JP2002232242A - 歪補償増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 歪検出ループにおける基本波成分信号のキャ
ンセル量を確保できるフィードフォワード歪補償増幅器
を提供する。 【解決手段】 歪検出ループにおいて、主増幅器１３と
出力特性が同一である歪発生器１８を主増幅器１３とは
異なるルートに挿入することで、２トーンの搬送波や瞬
時のピーク電力を含む入力信号を増幅する場合でもキャ
ンセル量を確保することができる歪補償増幅器である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波無線装置に
おける基地局装置又は中継器に用いられるフィードフォ
ワード方式の歪補償増幅器に係り、特に安定して歪成分
を除去することができるフィードフォワード方式の歪補
償増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】形態電話等の移動無線通信システムで
は、基地局装置又は中継器において電波を増幅し、移動
局に対して電波を送出する。複数の移動局間の通信を行
うには多チャネルの電波を同時に増幅する必要があるた
め、基地局装置又は中継器の増幅器は高度の線形性が要
求されるが、素子の特性を考慮すればこれには限界があ
る。このため増幅器に多チャネルの電波に影響して瞬時
ピークによる過入力が入力されたような場合、増幅器の
非線型動作による歪成分の発生を減衰する増幅器とし
て、フィードフォワード方式の歪補償増幅器が用いられ
ている。

【０００３】従来のフィードフォワード方式の歪補償増
幅器の構成及び動作について、図７を用いて説明する。
図７は、従来のフィードフォワード方式の歪補償増幅器
の構成ブロック図である。また図７では、歪補償増幅器
を構成する各素子におけるスペクトラム波形を合わせて
示している。図７の歪補償増幅器は機能上、入力信号を
分岐して一方の入力信号を増幅し、増幅入力信号と他方
の入力信号とを逆位相で合成させて歪成分信号を出力す
る歪検出ループと、歪成分信号と増幅入力信号とを合成
して歪成分を除去した結果を出力する歪補償ループとに
大別できる。図７において、分配器４２から方向性結合
器４４までが歪検出ループ、方向性結合器４４から方向
性結合器４６までが歪補償ループに該当する。

【０００４】アンテナ（図示せず）で受信された無線入
力信号は、妨害波の影響を受けにくい、すなわちインタ
ーセプト・ポイント（以下ＩＰという）の高い増幅器４
１において増幅される。増幅器４１はプリアンプの役割
を果たすものである。増幅器４１における増幅後、入力
信号は分配器４２に入力され、それぞれ主増幅器４３の
ルートと、遅延器４７のルートとに分配される。主増幅
器４３のルートでは、入力信号は主増幅器４３によって
歪成分と共に増幅され、方向性結合器４４に入力され
る。遅延器４７のルートに入力された入力信号は、遅延
器４７において遅延され、方向性結合器４４に入力され
る。

【０００５】方向性結合器４４では入力された両ルート
の入力信号に基づいて二つの出力がなされる。一方の出
力は主増幅器４３で増幅された入力信号がそのまま遅延
器４５に出力され、他方の出力は主増幅器４３で増幅さ
れた入力信号と、遅延器４７で遅延された入力信号とが
逆位相で合成され、結果として歪成分信号が補助増幅器
４８に出力される。

【０００６】方向性結合器４４から出力された、増幅さ
れた入力信号は、遅延器４５で遅延され、方向性結合器
４６に入力される。また歪成分信号は補助増幅器４８で
遅延器４５の入力信号と同レベルに増幅され、方向性結
合器４６に入力される。方向性結合器４６では、増幅さ
れた入力信号と増幅さえた歪信号成分とが逆位相で合成
されることで歪成分が相殺され、結果として増幅された
基本波、すなわち増幅信号を出力する。

【０００７】また方向性結合器４４から出力された歪成
分信号は、結合器４９を経由して検波器５０において振
幅値が検出され、Ａ／Ｄ変換器５１でデジタル変換され
る。図７のフィードフォワード歪補償増幅器では、検波
器５０の検出結果に基づいて、歪成分信号が最小となる
よう主増幅器４３の前段に可変位相器及び可変減衰器
（図示せず）を設け、入力信号の位相及び振幅の調整を
行っている。上述した動作によって図７のフィードフォ
ワード歪補償増幅器は、入力信号中の歪成分を除去し、
基本波に対して所望の増幅度で増幅された出力信号を出
力する。

【０００８】近年の基地局装置又は中継器では、低出力
時での消費電力を低減するため、フィードフォワード形
式の歪補償増幅器における主増幅器又は補助増幅器のバ
ックオフ量を歪成分を除去できる限界まで低下させた
り、主増幅器又は補助増幅器を構成する素子のうち終段
の素子についてはＡＢ級増幅器を用いるといった処置を
行っている。また、従来のフィードフォワード歪補償増
幅器としては他に、平成６年８月１２日公開の特開平６
−２２４６５０号「歪補償増幅器」（出願人：富士通株
式会社、発明者：馬庭透他、以下、従来例という）等、
複数提案されている。

【０００９】ここでキャンセル量について説明する。上
述したように、図７のフィードフォワード形式の歪補償
増幅器では歪検出ループにおいて、主増幅器４３で増幅
された入力信号と、遅延器４７で遅延された入力信号と
を逆位相で合成し、得られた歪成分信号が最小になるよ
うな制御が行われている。減衰した歪成分信号のレベル
を表す量はキャンセル量として示すことができ、キャン
セル量は以下の式で表されることが知られている。

【００１０】

【数１】

【００１１】（１）式より、振幅及び位相の調整量に基
づいてキャンセル量が求まることが明らかである。振幅
偏差及び位相偏差とキャンセル量の関係を示したグラフ
図は図８に示されている通りである。

【００１２】フィードフォワード歪補償増幅器では、ネ
ットワークアナライザを用いることによって増幅帯域、
キャンセル量、振幅偏差、位相偏差及び遅延偏差を測定
し、これらの測定結果に基づいてこれらのパラメータを
調整し、結果としてキャンセル量の調整を行っている。
図９は、ネットワークアナライザでの測定方法及びキャ
ンセル量の測定結果を示した図である。図９（ａ）に示
すように、増幅器等の被測定デバイス（図ではＤＵＴ）
にネットワークアナライザを接続することによって、被
測定デバイスにおける各パラメータの測定を行う。ネッ
トワークアナライザによるキャンセル量の測定結果は図
９（ｂ）に示されるようになり、対象周波数帯域内と帯
域外とのレベル差がキャンセル量となる。図９（ｂ）に
示す例では、被測定デバイスはキャンセル量が４０ｄＢ
であると測定されている。

【００１３】図７のフィードフォワード歪補償増幅器で
は、増幅対象の入力信号が１トーンの搬送波を含む場
合、ＡＢ級増幅器を用いてもキャンセル量は確保でき
る。しかし増幅対象の入力信号が２トーンの搬送波を含
む場合、１トーンの場合と比較してキャンセル量に差が
ついてしまい、キャンセル量を確保できなくなる。例え
ば振幅偏差に０．５ｄＢのエラーが発生した場合、
（１）式よりキャンセル量は約２４．５ｄＢになる。図
１０は歪検出ループ及び歪補償ループで得られる２トー
ンの搬送波の入力信号のスペクトラム分布を示した図で
あり、左側が歪検出ループで、右側が歪補償ループで得
られるスペクトラム分布図である。図１０では歪補償増
幅器は、常時４０ｄＢ以上のキャンセル量を確保してい
るものとする。方向性結合器４４における逆位相合成に
よって、歪成分信号は右上の分布図になるのが理想であ
るが、振幅偏差で０．５ｄＢのエラーが発生するとキャ
ンセル量を確保できないため、実際には右下の分布図の
ような歪成分信号が出力されることになる。キャンセル
量に差がついてしまう原因は（１）式より、主増幅器４
３における入力信号の増幅の過程で、位相若しくは振幅
にエラーが発生したためと考えられる。以下、位相及び
振幅のエラーの発生の原因について説明する。

【００１４】位相のエラーは、後述する要因により発生
する。一般に増幅器の非線型性による歪は、ＡＭ−ＡＭ
変換及びＡＭ−ＰＭ変換によって発生する。図１１は増
幅器におけるＡＭ−ＡＭ変換とＡＭ−ＰＭ変換のベクト
ル図及び増幅器の出力特性を示した図である。図１１
（ａ）に示すように、線形成分Ｖ１に対して相互変調成
分Ｖ３が位相差Φ３で発生すると、出力信号Ｖ０はＶ１
とＶ３とのベクトル演算によって求められる。線形成分
Ｖ１から出力信号Ｖ０への変換は、ＡＭ−ＡＭ変換とＡ
Ｍ−ＰＭ変換の組み合わせによって導き出される。ま
た、増幅器の入出力特性は図１１（ｂ）に示される通り
である。図１１（ｂ）のグラフは、横軸が入力信号の、
縦軸が出力信号のレベルを表している。線形成分Ｖ１は
増幅器の理想線形ラインであり、増幅器の飽和レベルに
達すると、出力信号Ｖ０は理想線形ラインから外れたカ
ーブを描くようになる。このとき増幅器では、出力電圧
が抑制され、非線形性による歪みが発生する。

【００１５】図１２は２トーンの搬送波の入力信号を、
従来のフィードフォワード歪補償増幅器で増幅した場合
のスペクトラム分布の解析図である。フィードフォワー
ド形式の歪補償増幅器では、歪検出ループにおいて基本
波Ｓ１、Ｓ２をキャンセルし歪成分信号を出力すること
が目的であるが、基本波Ｓ１、Ｓ２中にも３次相互変調
歪みＩＭ３と５次相互変調歪みＩＭ５による歪成分Ａ
３、Ａ５が含まれている。このため増幅器を構成する素
子にＡＢ級増幅器を用いた場合には、基本波に含まれる
歪成分も増加することになる。

【００１６】一方、マルチキャリア信号又はＣＤＭＡ
（Code Division Multiple Access：符号分割多元接
続）信号のように、瞬時のピーク電力を含むような入力
信号を増幅するような場合には、出力電圧が増幅器の動
作点から瞬時に飽和電力付近に移動するか、飽和電力を
超えてしまう事態が発生する。増幅器で発生する歪の補
償を行う装置として、増幅器で発生する歪をあらかじめ
逆位相で搬送波に加えておくことで増幅器で発生する歪
を相殺するＲＦ−ＰＤ（Radio Frequency-Phase Detect
or）型リニアライザが従来用いられていた。しかしＲＦ
−ＰＤ型リニアライザは、増幅器の飽和電力付近になる
と急激に歪補償量が減衰するため、ピーク電力によって
発生する歪補償を十分に行うことができない問題点があ
った。

【００１７】上述したように、フィードフォワード歪補
償増幅器における振幅偏差はネットワークアナライザに
よって測定され、既に調整されているため、歪の発生の
原因は位相のエラーによるものであるといえる。すなわ
ち図１１において示された相互変調成分ＩＭ３は、実際
には一定の位相差Φ３で発生しておらず、飽和電力付近
で急激に変化して発生したと考えられる。

【００１８】振幅のエラーは、後述する要因により発生
する。マルチキャリア信号又はＣＤＭＡ信号のように、
瞬時のピーク電力を含むような入力信号を増幅するよう
な場合には、ピーク電力が飽和されずに増幅されている
ことが歪みの発生に影響することからも重要である。最
近では入力信号の振幅偏差の分布を測定する方法とし
て、ＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distributio
n Function：相補累積分布機能）が用いられている。図
１３は図７のフィードフォワード歪補償増幅器の歪検出
ループにおける主増幅器４３のルートと、遅延器４７の
ルートでの入力信号のＣＣＤＦ特性を示した図である。
図１３において、縦軸は分布率を、横軸は振幅偏差を示
している。また２つの曲線のうち、実線が主増幅器４３
のルートの、点線が遅延器４７のルートの入力信号のＣ
ＣＤＦ特性を表している。

【００１９】遅延器４７は受動的な素子であるため、入
力信号も歪むことなくそのまま出力される。一方主増幅
器４３のルートでは、主増幅器４３は消費電力の低減の
ため、バックオフ量を数ｄＢに設定しており、例えばＣ
ＤＭＡ信号のように入力レベルのピーク時と平均値との
差が１０ｄＢ以上もあるような入力信号の場合には、瞬
時に飽和電力近傍に出力レベルが移動することで抑圧が
発生し、図１３に示されるような結果となる。これらの
曲線の差が、振幅エラーに反映される。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の歪補償増幅
器では、上述した通り、２トーンの搬送波を含んだり、
マルチキャリア信号又はＣＤＭＡ信号のような瞬時のピ
ーク電力を含む入力信号を増幅する場合には、キャンセ
ル量が理想値の通り確保できないという問題点があっ
た。

【００２１】このような問題を解決する方法として、主
増幅器のルートにＲＦ−ＰＤ型リニアライザを挿入し、
ＡＭ／ＰＭ変換及びＡＭ／ＡＭ変換の補正を行うことで
主増幅器で発生する歪を相殺する方法が従来用いられて
いる。しかし主増幅器のルートに挿入するＰＤとして入
力に対して出力が損失するＰＤを用いた場合には、この
損失を補償するための補正用の増幅器が必要になり、ま
た利得のあるＰＤを用いた場合には、利得を補償するた
めの減衰器を設置するか、出力先の方向性結合器の結合
量を疎結合に調整する必要がある。方向性結合器の結合
量を疎結合に調整すると、歪補償ループの補助増幅器に
おける増幅度をさらに増加しなければならない。したが
ってＰＤを挿入することにより、新たな素子又は調整が
必要となるため、歪補償増幅器の開発費用が増加すると
いう新たな問題が発生する。

【００２２】また主増幅器は通常、数段階に渡ってカス
ケード接続された増幅器の集合体で構成されている。主
増幅器のルートにＰＤを挿入する場合、挿入箇所によっ
ては主増幅器中のある段階の増幅器の出力が歪んで見え
る現象が発生する。この現象はＰＤで発生した歪が、増
幅器において増幅された結果発生するものであるが、歪
を除去するための調整及び確認が困難であるという問題
点がある。

【００２３】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、２トーンの搬送波や瞬時のピーク電力を含む入力信
号を増幅する場合でもキャンセル量を確保できる歪補償
増幅器を提供することを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための本発明は、入力信号を２つのルートに分配
する分配器と、一方のルートに主増幅器を、他方のルー
トに第１の遅延器及び前記主増幅器と同一の出力特性を
有する歪発生器を設け、主増幅器によって増幅された入
力信号と、第１の遅延器及び歪発生器によって遅延かつ
増幅された入力信号とを逆位相で合成することで入力信
号中の基本波成分信号を相殺し、合成結果である歪成分
信号を一方の出力端子から出力し、他方の出力端子から
主増幅器によって増幅された入力信号を出力する第１の
方向性結合器とを備える歪検出ループと、一方のルート
に第２の遅延器を、他方のルートに補助増幅器を設け、
第２の遅延器によって遅延された、増幅された入力信号
と、補助増幅器によって、増幅された入力信号と同レベ
ルに増幅された歪成分信号とを逆位相で合成し、合成結
果である増幅された基本波成分信号を出力する第２の方
向性結合器とを備える歪補償ループとを有することを特
徴とするフィードフォワード歪補償増幅器であり、２ト
ーンの搬送波や瞬時のピーク電力を含む入力信号を増幅
する場合でもキャンセル量を確保することができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照しながら説明する。本発明の実施の形態に係る歪
補償増幅器は、受信した入力信号から歪成分信号を検出
する歪検出ループと、歪成分信号を除去して増幅された
基本波を出力する歪補償ループとで構成されるフィード
フォワード方式の歪補償増幅器において、歪検出ループ
に主増幅器と同一の出力特性を有し、かつ出力電力の小
さい歪発生器を遅延器側に設けたものであり、これによ
り２トーンの搬送波や瞬時のピーク電力を含む入力信号
に対して、キャンセル量を確保することができる。

【００２６】尚、請求項における第１の遅延器は遅延器
１９に相当し、第２の遅延器は遅延器１９に、第１の方
向性結合器は方向性結合器１４に、第２の方向性結合器
は方向性結合器１７に、歪検知手段は図の結合器２０及
び検波器２１に、入力信号検知手段は結合器２３及び検
波器２４に、温度測定手段は温度センサ２６に、パラメ
ータ記憶手段はパラメータ蓄積部２７及び２７´に、入
力信号調整手段は調整制御部２８及び２８´に、入力信
号調整回路は高速制御部３０にそれぞれ相当する。

【００２７】本発明の実施の形態の歪補償増幅器の構成
について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の実
施の形態に係る歪補償増幅器の構成図である。尚、図１
と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して
説明する。本発明の実施の形態に係る歪補償増幅器は、
分配器１１と、増幅器１２と、主増幅器１３と、方向性
結合器１４と、遅延器１５と、補助増幅器１６と、方向
性結合器１７と、歪発生器１８と、遅延器１９と、結合
器２０と、検波器２１と、Ａ／Ｄ変換器２２とで構成さ
れる。また図１の歪補償増幅器において、分配器１１か
ら方向性結合器１４で歪検出ループを、方向性結合器１
４から方向性結合器１７で歪補償ループを構成している

【００２８】分配器１１は、アンテナ（図示せず）で受
信されたアナログ入力信号を分配し、それぞれ増幅器１
２及び遅延器１９に出力する。増幅器１２は、分配器１
１から出力された入力信号を増幅し、主増幅器１３に出
力する。増幅器１２は図７の歪補償増幅器における増幅
器４１と同様、プリアンプの役割を果たすものであり、
増幅器４１と利得が同一であるが、ＩＰが低い点が異な
る。主増幅器１３は、増幅器１２で増幅された入力信号
を更に高い増幅度で増幅し、方向性結合器１４に出力す
る。方向性結合器１４は、主増幅器１３で増幅された入
力信号をそのまま遅延器１５に出力する。また主増幅器
１３で増幅された入力信号及び歪発生器１８から出力さ
れた入力信号及び歪成分信号とを逆位相で合成し、合成
結果である歪成分信号を補助増幅器１６に出力する。

【００２９】遅延器１５は、方向性結合器１４から出力
された入力信号を遅延させ、方向性結合器１７に出力す
る。補助増幅器１６は、方向性結合器１４から出力され
た歪成分信号を増幅し、方向性結合器１７に出力する。
方向性結合器１７は、遅延器１５から出力された入力信
号及び補助増幅器１６で増幅された歪成分信号とを逆位
相で合成し、合成結果である増幅信号を出力する。方向
性結合器１７において、出力端子の一方は終端抵抗が接
続されている。歪発生器１８は、ＡＭ−ＡＭ変換及びＡ
Ｍ−ＰＭ変換特性が主増幅器１３と同一の増幅器であ
り、遅延器１９から出力された入力信号を増幅して方向
性結合器１４に出力する。遅延器１９は、分配器１１か
ら出力された入力信号及び歪成分信号を遅延し、歪発生
器１８に出力する。

【００３０】結合器２０は、方向性結合器１４における
合成によって得られた歪成分信号を検出し、検波器２１
に出力する。検波器２１は、結合器２０で検出された歪
成分信号を検波し、振幅値をＡ／Ｄ変換器２２に出力す
る。Ａ／Ｄ変換器２２は、検波器２１で検波された歪成
分信号の検波結果をデジタル変換する。

【００３１】次に、本発明の実施の形態の歪補償増幅器
の動作について図１及び図２を用いて説明する。アンテ
ナで受信されたアナログ入力信号は、図１の歪補償増幅
器において、まず歪検出ループの分配器１１に入力され
る。分配器１１は入力信号をそれぞれ増幅器１２及び遅
延器１９に分配して出力する。

【００３２】主増幅器のルート、すなわち増幅器１２に
出力された入力信号は、増幅器１２においてプリアンプ
による増幅が行われた後、主増幅器１３によって歪成分
と共に高い増幅度で増幅され、方向性結合器１４の入力
端子に出力される。また、歪発生器のルート、すなわち
遅延器１９に出力されて遅延された入力信号は、歪発生
器１８に出力され、歪成分信号の増幅が行われる。歪発
生器１８で増幅された歪成分信号は入力信号は、方向性
結合器１４の他方の入力端子に出力される。遅延器１９
は、主増幅器１３における入力信号の増幅で入力信号が
遅延化されるため、これに同調させるため設けられたも
のである。

【００３３】図２は、主増幅器１３及び歪発生器１８の
出力特性を示した特性図である。各特性図において、実
線がＡＭ／ＰＭ変換の、破線がＡＭ／ＡＭ変換の特性を
示している。図２より、主増幅器１３と歪発生器１８と
の両特性はまったく同一であることが分かる。一方、増
幅器で発生する歪を相殺するために従来用いられてきた
ＰＤの特性は図２下段の通りであるが、増幅器の出力を
相殺するため、ＡＭ／ＡＭ変換及びＡＭ／ＰＭ変換の特
性は増幅器とは相反する特性となる。また、歪発生器１
８において増幅される歪成分の量は、主増幅器のそれよ
りも相対的に低い値でよい。歪検出ループは、基本波の
みを除去することによって歪成分信号を抽出することを
目的としているためである。

【００３４】主増幅器１３から出力された増幅された入
力信号と、歪発生器１８から出力された入力信号及び歪
成分信号は、方向性結合器１４において逆位相で合成さ
れ、入力信号中の基本波が除去され、歪成分信号が歪補
償ループの補助増幅器１６に出力される。また方向性結
合器１４では、主増幅器１３で増幅された入力信号がそ
のまま遅延器１５に出力される。

【００３５】歪補償ループにおいて、遅延器１５に出力
された入力信号は、遅延化された後、方向性結合器１７
の入力端子に出力される。また方向性結合器１４におい
て検出された歪成分信号は、補助増幅器１６において遅
延器１５の入力信号と同レベルに増幅され、方向性結合
器１７の他方の入力端子に出力される。遅延器１５は、
補助増幅器１６における歪成分信号の増幅で遅延化され
た歪成分信号と入力信号とを同調させるため設けられた
ものである。方向性結合器１７では、遅延器１５から出
力された入力信号と、補助増幅器１６から出力された増
幅された歪成分信号とを逆位相で合成されることで歪成
分が相殺され、入力信号中の基本波のみを増幅した増幅
信号が出力される。

【００３６】また方向性結合器１４から出力された歪成
分信号は、結合器２０で検知され、さらに検波器２１に
おいて振幅値が検出され、Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル
変換される。Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル変換された検
波結果は、データ表示や制御部（図示せず）による主増
幅器１３又は歪発生器１８に入力される入力信号に対す
る位相制御又は振幅制御等に用いられる。

【００３７】本発明の実施の形態の歪補償増幅器を用い
ることにより、２トーンの搬送波や瞬時のピーク電力を
含む入力信号に対して、キャンセル量を確保することが
できる。従来のフィードフォワード形式の歪補償増幅器
では、２トーンの搬送波や瞬時のピーク電力を含む入力
信号を増幅する際には、位相及び振幅のエラーが発生
し、必ずしも理想値通りのキャンセル量を確保できない
ことは上述した通りである。本発明の歪補償増幅器で
は、主増幅器１３とＡＭ／ＡＭ変換特性が等しい歪発生
器１８を歪検出ループの遅延器側のルートに設けたこと
で、振幅の増幅度が同一となるため、振幅のエラーを補
正することができる。さらにＣＣＤＦを用いて特性を確
認し、特性に基づいて振幅を調整することで確実に振幅
のエラーを補正することができる。キャンセル量の算出
式（１）より、振幅のエラーがキャンセル量に多大に影
響することが明らかであり、振幅のエラーを補正するこ
とでキャンセル量の損失を大幅に低減することができ
る。また、位相のエラーについては、歪発生器１９のバ
イアス点又は入力信号の入力レベル等を可変させること
により、相互変調成分の位相を回転させることができる
ため、位相のエラーを補正することができる。

【００３８】図１の歪補償増幅器において、歪発生器１
８のＩＰが低いため、歪発生器１８の出力は主増幅器と
比較して低い値、例えば数十ｄＢ以上小さくしてもよ
い。また、歪発生器１８は主増幅器１３よりも出力が小
さく済むため、例えば主増幅器１３を実現する素子とし
て、ＧａＡＳ（Gallium Arsenido）のＦＥＴ（Field Ef
fect Transistor：電界効果トランジスタ）を用いるも
のとすると、歪発生器１８は同じＧａＡＳの小信号用の
ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circui
t：マイクロ波モノリシック回路）を用いて実現でき
る。本発明の実施の形態の歪補償増幅器では、従来プリ
アンプとして用いられてきたＩＰの高い増幅器が不要と
なり、この増幅器と利得が等しく、ＩＰの低いＭＭＩＣ
を、増幅器１２及び歪発生器１８に用いることにより、
歪補償増幅器全体の消費電力及び開発費用を低減するこ
とができる。

【００３９】従来の技術で取り上げた従来例の歪補償増
幅器も、被補償増幅器とは別個に歪発生回路を設け、こ
れらの素子の出力を逆位相で合成することで歪成分を除
去する旨が記載されている。しかし歪発生回路には「被
補償増幅器の電力増幅器を構成する電力増幅器ユニット
と同じ増幅器」を用いており、被補償増幅器は本発明の
歪補償増幅器における主増幅器に該当するため、歪発生
回路の出力を小さくできる本発明の歪補償増幅器ほど消
費電力及び開発費用を低減できるとはいえない。

【００４０】本発明の歪補償増幅器において、増幅器１
３の代わりにＩＰの高い図７の増幅器４１を分配器１１
の前段に挿入してもよい。図１の歪補償増幅器における
方向性結合器１４の結合度がα（ｄＢ）である場合、こ
のような構成にするにあたって方向性結合器の結合度は
α−（歪発生器１８の利得値）とする必要がある。よっ
て方向性結合器１４の結合度を低減することができるた
め、方向性結合器１４の作成が容易となり、開発費用を
低減することができる。

【００４１】本発明の実施の形態に係る歪補償増幅器に
よれば、主増幅器とＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性
が同一である歪発生器を歪検出ループの遅延器ルートに
挿入することにより、主増幅器で発生する位相及び振幅
のキャンセル量のエラーを補正できるため、２トーンの
搬送波や瞬時のピーク電力を含む入力信号の増幅の際に
従来よりキャンセル量を確保できる効果がある。また、
キャンセル量を確保できることにより、歪補償ループに
入力される電力を低減でき、歪補償増幅器の消費電力を
低減できる効果がある。さらに歪発生器にＩＰの低い増
幅器を用いることによって、消費電力及び開発費用を低
減できる効果がある。

【００４２】本発明の実施の形態に係る歪補償増幅器
は、歪補償増幅器を構成する素子にアナログ回路又はデ
ジタル回路のいずれを用いても同様の効果を奏するもの
である。

【００４３】上述したように、ＣＤＭＡ等の瞬時のピー
ク電力を含むような入力信号を増幅するような場合に
は、ピーク電力の増幅の際に非線型性の歪みが発生し、
キャンセル量を確保できなくなる。このため、歪成分信
号の振幅値に基づいて、歪発生器及び主増幅器に入力さ
れる入力信号に対して、位相及び振幅の制御を行うこと
によって、ピーク電力による歪みの発生を抑えることが
できる。また、一般に増幅器では、周囲の温度変化によ
って増幅時の位相又は振幅に変化が現れ、発生する歪み
が均等でなくなる現象が起きる。これに伴い、歪補償増
幅器における歪成分の相殺が十分に行われなくなる。正
しく歪補償を行うには、温度変化に対応して増幅器への
入力信号の位相又は振幅制御を行う必要がある。

【００４４】図３は、本発明の第１の実施例の歪補償増
幅器の構成図である。以下、本発明の第１の実施例の動
作について、図３を用いて説明する。尚、図１の歪補償
増幅器と同一の構成をとる部分についての構成及び動作
については、説明は省略する。

【００４５】図３の歪補償増幅器では、分配器１１の前
段に結合器２３が設けられており、さらに検波器２４を
介して制御回路２９に接続されている。アンテナ（図示
せず）で受信された入力信号は結合器２３で検知される
と、検波器２４において振幅値が検出され、検出結果は
制御回路２９に出力される。制御回路２９に入力された
検波器２４の検出結果は、Ａ／Ｄ変換器２５でデジタル
変換され、パラメータ蓄積部２７に出力される。また、
歪補償増幅器の近傍の温度を計測する温度センサ２６
は、温度を計測し、デジタル値の計測結果を制御回路２
９のパラメータ蓄積部２７に出力する。

【００４６】パラメータ蓄積部２７は、サンプリングさ
れた入力信号の振幅値及び温度計測結果に対してそれぞ
れの平均値を求め、順次記憶する。パラメータ蓄積部２
７にはメモリテーブルが設けられており、入力信号の振
幅値の平均値、温度計測結果の平均値及びこれらの値に
対応し歪検出ループにおいてキャンセル量が最大になる
ような入力信号の制御値のデータが組となって記憶され
ている。パラメータ蓄積部２７は入力信号の振幅値及び
温度計測結果の平均値の算出の際に、メモリテーブルを
参照して出力する入力信号の制御値のデータを特定す
る。

【００４７】方向性結合器１４から出力された歪成分信
号は、結合器２０で検知され、さらに検波器２１におい
て振幅値が検出されると、検出結果は制御回路２９に出
力される。制御回路２９に入力された検波器２１の検出
結果は、まずＡ／Ｄ変換器２２においてデジタル変換さ
れ、さらに調整制御部２８に出力される。

【００４８】調整制御部２８にもＲＡＭのメモリテーブ
ルが設けられており、サンプリングされた歪成分信号の
振幅値を順次メモリテーブルに書き込んでいく。同時に
調整制御部２８では、入力された歪成分信号の振幅値に
基づいて、前サンプルとの振幅差と数サンプル前の振幅
値の平均値とを算出し、メモリテーブルに書き込んでい
く。調整制御部２８はパラメータ蓄積部２７から入力信
号の振幅値及び温度計測結果の平均値に対応する入力信
号の制御値のデータを読み出し、算出された歪成分信号
の振幅値の平均値とに基づいて、主増幅器１３及び歪発
生器１８に入力される入力信号の位相及び振幅の調整制
御を行う。

【００４９】調整制御部２８における歪成分信号の振幅
の平均値算出において、入力された歪成分信号と前サン
プルとの振幅差が一定の値、すなわち閾値を超えた場
合、調整制御部２８は入力信号に瞬時のピーク電力が含
まれているものとみなして、このとき入力された歪成分
信号の振幅値については演算処理の対象から外す。具体
的には振幅差の算出にはこの振幅値を用いずにその前の
振幅値によって、平均値の算出にはこの振幅値を除いた
前後の振幅値から行うようにする。前サンプルとの振幅
差が閾値を超えない場合、調整制御部２８はこのとき入
力された歪成分信号の振幅値を演算対象として、新たに
振幅差及び平均値を算出する。

【００５０】上述したように、本発明の実施例１の歪補
償増幅器では、制御回路２９において瞬時のピーク電力
に対する振幅値を除いて主増幅器１３及び歪発生器１８
への入力信号の制御を行うようにしているため、瞬時の
ピーク電力による過大な歪信号成分によらず安定して入
力信号の制御を行うことができ、結果として安定した歪
補償増幅を行うことができる。歪発生回路１８を挿入し
たことで歪成分信号のキャンセル量を確保できるため、
図１の歪補償増幅器と比較して一層歪成分信号を除去で
きる効果がある。また受信直後の入力信号の振幅値及び
温度測定結果の平均値を入力信号の制御のための入力パ
ラメータとしているため、環境に応じて安定した歪補償
増幅を行える効果がある。

【００５１】上述したように、ＣＤＭＡ等の瞬時のピー
ク電力を有する信号では、入力レベルのピーク時と平均
値との差が１０ｄＢ以上に及ぶ。このような入力信号に
対しては、歪補償増幅器において入力信号又は平均値の
ダイナミックレンジを広範囲に設定し、最適な動作点で
主増幅器及び歪発生器を動作させることで高精度の歪補
償を行うことができる。このため歪補償増幅器では、歪
成分信号だけでなく、入力信号及び温度測定結果を常に
監視し、監視結果に基づいて入力信号の調整制御を行う
ことが好適である。

【００５２】図４は本発明の第２の実施例の歪補償増幅
器の構成図である。以下、本発明の第２の実施例の構成
及び動作について、図３の歪補償増幅器との相違点を中
心に図４を用いて説明する。尚、図３の歪補償増幅器と
同一の構成をとる部分についての構成及び動作について
は、説明は省略する。制御回路２９において、検波器２
４で検出された受信直後の入力信号の振幅値はデジタル
変換後に調整制御部２８´に出力される点、検波器２１
で検出された歪成分信号の振幅値はデジタル変換後にパ
ラメータ蓄積部２７´に出力される点が図３の歪補償増
幅器と相違する。

【００５３】パラメータ蓄積部２７´には受信直後の入
力信号の振幅値と、温度計測結果の他に、Ａ／Ｄ変換器
２２から歪成分信号の振幅値が入力される。パラメータ
蓄積部２７´はこれら３種のパラメータ値をサンプリン
グし、順次記憶する。パラメータ蓄積部２７´にはメモ
リテーブルが設けられており、入力信号の振幅値、温度
計測結果及びこれらの値に対応し歪検出ループにおいて
キャンセル量が最大になるような入力信号の制御値のデ
ータが組となって記憶されている。パラメータ蓄積部２
７´は、記憶されたパラメータ及びメモリテーブルを参
照して出力する入力信号の制御値のデータを特定する。

【００５４】調整制御部２８´では、入力された受信直
後の入力信号及び歪成分信号の振幅値を用いて、主増幅
器１３及び歪発生器１８への入力信号の調整制御を行っ
ている。調整制御部２８´は受信直後の入力信号及び歪
成分信号の振幅値を時系列でサンプリングし、内部のメ
モリテーブルに書き込む。また調整制御部２８´は、図
３の歪補償増幅回路の調整制御部２８と同様の方法で、
歪成分信号の振幅値の平均値を算出し、メモリテーブル
に書き込む。調整制御部２８´はパラメータ蓄積部２７
´から入力信号の振幅値及び温度計測結果に対応する入
力信号の制御値のデータを読み出し、記憶されている入
力信号の振幅値及び歪成分信号の振幅値の平均値とに基
づいて、主増幅器１３及び歪発生器１８に入力される入
力信号の位相及び振幅の調整制御を行う。

【００５５】図４の歪補償増幅器によれば、受信直後の
入力信号の振幅値を調整制御部２８に入力することによ
って、常に受信直後の入力信号のレベルを監視しながら
主増幅器１３及び歪発生器１８への入力信号の制御を行
うことができるため、さらに高精度に歪補償増幅を行え
る効果がある。例えば増幅器の経年劣化により出力特性
が変化するような現象についても、入力信号を監視する
ことによって現状に則した制御を行うことができるた
め、さらに安定した入力信号の制御を行うことができ
る。

【００５６】また、本発明の実施例１及び２の歪補償増
幅器において、制御回路２９はアナログ回路又はデジタ
ル回路のいずれを用いても上述した効果を奏するもので
ある。

【００５７】入力信号又は平均値のダイナミックレンジ
を広範囲に確保する制御方法では、温度計測結果、入力
信号及び歪成分信号の振幅値のパラメータを高速でサン
プリングするための演算処理媒体と、サンプリングに伴
う参照パラメータの数が膨大になるため、パラメータを
記憶するための大容量の記憶媒体を歪補償増幅器に用い
ることが高精度の歪補償を行う上で好ましい。

【００５８】図５は、本発明の第３の実施例の歪補償増
幅器の構成図である。図５の歪補償増幅器では、第２の
実施例における制御回路２９の代わりに高速ＤＳＰ（Di
gital Signal Processor）を用いた高速制御部３０を設
けており、高速サンプリングによる入力パラメータの記
憶及び演算処理を行っている。

【００５９】図６は、高速制御部３０の構成ブロック図
である。高速制御部３０では、温度センサ２６の温度測
定結果、検波器２４からの受信直後の入力信号の振幅値
及び検波器２１からの歪成分信号の振幅値がＤＳＰ３１
に入力される。このうち受信直後の入力信号の振幅値、
歪成分信号の振幅値はそれぞれ、Ａ／Ｄ変換器２５、２
２でデジタル変換された後ＤＳＰ３１に入力される。Ｄ
ＳＰ３１は、第２の実施例におけるパラメータ蓄積部２
７´及び調整制御部２８´に相当し、高速でサンプリン
グされた入力パラメータを記憶し、これらに基づいて主
増幅器１３及び歪発生器１８に入力される入力信号の調
整制御を行っている。ＤＳＰ３１における入力信号の調
整動作は、図４のパラメータ蓄積部２７´及び調整制御
部２８´と同様であるので、説明は省略する。また高速
制御部３０では、歪補償ループ中の歪成分信号が電力増
幅器（図ではＰＡ）３２に入力され、増幅された後、位
相特定器（図ではＰＤ）３３に出力される。位相特定器
３３では、ＤＳＰ３１で出力される制御情報に基づいて
歪成分信号の位相を調整し、さらに電力増幅器３４にお
いて増幅し、振幅の調整を行った後、主増幅器１３及び
歪発生器１８に出力することで入力信号の制御を行って
いる。

【００６０】図５の歪補償増幅器によれば、高速演算を
行うＤＳＰを制御回路として用いたことによって、入力
パラメータの高速サンプリングに対応して主増幅器１３
及び歪発生器１８への入力信号の調整制御を行うことが
できるため、さらに高精度に歪補償増幅を行うことがで
きる。すなわち多数の演算処理を高速に行い、かつ大量
の入力パラメータを記憶できるため、瞬時の入力信号の
レベルの変動にも対応でき一層高精度の歪補償増幅を行
うことができる効果がある。またＤＳＰで制御回路を構
成したことによって、回路規模を縮小化できるため、歪
補償増幅器全体の回路規模を縮小できる効果がある。

【００６１】

【発明の効果】本発明によれば、歪検出ループにおいて
歪成分を検出し、歪補償ループにおいて増幅した入力信
号と歪成分信号とを逆位相で合成し、基本波成分信号を
増幅するフィードフォワード歪補償増幅器において、主
増幅器と同じ出力特性を有する歪発生器を歪検出ループ
の主増幅器とは別のルートに設けたことにより、主増幅
器で発生する位相及び振幅のキャンセル量のエラーを補
正でき、２トーンの搬送波や瞬時のピーク電力を含む入
力信号の増幅の際に歪検出ループでの基本波成分信号の
キャンセル量を確保できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る歪補償増幅器の構成
図である。

【図２】本発明の実施の形態に係る歪補償増幅器におけ
る主増幅器及び歪発生器の出力特性を示した特性図であ
る。

【図３】本発明の第１の実施例の歪補償増幅器の構成図
である。

【図４】本発明の第２の実施例の歪補償増幅器の構成図
である。

【図５】本発明の第３の実施例の歪補償増幅器の構成図
である。

【図６】本発明の第３の実施例の歪補償増幅器におけ
る、高速制御部の構成ブロック図である。

【図７】従来のフィードフォワード方式の歪補償増幅器
の構成ブロック図である。

【図８】振幅偏差及び位相偏差とキャンセル量の関係を
示したグラフ図である。

【図９】ネットワークアナライザでの測定方法及びキャ
ンセル量の測定結果を示した図である。

【図１０】歪検出ループ及び歪補償ループで得られる２
トーンの搬送波の入力信号のスペクトラム分布を示した
図である。

【図１１】増幅器におけるＡＭ−ＡＭ変換とＡＭ−ＰＭ
変換のベクトル図及び増幅器の出力特性を示した図であ
る。

【図１２】従来のフィードフォワード歪補償増幅器で増
幅した場合のスペクトラム分布の解析図である。

【図１３】従来の歪補償増幅器における、歪検出ループ
の遅延器のルートでの入力信号のＣＣＤＦ特性を示した
図である。

【符号の説明】

１１、４２…分配器、 １２、４１…増幅器、 １３、
４３…主増幅器、 １４、１７、４４、４６…方向性結
合器、 １５、１９、４５、４７…遅延器、１６、４８
…補助増幅器、 １８…歪発生器、 ２０、２３…結合
器、 ２１、２４…検波器、 ２２、２５…Ａ／Ｄ変換
器、 ２６…温度センサ、 ２７、２７´…パラメータ
蓄積部、 ２８、２８´…調整制御部、 ２９…制御回
路、３０…高速制御部、 ３１…ＤＳＰ、 ３２、３４
…電力増幅器、 ３３…位相特定器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山川 純一郎 東京都中野区東中野三丁目14番20号 株式 会社日立国際電気内 Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA02 CA27 CN04 FA07 FA08 FA19 FN07 FN09 FN14 GN02 GN04 GN07 HA19 HA43 HN08 HN20 KA15 KA34 KA55 MA14 SA14 TA01 TA02 TA03 5K060 BB07 CC04 DD04 EE05 FF06 HH06 JJ16 KK06

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を２つのルートに分配する分配
   器と、 一方のルートに主増幅器を、他方のルートに第１の遅延
   器及び前記主増幅器と同一の出力特性を有する歪発生器
   を設け、 前記主増幅器によって増幅された入力信号と、前記第１
   の遅延器及び前記歪発生器によって遅延かつ増幅された
   入力信号とを逆位相で合成して前記入力信号中の基本波
   成分信号を相殺し、合成結果である歪成分信号を一方の
   出力端子から出力し、他方の出力端子から前記主増幅器
   によって増幅された入力信号を出力する第１の方向性結
   合器とを備える歪検出ループと、 一方のルートに第２の遅延器を、他方のルートに補助増
   幅器を設け、 前記第２の遅延器によって遅延された前記増幅された入
   力信号と、前記補助増幅器によって前記増幅された入力
   信号と同レベルに増幅された前記歪成分信号とを逆位相
   で合成し、合成結果である増幅された基本波成分信号を
   出力する第２の方向性結合器とを備える歪補償ループと
   を有することを特徴とするフィードフォワード歪補償増
   幅器。
2. 【請求項２】 請求項１記載のフィードフォワード歪補
   償増幅器において、歪検出ループで検出された歪成分信
   号を検知し、前記歪成分信号の振幅値を検出する歪成分
   検知手段と、 入力信号を検知し、前記入力信号の振幅値を検出する入
   力信号検知手段と、 フィードフォワード歪補償増幅器の近傍の温度を計測
   し、温度測定結果を出力する温度測定手段と、 前記入力信号の振幅値及び前記温度測定結果についてそ
   れぞれの平均値及び歪発生器への入力信号の位相及び振
   幅の調整制御値を記憶するパラメータ記憶手段と、 歪検出ループで相殺される基本波成分信号のキャンセル
   量が最大となるように歪発生器への入力信号の位相及び
   振幅の調整制御を行う入力信号調整手段とを設け、 前記入力信号調整手段は、前記歪成分信号の振幅値を時
   系列でサンプリングし、前記歪成分信号の振幅値が規定
   値以下である場合、当該振幅値を含めた平均値を算出
   し、規定値より大である場合、前記規定値より小さい代
   替値を出力することによって振幅値の平均値をサンプル
   毎に算出し、前記入力信号の振幅値の平均値及び前記温
   度測定結果の平均値とに基づいて、歪検出ループにおけ
   る基本波成分信号のキャンセル量が最大となるような調
   整制御値を前記パラメータ記憶手段から読み出し、前記
   調整制御値及び前記歪成分信号の振幅値の平均値とに基
   づいて入力信号の位相又は振幅の調整制御を行う手段で
   あることを特徴とするフィードフォワード歪補償増幅
   器。
3. 【請求項３】 請求項１記載のフィードフォワード歪補
   償増幅器において、 歪検出ループで検出された歪成分信号を検知し、前記歪
   成分信号の振幅値を検出する歪成分検知手段と、 入力信号を検知し、前記入力信号の振幅値を検出する入
   力信号検知手段と、 フィードフォワード歪補償増幅器の近傍の温度を計測
   し、温度測定結果を出力する温度測定手段と、 前記歪成分信号の振幅値、前記入力信号の振幅値及び前
   記温度測定結果と、歪発生器への入力信号の位相及び振
   幅の調整制御値を記憶するパラメータ記憶手段と、 歪検出ループで相殺される基本波成分信号のキャンセル
   量が最大となるように歪発生器への入力信号の位相及び
   振幅の調整制御を行う入力信号調整手段とを設け、 前記入力信号調整手段は、前記歪成分信号の振幅値及び
   前記入力信号の振幅値を時系列でサンプリングし、前記
   歪成分信号の振幅値が規定値以下である場合、当該振幅
   値を含めた平均値を算出し、規定値より大である場合、
   前記規定値より小さい代替値を出力することによって振
   幅値の平均値をサンプル毎に算出し、前記入力信号の振
   幅値及び前記温度測定結果とに基づいて、歪検出ループ
   における基本波成分信号のキャンセル量が最大となるよ
   うな調整制御値を前記パラメータ記憶手段から読み出
   し、前記調整制御値、前記入力信号の振幅値及び前記歪
   成分信号の振幅値の平均値とに基づいて入力信号の位相
   又は振幅の調整制御を行う手段であることを特徴とする
   フィードフォワード歪補償増幅器。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のフィードフォワード歪
   補償増幅器において、 歪検出ループで検出された歪成分信号を検知し、前記歪
   成分信号の振幅値を検出する歪成分検知手段と、 入力信号を検知し、前記入力信号の振幅値を検出する入
   力信号検知手段と、 フィードフォワード歪補償増幅器の近傍の温度を計測
   し、温度測定結果を出力する温度測定手段と、 ＤＳＰで構成され、前記歪成分信号の振幅値、前記入力
   信号の振幅値、前記温度測定結果及び歪発生器への入力
   信号の位相及び振幅の調整制御値を記憶し、歪検出ルー
   プで相殺される基本波成分信号のキャンセル量が最大と
   なるように歪発生器への入力信号の位相及び振幅の調整
   制御を行う入力信号調整回路とを設け、 前記入力信号調整回路は、前記歪成分信号の振幅値、前
   記入力信号の振幅値及び前記温度測定結果とを時系列で
   サンプリングし、前記歪成分信号の振幅値が規定値以下
   である場合、当該振幅値を含めた平均値を算出し、規定
   値より大である場合、前記規定値より小さい代替値を出
   力することによって振幅値の平均値をサンプル毎に算出
   し、前記入力信号の振幅値及び前記温度測定結果とに基
   づいて、歪検出ループにおける基本波成分信号のキャン
   セル量が最大となるような調整制御値を読み出し、前記
   調整制御値、前記入力信号の振幅値及び前記歪成分信号
   の振幅値の平均値とに基づいて入力信号の位相又は振幅
   の調整制御を行う回路であることを特徴とするフィード
   フォワード歪補償増幅器。