寄生元件之间的电场耦合就能最优化地调整，且能够引起产生满足馈电元件和寄生元件的多谐振的条件。

换句话说，减小了从在电场变得最强处的馈电元件和寄生元件开路附近泄漏电场，从而也就减弱了在馈电元件和寄生元件之间的电场耦合。因此，馈电元件和寄生元件能够满足在多个频率上的谐振条件。

在本发明的多谐振天线中，第一辐射电极和第二辐射电极可以是彼此相互并排设置的辐射电极条。电场偏转器最好能大体上环绕着在开路端和接地电极之间所产生的电场，并能以从第一辐射电极和第二辐射电极延伸的方向来偏转电场的矢量。

辐射电极的开路端和接地电极都可以有面对着的边缘，该边缘并不垂直于从第一辐射电极和第二辐射电极延伸的方向。换句话说，电场偏转器最好能具有用于偏转第一辐射电极和第二辐射电极所延伸方向的电场的面对着的边缘。按上述所讨论的结构，部分或全部的开路端和接地电极的面对着边缘都可以与第一辐射电极和第二辐射电极所延伸的方向相并行或相对于第一辐射电极和第二辐射电极所延伸的方向而倾斜。因此，就变化了在辐射电极的开路端和接地电极之间所产生的电场的方向。与简单水平设置的辐射电极的开路端和接地电极的面对着边缘的情况相比，减小了来自在辐射电极的开路端和接地电极之间面对着部分所泄漏的电场。

在本发明的多谐振天线中，电容性负载电极可以设置在辐射电极的开路一端。电场偏转器最好是由电容性负载电极和接地电极所构成的。

第一和第二电容性负载电极可以分别构成在第一辐射电极的开路端和第二辐射电极的开路端。所制成的第一接地电极可以预定的相互间的间隙距离面对着第一电容性负载电极，以及，所制成的第二接地电极可以预定的相互间的间隙距离面对着第二电容性负载电极。

在这种情况下，宜将电场偏转器形成在第一电容负载电极和第一接地电极之间以及第二电容负载电极和第二接地电极之间。

为使多谐振天线小型化，较好的是，在大体上为矩形六方体的介电基件的第一主表面上形成第一辐射电极和第二辐射电极为条形形状且互相平行，在邻近所述介电基件的第一主表面的端表面上形成第一电容负载电极和第二电容负载电极。

在这种情况下，第一接地电极和第二接地电极都可以制成在介电基本构件的端表面上，而电场偏转器可以相似地制成在端表面上。

根据本发明，所提供的多谐振天线包括介电基本构件；以相互并行地形成于介电基本构件主表面上的条形第一辐射电极和第二辐射电极；用于向第一辐射电极馈送功率的馈电电极；将第二辐射电极接地的接地电极；分别制成在第一和第二辐射电极的开路端第一和第二电容性负载电极；所设置的接地电极与第一和第二电容性负载电极中至少一个是面对着。在电容性负载电极和接地电极彼此相互面对着的位置部分上，所提供的电容性负载电极和接地电极具有以相反方向延伸的突出电极。

根据多谐振天线，在电容性负载电极和接地电极之间面对着的部分，所形成的突出电极相互间面对着。因此，就能够减少来自在电容性负载电极和接地电极之间面对着部分的泄漏的电力线。其结果是，减弱了由来自面对着部分的泄漏电力线所产生的在附近电容性负载电极中的相互干扰。

换句话说，电容性负载电极和接地电极的面对着边缘变得更长，且电力线集中在面对着部分。同样，改变在电容性负载电极和接地电极之间面对着部分电力线的方向，且减弱在相邻的馈电元件和寄生元件之间的电力线的相互干扰。其结果是，能够获得在馈电元件和寄生元件之间的多谐振匹配。

在多谐振天线中，电容性负载电极的突出电极和接地电极的突出电极最好能具有面对着的边缘，该边缘的延伸方向不同于多个电容性负载电极所排列对准的方向。

采用这样的电极结构，在电容性负载电极和接地电极之间面对着部分的电力线可调整到与在面对着边缘部分的相同方向。在面对着边缘上的电力线的分布密度就会变成最大。于是，与所相邻的辐射电极相耦合的电场就会大大减弱，且有可能产生充分的调整条件来引起满意的多谐振的产生。

附图说明

图1A和1B显示了根据本发明第一实施例的多谐振天线，其中，图1A是前表面的立体图，图1B是后表面的立体图；

图2是显示在多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图3A和3B是用于讨论在多谐振天线中的电场偏转器的说明简图；

图4显示了根据本发明实施例的多谐振天线的返回损耗特性；

图5显示了根据本发明实施例的多谐振天线的VSWR特性；

图6A至6C显示了根据本发明第二实施例的多谐振天线，其中，图6A是前表面的立体图，图1B是从接地电极一边观察的后表面的立体图，图6C是从馈电电极一边观察的后表面的立体图；

图7是显示在根据本发明第三实施例的多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图8是显示在根据本发明第四实施例的多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图9是显示在根据本发明第五实施例的多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图10是显示在根据本发明第六实施例的多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图11是显示在根据本发明第七实施例的多谐振天线中的电容性负载电极和接地电极的放大视图；

图12是已知的多谐振天线的立体图；

图13显示了用于讨论多谐振天线的多谐振的VSWR特性；以及，

图14显示了用于讨论多谐振天线的多谐振的VSWR特性。

具体实施方式

下文，将结合实施例来讨论根据本发明的多谐振天线。

第一实施例

图1A和1B显示了根据本发明第一实施例的多谐振天线。图1A显示了从前表面一边观察的多谐振天线，而图1B显示了从后表面一边观察的多谐振天线。

参考图1A和1B，介电基本构件10是一个并行四边形的矩形且由高的相对介电常数的陶瓷材料所构成。介电基本构件10的横向端表面11和12包含了穿过端表面11和12的通孔13。于是，就减小了介电基本构件的重量和成本。

所提供的介电基本构件10具有馈电元件16和寄生元件17且在元件的表面上都形成了电极，这些内容将在下文中讨论。特别是，第一辐射电极18和第二辐射电极19都是以条形的形状制成在介电基本构件10的第一主表面(上表面)14上。第一辐射电极18和第二辐射电极19都以彼此相互间预定的间距制成且基本上相互并行。在形成馈电元件16的第一辐射电极18的表面上提供了所必需数量的缝隙20。馈电元件16的有效电性能的长度可由缝隙20来调整。接地导体层23可制成在介电基本构件10第二主表面(下表面)15的几乎整个表面上，除了以下将要讨论的馈电端点的周边位置之外。

在介电基本构件10的纵向端表面21上定位了第一辐射电极18的开路端18A和第二辐射电极19的开路端19A，也提供了第一电容性负载电极24和第二电容性负载电极25，第一电容性负载电极24是第一辐射电极18的延续而第二电容性负载电极25则是第二辐射电极19的延续。在端表面21上，提供了第一接地电极26和第二接地电极27，其中，第一接地电极26是面对着第一电容性负载电极24以相互间预定的间隙形成的，第二接地电极27则是面对着第二电容性负载电极25以相互间预定的间隙形成的。接地电极26和27都与在介电基本构件10的下表面15上的接地导体层23相连接。

在介电基本构件10的第二纵向端表面22上，提供了馈电电极28和通地电极29。第一辐射电极18的馈电端18B通过馈电电极28与馈电端点30相连接，该馈电端点30设置在介电基本构件10的下表面15上。第二辐射电极19的接地端19B通过通地电极29与接地导体层23相连接。采用以上讨论的结构，馈电端点30最好能通过阻抗匹配电路与诸如无线发送/接受电路之类的信息终端(未显示)电路板所形成的信号源相连接。接地导体层23可与电路板的接地图形相连接。

根据第一实施例的多谐振天线，馈电元件16和寄生元件17所具有的特点是第一电容性负载电极24，第二电容性负载电极25，第一接地电极26和第二接地电极27都形成在介电基本构件10的端表面21上且都面对着所应对应的电极。接着将参照图2所示的放大视图来讨论这些特点。

在第一电容性负载电极24的下方提供了第一电容性负载的台阶部分31。在第二电容性负载电极25的下方提供了第二电容性负载的台阶部分32。这些电容性负载的台阶部分31和32都包含了平坦边缘部分33和34以及突出部分35和36。平坦的边缘部分33和34都分别以水平方向而延伸，以便与从电容性负载电极24和25的边的边缘部分(内部边缘)24A和25A相分离。通过电容性负载电极24和25的外部边缘24B和25B的向下延伸就分别形成了突出部分35和36。

与此相反，在第一接地电极26和第二接地电极27的上部，依据第一电容性负载台阶部分31和第二电容性负载台阶部分32的形状，提供了第一接地台阶部分37和第二接地台阶部分38。由接地台阶部分37和38的水平边缘部分所构成的平坦部分39和40分别正对着突出部分35和36的引导的边缘。形成接地台阶部分37和38的突出部分41和42分别以朝着电容性负载台阶部分31和32的平坦部分33和34的方向突出，并具有与平坦部分33和34相对的引导边缘。采用这样的电极结构，电容性负载台阶部分31和32的突出部分35和36以及接地台阶部分37和38的突出部分41和42都具有以垂直方向延伸且正对着的边缘部分35A，36A，41A和42A。

在以相反方向延伸所形成延伸部分35和36以及突出部分41和42的电极结构中，当馈电电极28向馈电元件16提供高频功率时，在电容性负载电极24和25中的电场就会集中于电容性负载电极24正对着接地电极26以及电容性负载电极25正对着接地电极27所处的正对着的部分，正如图3A中的箭头所示。于是，就减小了从电容性负载电极24和接地电极26之间与电容性负载电极25和接地电极27之间的正对着部分所泄漏的电场。其结果是，在电容性负载电极24和25的部分，减弱了馈电元件和寄生元件之间的电场耦合。

换句话说，就是在电容性负载台阶部分31和32的突出部分35和36以及接地台阶部分37和38的突出部分41和42的垂直面对着的边缘部分，改变了电力线的方向。因而，在电容性负载电极24和接地电极26之间以及在电容性负载电极25和接地电极27之间的每一个面对着的部分，改变了电力线的分布。换句话说，正如图3A所示，改变了相邻的馈电元件16的电容性负载台阶部分31和32与寄生元件17的电力线相互干扰。

一般来说，电场的最大分布是接近于馈电元件和寄生元件的开路端。当以图3B所示的方式设置电极时，即当在馈电元件一边的电容性负载电极124和接地电极126之间的间隙与在寄生元件一边的电容性负载电极125和接地电极127之间的间隙是以相对于电容性负载电极124和125延伸方向的垂直方向形成时，就容易使得从电容性负载电极124和接地电极126之间部分泄漏的电场与从电容性负载电极125和接地电极127之间部分泄漏的电场相互耦合。当在泄漏电场之间的耦合太强时，就会妨碍满意的多谐振的匹配。

与此相反，正如图3A所示，根据第一实施例，电场是在第一电容性负载电极24和第一接地电极26之间与在第二电容性负载电极25和第二接地电极27之间闭合的，且电场矢量的方向是偏转的。因此，就减弱了耦合，也抑制了在馈电元件和寄生元件之间所不希望出现的电场耦合。因而，也就能够获得在馈电元件和寄生元件之间具有最佳电场耦合的小型表面安装的多谐振天线。

换句话说，根据第一实施例，至少是在第一辐射电极的开路端和第一接地电极之间的部分(即，在第一电容性负载电极和第一接地电极之间部分)以及在第二辐射电极的开路端和第二接地电极之间的部分(即，在第二电容性负载电极和第二接地电极之间部分)中的一个部分形成“电场偏转器”，且用于偏转在这些部分中所产生的电场。换句话说，电场偏转器控制着在第一辐射电极的开路端和第一接地电极之间的部分所产生的电场与在第二辐射电极的开路端和第二接地电极之间的部分所产生的电场之间的耦合。特别是，电场偏转器用于场的闭合，以及偏转电场矢量的方向。

如图2所示，电容性负载台阶部分31和32以及接地台阶部分37和38的面对着的边缘的整个长度基本上是随着电容性负载台阶部分31和32以及接地台阶部分37和38的垂直面对着的边缘长度的增加而增加的。大多数的电力线通过电容性负载电极24和25以及接地电极26和27之间的面对着部分。因此，就会减弱在馈电元件16和寄生元件17之间的电场耦合。于是，当馈电元件16和寄生元件17是以相互间非常接近的方式设置时，就能够获得令人满意的多谐振天线。

特别是，根据第一实施例的多谐振天线，在第一接地电极26和第二接地电极27相互间面对着的一边(内边)形成突出的接地边的突出部分41和42。就能更有效地抑制在馈电元件16和寄生元件17之间所不希望出现的电场耦合。

接着讨论上述多谐振天线的具体特性。

介电基本构件10的长度为6mm，宽度为6mm，深度为5mm，它采用相对介电常数为6.4的陶瓷材料制成。在介电基本构件10的表面上，以上述讨论的电极的结构来制成馈电元件16和寄生元件17。第一辐射电极18和第二辐射电极19的各自宽度为2.0mm以及长度为9.0mm。第一电容性负载电极24和馈电电极28的整个长度以及第二电容性负载电极25和通地电极29的整个长度各为18mm。在第一辐射电极18和第二辐射电极19之间的距离为2.0mm。图4显示了在该情况下的返回损耗，其横坐标表示该情况下的频率，图5则显示了VSWR(电压驻波比)的特性。

图4所显示的返回损耗特性指示了从2.2GHz扫描到2.7GHz所产生的路径。标记1指示2.4GHz，标记2指示2.45GHz，以及标记3指示2.5GHz。根据该特性曲线，谐振的峰值在频率为2.41GHz和2.5GHz的位置上，在该处返回损耗小于-10dB。馈电元件16和寄生元件17处于多谐振的匹配状态。

参考图5，标记1，2和3所指示的频率与图4所显示的频率相同。标记1和3指示的VSWR为1.5，而标记2指示的VSWR为1.6。根据该特性曲线，VSWR小于或等于2的频率下限为2.39GHz，而上限为2.53GHz。于是，带宽约为138MHz。

第二实施例

现在，参考图6A至6C，来讨论根据本发明第二实施例的多谐振天线。与图1A和1B所示第一实施例相对应的元件都采用相同的参考数，且省略了对相同部分的重复讨论。

第二实施例的多谐振天线不同于第一实施例的多谐振天线之处在于馈电元件43具有不同的电极结构。

特别是，参考图6A和6B，可发现，不同于图1A和1B所示的辐射电极，在介电基本构件10的端表面22一边上，馈电元件43的辐射电极18具有接地端18C。辐射电极18通过在端表面22上所形成的接地电极49与接地导体层23相连接。

相反，类似于图1A和1B，在介电基本构件10的端表面上制成电容性负载电极24。所提供的馈电电极44面对着电容性负载电极24。特别是，由平坦部分45和突出部分46所构成的馈电台阶部分47面对着电容性负载电极24的电容性负载台阶部分32而设置。

馈电电极44与设置在介电基本构件10下表面15上的馈电端点48相连接。相对于馈电元件43的寄生元件17的结构相同于图1A和1B所示第一实施例中的结构。

采用根据第二实施例的电极结构，可通过电容性负载台阶部分32和馈电台阶部分47之间的静电电容将提供给馈电端点48的高频功率馈送到第一辐射电极18。在这种情况下，类似于第一实施例，减小了从电容性负载电极25和接地电极27之间部分所泄漏的电场以及从电容性负载电极24和馈电电极44之间部分所泄漏的电场。于是，能够最优化地设置馈电端点43和寄生元件17之间的电场耦合。

第三实施例

在根据本发明第三实施例的多谐振天线中，如图7所示，在馈电元件一边的第一电容性负载电极51和第一接地电极53以预定的相互间间隙彼此相互面对着，所形成的并行的边缘垂直于第一辐射电极延伸的方向。于是，相互面对着的长度相同于电容性负载电极51的宽度。通过电容性负载电极51和接地电极53之间的面对着部分的电力线大大延伸到面对着的部分以外的范围，且增强了与相邻寄生元件的电场耦合。换句化说，就是在馈电元件一边没有能提供电场偏转器。

在寄生元件一边形成了第二电容性负载电极52的突出部分55，且尽可能地与第一电容性负载电极51相分开。所形成的第二接地电极54的突出部分56在第一电容性负载电极51和第二电容性负载电极52之间向上大大地突出。采用这样的电极结构，在寄生元件一边形成了电场偏转器，且延伸部分55和突出部分56的垂直面对着的边缘55A和56A变得长于图1A和1B所示第一实施例。于是，通过第二电容性负载电极52和第二接地电极54之间部分的电力线就能够在延伸部分55和突出部分56的垂直面对着的边缘55A和56A之间闭合。

所形成的第二接地电极54的突出部分56的引导边缘和第二辐射电极的开路端19A之间的间隙大于在垂直面对着的边缘55A和56A之间的间隙。于是，就减小了通过突出部分56的引导边缘的电力线，也减弱了与相邻突出部分56引导边缘部分的第一电容性负载电极51的电场耦合。由于从第一电容性负载电极51和第一接地电极53之间面对面部分所泄漏的电场主要是与第二接地电极54相耦合，因此，就大大减小了在第二电容性负载电极52的突出部分55上的效应和在寄生元件上的效应。

第四实施例

在根据本发明第四实施例的多谐振天线中，如图8所示，没有在寄生元件一边形成电场偏转器。在馈电元件一边提供了第一电容性负载电极57，它具有一个延伸部分61，该部分将第一电容性负载电极57部分向下延伸至接近寄生元件一边的第二电容性负载电极58。沿着延伸部分61，形成了从第一接地电极59引伸出的突出部分62。特别是，采用这样的电场偏转器的电极结构，类似于第三实施例，可以拉长延伸部分61和突出部分62的垂直面对着的边缘61A和62A。

在第四实施例中，第一接地电极59的宽度窄于第二接地电极60的宽度。在第一电容性负载电极57和第一接地电极59的引导边缘之间的间隙宽于在垂直面对着的边缘61A和62A之间的间隙。于是，就减弱了从延伸部分61引导边缘所泄漏的电场。换句话说，电场集中在第一电容性负载电极57和第一接地电极59的垂直面对着的边缘61A和62A。因此，就可以减小向邻近的第二电容性负载电极58一边泄漏的电场。

第五实施例

根据本发明第五实施例的多谐振天线类似于第一实施例的结构，如图9所示，它包括第一电容性负载电极24，第二电容性负载电极25，第一接地电极26，以及第二接地电极27。然而，在馈电元件和寄生元件彼此相互面对着的一边，所构成的在第一电容性负载电极63的延伸部分67的引导边缘和第一接地电极65之间的间隙以及在第二电容性负载电极64的延伸部分68的引导边缘和第二接地电极66之间的间隙宽于其他面对着部分的间隙。

当电场偏转器采用上述讨论的方式设置时，将增加从在电容性负载电极63和接地电极65之间与在电容性负载电极64和接地电极66之间的部分所泄漏的电场，而减弱了在电容性负载电极63和64的相邻边缘63A和64A的电场。换句话说，加强在电容性负载电极63和接地电极65之间与在电容性负载电极64和接地电极66之间的电场耦合的部分将从边缘63A和64A偏向电容性负载电极63和64与接地电极65和66的其他面对着的边缘。其结果是，减弱了在电容性负载电极63和64之间的电场耦合，以及也减小了在馈电元件和寄生元件之间过大的电场耦合。

第六实施例

根据本发明第六实施例的多谐振天线，如图10所示，在电容性负载电极71的下方提供了延伸的部分73。在接地电极72的上方，提供了沿着延伸部分73的两个边缘而延伸的突出部分74。

当采用上述讨论的方法来设置电场偏转器时，就将电容性负载电极71和接地电极72所面对着的边缘拉长至延伸部分73和在垂直方向上延伸的突出部分74的垂直面对着的长度。就减小了从电容性负载电极71和接地电极72之间所面对着的部分泄漏的电力线。不同于在水平所面对着的边缘上的电力线，在垂直边缘上的电力线是在水平方向上的。因此，就能够改变在电容性负载电极71和接地电极72之间所面对着的部分的电力线的分布。

第七实施例

根据本发明第七实施例的多谐振天线，如图11所示，在电容性负载电极75和接地电极76之间所面对着的部分包括三角形的延伸部分77和三角形的突出部分78，从而形成了倾斜的面对着的边缘。

当采用上述讨论的方法来设置电场偏转器时，面对着的边缘就会变得比水平面对着的边缘长，且电力线方向是倾斜的。当所面对着的边缘是倾斜的时，就会减弱电力线对相邻电容负载电极的相互干扰。

在第六实施例和第七实施例中所讨论的电容性负载电极可以是对应于第一电容性负载电极的电极或对应于第二电容性负载电极的电极。接地电极也可以是对应于第一接地电极的电极或对应于第二接地电极的电极。

在上述的实施例中，对单一的馈电元件16提供了单一的寄生元件。在本发明的多谐振天线中，可以对单一的馈电元件提供多个寄生元件。在这种情况下，就能够根据任一实施例中所讨论的结构来构成在电容性负载电极和接地电极之间所面对着部分的电极结构以及在电容性负载电极和馈电电极之间所面对着部分的电极结构，且能够调整馈电元件和多个寄生元件之间的多谐振。有关馈电元件的辐射电极的宽度和寄生元件的辐射电极的宽度，可以使一个比另一个窄些，从而能改变谐振的频率。

工业应用

本发明的多谐振天线具有在馈电元件和寄生元件之间优化的电场耦合，且能够最好地适用于诸如蜂窝电话，便携式移动通讯之类的连接信息终端。

Claims (10)

1.一种多谐振天线，其特征在于，包括：

馈电元件，它包括了第一辐射电极和用于向第一辐射电极馈送功率的馈电电极；

寄生元件，它包括了挨着第一辐射电极而设置的第二辐射电极；

接地电极，以相互间预定间隙面对着第一辐射电极和第二辐射电极中至少一个的开路端而设置；以及，

电场偏转器，用于抑制在所述馈电元件和寄生元件之间的电场耦合，且电场偏转器形成在各个开路端和各个接地电极彼此相互面对着的部分中；

其中，所述电场偏转器闭合了在开路端和接地电极之间所产生的电场。

2.如权利要求1所述多谐振天线，其特征在于：

第一辐射电极和第二辐射电极是相互并行设置的辐射电极条；

所述电场偏转器将电场矢量的方向偏离第一辐射电极和第二辐射电极延伸的方向。

3.如权利要求2所述多谐振天线，其特征在于：

辐射电极的开路端和接地电极具有面对着的边缘，该边缘的方向不垂直于第一辐射电极和第二辐射电极延伸的方向。

4.如权利要求1所述多谐振天线，其特征在于：

在辐射电极的开路端提供电容性负载电极，且由电容性负载电极和接地电极形成电场偏转器。

5.如权利要求4所述多谐振天线，其特征在于：

电容性负载电极由第一和第二电容性负载电极所组成，第一电容性负载电极和第二电容性负载电极分别形成于第一辐射电极的开路端和第二辐射电极的开路端；以及，接地电极由第一接地电极和第二接地电极组成，以相互间预定的间隙面对着第一电容性负载电极形成第一接地电极，和以相互间预定的间隙面对着第二电容性负载电极形成第二接地电极。

6.如权利要求5所述多谐振天线，其特征在于：

电场偏转器形成于第一电容性负载电极和第一接地电极之间以及第二电容性负载电极和第二接地电极之间。

7.如权利要求6所述多谐振天线，其特征在于：

第一辐射电极和第二辐射电极都以条状和相互并行的方式形成于矩形的介电基本构件的第一主表面上；以及第一电容性负载电极和第二电容性负载电极形成于邻近介电基本构件第一主表面的一个端表面上。

8.如权利要求7所述多谐振天线，其特征在于：

第一接地电极和第二接地电极形成于介电基本构件的端表面上，以及电场偏转器也同样形成于端表面上。

9.一种多谐振天线，其特征在于，包括：

介电基本构件；

第一辐射电极和第二辐射电极，以条状且相互并行的方式形成于介电基本构件的主表面上；

馈电电极，用于向第一辐射电极馈送功率；

通地电极，用于将第二辐射电极接地；

第一和第二电容性负载电极，分别形成于第一和第二辐射电极的开路端；

接地电极，面对着第一和第二电容性负载电极中至少一个电极而设置；

其中，所提供的所述第一和第二电容性负载电极中至少一个电极和接地电极具有突出电极，突出电极在所述第一和第二电容性负载电极中该至少一个电极和接地电极彼此相互面对着的部分处以相反方向延伸。

10.如权利要求9所述多谐振天线，其特征在于：

所述第一和第二电容性负载电极中该至少一个电极的突出电极和接地电极的突出电极都具有面对着的边缘，该面对着的边缘所延伸的方向不同于所述多个电容性负载电极所对准的这个方向。

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