JP2002223572A

JP2002223572A - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明器具

Info

Publication number: JP2002223572A
Application number: JP2001017724A
Authority: JP
Inventors: Koji Saeki; 浩司佐伯; Hiroshi Seike; 宏清家
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-01-26
Filing date: 2001-01-26
Publication date: 2002-08-09

Abstract

(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチ素子に並列接続し
たインピーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴な
う発熱を必要以上に発生させること無く入力電流の歪み
を抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させる。【解決手段】ＤＣ−ＤＣ変換部２の昇圧型チョッパ回路
を構成するスイッチ素子Ｑ１にインピーダンスが可変で
ある可変インピーダンス要素５を並列接続している。而
して、周囲温度が上昇すると放電灯Ｌａの出力電力が減
少する方向に変化し、リアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域
が長くなる。このとき、抵抗体６の抵抗値も温度上昇に
伴なって正方向に上昇するため、可変インピーダンス要
素５のインピーダンスが増大して振動電流の減衰効果が
向上し、入力電流Ｉｉｎに歪みを生じず、入力電流Ｉｉ
ｎの高調波成分を低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置、放電灯
点灯装置及び照明器具に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の電源装置の多くはコンデンサイン
プット形の整流平滑回路構成を用いており、入力高調波
の増加が問題となっている。入力高調波の増加は商用電
源電圧波形の歪みの原因となり、電力損失の増加や他機
器への誤動作・不動作等の悪影響を引き起こす原因とな
っていた。そのため、入力電流が略正弦波状になるよう
にして入力高調波成分を低減する入力電流歪み改善手段
を備えた電源装置が従来より提案されている。

【０００３】図１７は上記入力電流歪み改善手段を備え
た従来の電源装置を用いて負荷である放電灯を点灯する
放電灯点灯装置の詳細回路構成を示している。以下、こ
の従来例（従来例１）について簡単に説明する。

【０００４】ＡＣ−ＤＣ変換部１は、電源帰還ノイズ低
減用のラインフィルタＬＦ１〜ＬＦ４、雑防用コンデン
サＣ９からなるフィルタ部１ａ、及びダイオードブリッ
ジからなる整流回路１ｂにて構成され、商用電源のよう
な交流電源ＡＣから供給される交流出力を整流してＤＣ
−ＤＣ変換部２に供給する。

【０００５】ＤＣ−ＤＣ変換部２は、スイッチ素子（例
えば電界効果トランジスタ）Ｑ１、ダイオードＤ５、チ
ョークコイルＬ１、雑防用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１〜
Ｒ６、スイッチ素子Ｑ１をオン／オフ制御するチョッパ
制御回路１０’からなる昇圧型チョッパ回路、及びこの
昇圧型チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサＣ
２からなる平滑回路にて構成される。なお、このような
昇圧型チョッパ回路の回路構成は従来周知であるから詳
しい説明は省略する。

【０００６】ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力端に接続される
負荷回路は、インバータ回路３及び共振負荷部４にて構
成されている。インバータ回路３は、交互にオンされる
スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路がＤＣ−ＤＣ変換部
２の出力端間に接続された、所謂ハーフブリッジ構成を
有している。各スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の両端にはダイ
オードが逆並列接続されている。なお、このダイオード
はスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３に電界効果トランジスタを用
いる場合には、その寄生ダイオードにて代用されるのが
一般的である。これらのスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３はイン
バータ制御回路２０によってオン／オフ制御され、イン
バータ制御回路２０が出力する制御信号に応じて駆動回
路３ａを介してスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３を交互に高周波
でオン／オフさせ、放電灯の予熱、始動、点灯時の発振
周波数の制御、及び放電灯異常時の保護動作などの制御
を行う。

【０００７】インバータ回路３の出力端（スイッチ素子
Ｑ３の両端）に接続される共振負荷部４は、直流カット
用コンデンサＣ３と、インダクタンスＬ２及びコンデン
サＣ４の直列共振回路と、コンデンサＣ４に並列接続さ
れた放電灯Ｌａとで構成される。

【０００８】交流電源ＡＣの交流出力がフィルタ部１ａ
を介して整流回路１ｂに入力されて全波整流される。整
流回路１ｂで整流された直流電圧（入力電圧）Ｖｉｎは
ＤＣ−ＤＣ変換部２の昇圧型チョッパ回路に入力され、
昇圧型チョッパ回路にて所望の直流電圧に変換され、平
滑回路にて平滑された直流電圧（出力電圧）Ｖｄｃとし
てインバータ回路３に出力される。インバータ回路３
は、インバータ制御回路２０の制御信号を受けた駆動回
路３ａにてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３を高周波で交互にオ
ン／オフすることにより、スイッチ素子Ｑ３の両端に接
続されたインダクタンスＬ２及びコンデンサＣ４からな
る共振回路にて高周波電力に変換し、放電灯Ｌａに高周
波電力を供給して点灯制御する構成となっている。

【０００９】而して、上記従来例１においては、入力電
流歪みを改善する手段として昇圧型チョッパ回路を用い
ており、以下、簡単に昇圧型チョッパ回路の回路動作を
説明する。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、整流
回路１ｂの出力端間がチョークコイルＬ１を介して短絡
され、チョークコイルＬ１には整流回路１ｂからの入力
電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加する電流が流
れる。次にスイッチ素子Ｑ１がオフするとチョークコイ
ルＬ１に誘導起電圧が発生し、入力電圧Ｖｉｎに重畳し
てダイオードＤ５を介して平滑コンデンサＣ２が充電さ
れる。このときにチョークコイルＬ１から流れる電流Ｉ
_L1は、ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧Ｖｄｃと入力電圧
Ｖｉｎの差に比例した傾きで減少していく。このサイク
ルを交流電源ＡＣの電源電圧の１周期の全期間で繰り返
すことにより、交流電源ＡＣからは包絡線が正弦波であ
るノコギリ歯状の入力電流が流れる。この入力電流をフ
ィルタ部１ａに設けられた低周波フィルタを通すことに
より、入力電圧（電源電圧）と相似した波形の入力電流
とすることができ、高調波成分を低く押さえることがで
きる。

【００１０】上述のようなスイッチ素子Ｑ１のオン／オ
フ制御は、図１８に示すようなチョッパ制御回路１０’
にて行われる。このチョッパ制御回路１０’には、入力
電圧Ｖｉｎを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得られる検
出電圧Ｖ１、チョークコイルＬ１に流れる電流Ｉ_L1によ
りチョークコイルＬ１の２次巻線ｎ２に誘起されて抵抗
Ｒ３を介して取り込まれる検出電圧Ｖ２、スイッチ素子
Ｑ１にオン時に流れる電流Ｉ_Q1を検出抵抗Ｒ４で電圧変
換して得られる検出電圧Ｖ３、ＤＣ−ＤＣ変換部２の出
力電圧Ｖｄｃを分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧して得られる
検出電圧Ｖ４が与えられる。そして、チョッパ制御回路
１０’がこれらの検出電圧Ｖ１〜Ｖ４に応じてスイッチ
素子Ｑ１のスイッチング周波数あるいはオンデューティ
比を調整することにより、交流電源ＡＣからの入力電流
を正弦波に近づけるとともに、交流電源ＡＣの電源電圧
の変動や負荷回路の変動に対してＤＣ−ＤＣ変換部２の
出力電圧Ｖｄｃを略一定とする制御を行うものである。

【００１１】以下、チョッパ制御回路１０’の制御動作
をさらに詳しく説明する。チョッパ制御回路１０’は、
図１８に示すように演算増幅器ＯＰ、乗算器ＭＰ、比較
器ＣＰ、フリップフロップ回路ＦＦ並びにドライブ回路
Ｄを具備し、演算増幅器ＯＰの反転入力端子に検出電圧
Ｖ４、乗算器ＭＰに検出電圧Ｖ１、比較器ＣＰの反転入
力端子に検出電圧Ｖ３、フリップフロップ回路ＦＦの一
方の入力端子に検出電圧Ｖ２がそれぞれ入力されてい
る。ドライブ回路Ｄは、フリップフロップ回路ＦＦの出
力信号に応じて図１９に示すような方形波のパルス信号
からなる制御信号Ｓ１をスイッチ素子Ｑ１のゲートに出
力し、制御信号Ｓ１がＨレベルのときにスイッチ素子Ｑ
１をオン、制御信号Ｓ１がＬレベルのときにスイッチ素
子Ｑ１をオフする。演算増幅器ＯＰの非反転入力端子に
は基準電源ｒｅｆから基準電圧Ｖｒが入力されており、
検出電圧Ｖ４が基準電圧Ｖｒよりも高い場合に演算増幅
器ＯＰの出力電圧が低下し、検出電圧Ｖ４が基準電圧Ｖ
ｒよりも低い場合に演算増幅器ＯＰの出力電圧が上昇す
る。ここで、演算増幅器ＯＰの出力端子がコンデンサＣ
ｏを介して反転入力端子に接続されており、演算増幅器
ＯＰの出力電圧はコンデンサＣｏの負帰還動作によって
積分されて比較的緩やかに変化する。

【００１２】乗算器ＭＰの一方の入力端子には演算増幅
器ＯＰの出力が入力され、他方の入力端子には検出電圧
Ｖ１が入力されており、乗算器ＭＰからはＤＣ−ＤＣ変
換部２の入力電圧に対応した検出電圧Ｖ１に、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部２の出力電圧Ｖｄｃに応じた演算増幅器ＯＰの
出力電圧を乗算した電圧が出力される。このような乗算
器ＭＰの出力電圧は、交流電源ＡＣの電源電圧波形と、
ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧Ｖｄｃとを基準電圧ｒｅ
ｆによって略一定とする情報を併せ持つものになり、比
較器ＣＰの非反転入力端子に入力される。ここで、図１
９に示すようにスイッチ素子Ｑ１に流れる電流Ｉ_Q1が増
加傾向にある場合、乗算器ＭＰの出力電圧が検出電圧Ｖ
３を上回るために比較器ＣＰの出力はＨレベルとなる。
スイッチ素子Ｑ１に流れる電流Ｉ_Q1が増加していくとつ
いには検出電圧Ｖ３が乗算器ＭＰの出力電圧を上回り、
比較器ＣＰの出力がＬレベルに反転する。比較器ＣＰの
出力がＬレベルに反転するとフリップフロップ回路ＦＦ
の出力信号も反転するため、ドライブ回路Ｄから出力さ
れる制御信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに反転してス
イッチ素子Ｑ１がオフする。スイッチ素子Ｑ１がオフし
て電流Ｉ_Q1が停止すると、チョークコイルＬ１に誘導起
電圧が発生し、入力電圧Ｖｉｎに重畳してダイオードＤ
５に平滑コンデンサＣ２を充電する充電電流Ｉ_D5が流れ
る（図１７参照）。この充電電流Ｉ_D5はスイッチ素子Ｑ
１がオフの時に流れ、図１９に示すようにチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギの放出とともに徐々に減少
してやがてゼロになる。充電電流Ｉ_D5がゼロになるとチ
ョークコイルＬ１の２次巻線ｎ２に発生する誘導起電圧
の向きが反転し、それに伴って検出電圧Ｖ２も反転する
ことになる。検出電圧Ｖ２が反転すればフリップフロッ
プ回路ＦＦの出力信号も反転するため、ドライブ回路Ｄ
から出力される制御信号Ｓ１がＬレベルからＨレベルに
反転してスイッチ素子Ｑ１がオンする。

【００１３】以上の動作を数十ｋＨｚの周波数で繰り返
すとともに各検出電圧Ｖ１〜Ｖ４に応じてスイッチ素子
Ｑ１のスイッチング周波数もしくはオンデューティ比を
変化させてチョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギ量
を可変させることにより、図１９に示すような鋸刃状の
リアクトル電流Ｉ_L1（＝Ｉ_Q1＋Ｉ_D5）が流れ、フィルタ
部１ａによって平均化された正弦波状の電流（ＡＶＧ）
が入力電流となり、交流電源ＡＣから入力される入力電
流Ｉｉｎの波形が図２０に示すような正弦波に近い波形
となる。

【００１４】本従来例のような昇圧型チョッパ回路の制
御方式は、一般的にゼロクロススイッチング制御方式と
呼ばれており、チョークコイルＬ１にはリアクトル電流
Ｉ_L1が略連続的に流れ、リアクトル電流Ｉ_L1がゼロにな
ると再びリアクトル電流Ｉ_L1が流れるという動作が繰り
返される。このようなゼロクロススイッチング制御方式
を用いれば入力電流Ｉｉｎを略正弦波状にできるために
入力力率は略１となり、入力電流Ｉｉｎの高調波成分も
大幅に低減できる。ところが、このようなゼロクロスス
イッチング制御方式の場合、チョッパ制御回路１０’の
回路構成が非常に複雑となり、また制御動作に必要な各
種の検出信号Ｖ１〜Ｖ４を得るための回路構成も必要と
なるために部品点数が増加し、コストアップが避けられ
ないという問題がある。

【００１５】上記従来例１が持つ問題を解決する従来例
（従来例２）として、図２１に示すように他の入力電流
歪み改善手段を備えた電源装置を用いた放電灯点灯装置
が提案されている。この従来例２が従来例１と異なる点
は、図２２に示すようにチョッパ制御回路１０が簡略化
されている点にある。具体的には、比較器ＣＰ、基準電
圧源ｒｅｆ、フリップフロップ回路ＦＦ並びにドライバ
回路Ｄのみでチョッパ制御回路１０が構成されており、
ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧を検出した検出電圧Ｖ４
のみに応じてスイッチ素子Ｑ１の制御が行われる。すな
わち、検出電圧Ｖ４と基準電圧Ｖｒを比較した比較器Ｃ
Ｐの出力がフリップフロップ回路ＦＦの一方の入力端子
に入力され、フリップフロップ回路ＦＦの他方の入力端
子には周期一定の方形波パルスからなる同期信号Ｓ０が
入力されており、フリップフロップ回路ＦＦの出力信号
に応じてドライブ回路Ｄから出力する制御信号Ｓ１をス
イッチ素子Ｑ１のゲートに出力し、検出電圧Ｖ４に基づ
いて出力電圧Ｖｄｃを所望の値とするようにオンデュー
ティ比を調整しながら、同期信号Ｓ０の周波数に同期し
た一定の周波数でスイッチ素子Ｑ１をオン／オフしてい
る。

【００１６】ところが、上記従来例２ではチョッパ制御
回路１０が一定の周波数でスイッチ素子Ｑ１をオン／オ
フ制御しており、従来例１におけるチョッパ制御回路１
０’のようにチョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギ
量を全波整流後の脈流電圧（入力電圧）Ｖｉｎの検出電
圧Ｖ１に応じて可変するようにスイッチ素子Ｑ１をオン
／オフする制御を行っていないため、図２３に示すよう
にチョークコイルＬ１に流れるリアクトル電流Ｉ_L1の包
絡線波形（ＡＶＧ）が正弦波に対して若干歪んだ波形と
なり、フィルタ部１ａを介した入力電流波形も同様に歪
んだ波形となる。この場合、入力電流Ｉｉｎも図２４に
示すように正弦波に対して若干歪んだ波形となる。

【００１７】本従来例のような昇圧型チョッパ回路の制
御方式は、一般的に不連続チョッパ制御方式と呼ばれて
おり、チョークコイルＬ１にはリアクトル電流Ｉ_L1が連
続的に流れず、リアクトル電流Ｉ_L1が一旦ゼロとなって
から流れる向きが反転するまでの間に暫くリアクトル電
流Ｉ_L1が流れない不連続領域が生じる。本制御方式の場
合、従来例１で説明したゼロクロススイッチング方式と
比べると入力電流Ｉｉｎに若干の歪みを生じるが、コン
デンサインプット形の整流平滑回路構成の場合のような
入力電流の休止期間は発生しないので入力力率は１に近
い値となり、入力高調波も低減される。本制御方式であ
れば、チョッパ制御回路１０を簡略化でき、またスイッ
チ素子Ｑ１の制御動作に必要な各検出信号を得るための
回路構成も簡略化できるために部品点数が削減でき、大
幅なコストダウンが図れるという利点がある。

【００１８】一方、上記不連続チョッパ制御方式による
不具合として、図２５及び図２６に示すように入力電流
Ｉｉｎの波形が大きく歪んでしまうことがある。この原
因は、入力電圧Ｖｉｎの電圧ピーク近傍（位相π／２近
傍）における高い入力電圧の時に、リアクトル電流Ｉ_L1
がゼロになる前にスイッチ素子Ｑ１がオンすることとな
り、リアクトル電流Ｉ_L1が不連続状態から一時的に連続
状態になるためである。このような状態になるとリアク
トル電流Ｉ_L1の平均値である入力電流Ｉｉｎの波形も図
２６のように大きく歪み、入力高調波が増大することに
なる。このような不具合を解消するためには入力電圧Ｖ
ｉｎの電圧ピーク近傍においても確実にリアクトル電流
Ｉ_L1の不連続領域が発生するようにチョークコイルＬ１
のインダクタンス値及びスイッチ素子Ｑ１のスイッチン
グ周波数（あるいはオン幅）を設定してやればよい。

【００１９】また、上記不連続チョッパ制御方式には、
次のような不具合もある。すなわち、リアクトル電流Ｉ
_L1の不連続領域では、昇圧型チョッパ回路が図２７に示
すような等価回路で表され、スイッチ素子Ｑ１及びダイ
オードＤ５がオフとなっている。このとき、チョークコ
イルＬ１の寄生容量Ｃ01とスイッチ素子Ｑ１の寄生容量
Ｃ02並びにその他の容量成分により、図２８に示すよう
にＡＣ−ＤＣ変換部１とチョークコイルＬ１とスイッチ
素子Ｑ１の回路ループに振動電流が流れる。この振動電
流が流れている期間において、次サイクルでのスイッチ
素子Ｑ１のオン動作が振動電流の山部もしくは谷部で開
始されるとスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄのピー
ク値が変化する。すなわち、図２９（ａ）に示すように
振動電流が流れていない場合のスイッチ素子Ｑ１のドレ
イン電流Ｉｄのピーク値をＩp1とした場合、振動電流が
流れ、且つ振動電流の谷部でスイッチ素子Ｑ１がオンし
た場合のドレイン電流Ｉｄのピーク値Ｉp2は、図２９
（ｂ）に示すように振動電流が流れない場合のピーク値
Ｉp1よりも低い値となる。また、振動電流が流れ、且つ
振動電流の山部でスイッチ素子Ｑ１がオンした場合のド
レイン電流Ｉｄのピーク値Ｉp3は、図２９（ｃ）に示す
ように振動電流が流れない場合のピーク値Ｉp1よりも高
い値となる。その結果、振動電流の発生によって交流電
源ＡＣの電源電圧の１周期内で入力電流Ｉｉｎのピーク
値が大きく変化することになり、図２９（ｄ）に示す振
動電流が生じない場合に比べて、図２９（ｅ）に示すよ
うに入力電流Ｉｉｎが略正弦波状とならずに歪んだ波形
となる。

【００２０】このような不具合を解消するために、スイ
ッチ素子Ｑ１と並列に接続したインピーダンス要素で上
記振動電流を抑制する構成が従来より採用されている。
ここで、上記インピーダンス要素として抵抗Ｒ１０とコ
ンデンサＣ１０の直列回路をスイッチ素子Ｑ１に並列接
続した場合の昇圧型チョッパ回路の等価回路を図３０に
示す。而して、リアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域に流れ
る振動電流をインピーダンス要素の抵抗Ｒ１０によって
減衰させることにより、図３１に示すように上記不連続
領域における振動電流を抑制して入力電流Ｉｉｎの歪み
を改善することができる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記インピ
ーダンス要素のインピーダンス（抵抗Ｒ１０の抵抗値と
コンデンサＣ１０の静電容量の合成インピーダンス）が
大きいほど、リアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域が長い場
合においても振動電流を充分に抑制することができるた
めに入力電流Ｉｉｎの歪み改善効果がさらに向上するこ
とになるが、インピーダンス要素における電力損失が増
大するために回路の発熱量が増えるという別の問題が生
じる。したがって、インピーダンス要素における電力損
失及びそれに伴う発熱を抑えつつ入力電流Ｉｉｎの歪み
を改善するためには、スイッチ素子Ｑ１に並列接続する
インピーダンス要素のインピーダンスを最適な値に設定
する必要があるが、負荷の変動によって上記インピーダ
ンスの最適値が変動してしまう。例えば、上記従来例
１，２のように負荷回路４に放電灯が含まれる場合、周
囲温度変化によって放電灯の出力電力（消費電力）は大
きく変化する。一般的に放電灯の消費電力は周囲温度が
高くなるにつれて減少方向に変化し、負荷が減少する
（負荷の消費電力が減少する）ことにより昇圧型チョッ
パ回路の出力電圧Ｖｄｃが上昇方向に変化するから、出
力電圧Ｖｄｃを所定値に保つためにスイッチ素子Ｑ１の
オン幅を狭めてチョークコイルＬ１に蓄えられるエネル
ギを減少させることにより出力電圧Ｖｄｃの上昇を抑え
ている。

【００２２】ここで、上述のような負荷変動時における
入力電流Ｉｉｎ及びリアクトル電流Ｉ_L1の変化の様子を
図３２及び図３３に示す。すなわち、負荷の減少に伴っ
て入力電流Ｉｉｎが波形Ａ１→波形Ｂ１→波形Ｃ１のよ
うに減少し（図３２参照）、リアクトル電流Ｉ_L1がスイ
ッチ素子Ｑ１のオン幅の減少に伴なって波形Ａ２→波形
Ｂ２→波形Ｃ２のように変化する（図３３参照）。この
とき、リアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域はスイッチ素子
Ｑ１のオン幅の減少に伴なってＴ１→Ｔ２→Ｔ３のよう
に長くなる（図３３参照）。また、放電灯の点灯状態を
全点灯（定格点灯）から調光点灯に切り換える場合にお
いても上述のような負荷減少によるリアクトル電流Ｉ_L1
の不連続領域の変化が起こる。さらに、交流電源ＡＣの
電源電圧が変動した場合においてもリアクトル電流Ｉ_L1
の上昇及び下降時の傾きが変化するため、それに伴なっ
て不連続領域の長さが変化する。

【００２３】一方、上述のような負荷変動時及び電源電
圧変動時の不連続領域の変化を考慮し、不連続領域が長
くなる場合においても入力電流の歪みを抑制できるよう
にスイッチ素子Ｑ１と並列に接続されるインピーダンス
要素のインピーダンス値を大きく設定した場合、不連続
領域が短くなる負荷状態及び電源電圧状態においてもイ
ンピーダンス要素における電力損失が必要以上に増加
し、且つ発熱が生じるという問題がある。また、インピ
ーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を
抑制するためにインピーダンス要素のインピーダンス値
を小さく設定した場合、負荷変動時及び電源電圧変動時
に不連続領域が長くなると振動電流を抑制できずに入力
電流に歪みが生じて入力電流の高調波成分が増大すると
いう問題が生じる。

【００２４】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、ＤＣ−ＤＣ変換部のス
イッチ素子に並列接続したインピーダンス要素に生じる
電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させる
こと無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波
成分を減少させることができる電源装置、放電灯点灯装
置及び照明器具を提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を整流するＡＣ−ＤＣ
変換部と、ＡＣ−ＤＣ変換部の出力をスイッチ素子のオ
ン・オフによってチョッピングするとともにチョッピン
グされた電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するＤ
Ｃ−ＤＣ変換部と、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力が供給され
る負荷回路とを備えた電源装置において、ＤＣ−ＤＣ変
換部のスイッチ素子にインピーダンスが可変である可変
インピーダンス要素を並列接続してなることを特徴と
し、インピーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴
なう発熱を必要以上に発生させること無く入力電流の歪
みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させること
ができる電源装置が提供できる。

【００２６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、可変インピーダンス要素は所定の抵抗温度特性を有
する抵抗体からなることを特徴とし、周囲温度の変化に
よって負荷が変動する場合において抵抗体の抵抗値が負
荷変動に合わせて変化するため、インピーダンス要素に
生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生
させること無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の
高調波成分を減少させることができる。

【００２７】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路の負荷状態に応じて可変インピーダンス要
素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可変手
段を備えたことを特徴とし、インピーダンス可変手段に
より負荷状態に応じて可変インピーダンス要素のインピ
ーダンスを変化させるため、負荷が変動する場合におい
てもインピーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴
なう発熱を必要以上に発生させること無く入力電流の歪
みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させること
ができる。

【００２８】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変インピーダン
ス要素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可
変手段を備えたことを特徴とし、負荷あるいは電源電圧
が変動した場合においても、インピーダンス可変手段が
ＤＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変インピーダンス要
素のインピーダンスを変化させ、インピーダンス要素に
生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生
させること無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の
高調波成分を減少させることができる。

【００２９】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、ＡＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変インピーダン
ス要素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可
変手段を備えたことを特徴とし、電源電圧が変動した場
合においても、インピーダンス可変手段がＡＣ−ＤＣ変
換部の出力に応じて可変インピーダンス要素のインピー
ダンスを変化させ、インピーダンス要素に生じる電力損
失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させること無
く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を
減少させることができる。

【００３０】請求項６の発明は、請求項４又は５の発明
において、負荷回路への供給電圧を検出する検出手段
と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−ＤＣ
変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手段と
を備え、インピーダンス可変手段は検出手段から出力す
る検出信号に応じて可変インピーダンス要素のインピー
ダンスを変化させてなることを特徴とし、負荷あるいは
電源電圧が変動した場合においても、インピーダンス可
変手段が検出信号に応じて可変インピーダンス要素のイ
ンピーダンスを変化させ、インピーダンス要素に生じる
電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させる
こと無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波
成分を減少させることができる。しかも、検出信号を出
力する検出手段を制御手段と共用するため、回路構成の
簡素化及び部品点数の削減によりコストダウンが図れ
る。

【００３１】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路への供給電圧を検出する検出手段と、検出
手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−ＤＣ変換部の
スイッチ素子をオン／オフ制御するとともに検出信号に
応じて可変インピーダンス要素のインピーダンスを変化
させる制御手段とを備えたことを特徴とし、負荷あるい
は電源電圧が変動した場合においても、制御手段が検出
信号に応じて可変インピーダンス要素のインピーダンス
を変化させ、インピーダンス要素に生じる電力損失及び
それに伴なう発熱を必要以上に発生させること無く入力
電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少さ
せることができる。しかも、可変インピーダンス要素の
制御をスイッチ素子を制御する制御手段で行うため、回
路構成の簡素化及び部品点数の削減によりコストダウン
が図れる。

【００３２】請求項８の発明は、請求項１〜７の何れか
の発明において、負荷回路への供給電圧を検出する検出
手段と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−
ＤＣ変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手
段とを備え、負荷回路は、ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力
を高周波交流に変換するインバータ回路と、インバータ
回路の発振周波数を制御するインバータ制御手段と、イ
ンバータ回路の高周波出力が供給される負荷部とを具備
し、制御手段は、インバータ制御手段によって制御する
発振周波数に同期してスイッチ素子をオン／オフ制御す
ることを特徴とし、制御手段とインバータ制御手段とで
一部の回路を共用するため、回路構成の簡素化及び部品
点数の削減によりコストダウンが図れる。

【００３３】請求項９の発明は、上記目的を達成するた
めに、請求項１〜８の何れかに記載の電源装置を用い、
ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力を高周波交流に変換するイ
ンバータ回路と、インバータ回路の発振周波数を制御す
るインバータ制御手段と、インダクタンス及びコンデン
サからなる共振回路と、共振回路に接続される放電灯と
からなる負荷回路を備えたことを特徴とし、請求項１〜
８の何れかの発明と同様の作用を奏する放電灯点灯装置
が提供できる。

【００３４】請求項１０の発明は、上記目的を達成する
ために、放電灯を支持する器具本体と、請求項９記載の
放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とし、請求項９の
発明と同様の作用を奏する照明器具が提供できる。

【００３５】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態の電源
装置は、図１に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含
まれた放電灯点灯装置として構成されている。但し、本
実施形態の基本構成は従来例１及び従来例２と共通であ
るから、共通する構成要素には同一の符号を付して説明
を省略し、本実施形態の特徴となる構成についてのみ説
明する。

【００３６】本実施形態は、ＤＣ−ＤＣ変換部２の昇圧
型チョッパ回路を構成するスイッチ素子Ｑ１にインピー
ダンスが可変である可変インピーダンス要素５を並列接
続した点に特徴がある。この可変インピーダンス要素５
は、図２に示すように正の抵抗温度特性を有する抵抗器
６とコンデンサＣ１０の直列回路からなる。なお、チョ
ッパ制御回路１０は従来例２と同一の構成を有するもの
であって、従来技術で説明した不連続チョッパ制御を行
っている。

【００３７】而して、インバータ回路３から負荷回路４
に供給される高周波電力にて放電灯Ｌａを点灯している
状態において、周囲温度が上昇すると放電灯Ｌａの出力
電力が減少する方向に変化し、それに伴って、従来技術
で説明したようにチョークコイルＬ１に流れるリアクト
ル電流Ｉ_L1の不連続領域が長くなる。このとき、可変イ
ンピーダンス要素５を構成する抵抗体６の抵抗値も温度
上昇に伴なって正方向に上昇するため、可変インピーダ
ンス要素５のインピーダンスが増大して振動電流の減衰
効果が向上することになる。したがって、リアクトル電
流Ｉ_L1の不連続領域が長くなる場合でも可変インピーダ
ンス要素５のインピーダンスを増大することで振動電流
を抑制することができ、入力電流Ｉｉｎに歪みを生じ
ず、入力電流Ｉｉｎの高調波成分を低減することができ
る。

【００３８】なお、本実施形態では負荷回路としてイン
バータ回路３、及び放電灯Ｌａを含む共振負荷部４を用
いているが、放電灯Ｌａに限らず、周囲温度の上昇とと
もに負荷が減少する傾向にある負荷回路であれば同様の
作用効果を奏する。また、負荷回路に周囲温度の上昇と
ともに負荷が上昇する傾向にあるものを用いる場合にお
いては、可変インピーダンス要素５に含まれる抵抗体６
に負の抵抗温度特性を有するものを用いてやれば同様の
作用効果を奏する。

【００３９】このように本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変
換部２のスイッチ素子Ｑ１に可変インピーダンス要素５
を並列接続し、可変インピーダンス要素５に正の抵抗温
度特性を有する抵抗体６を用いることにより、可変イン
ピーダンス要素５に生じる電力損失及びそれに伴なう発
熱を必要以上に発生させること無く、入力電流の歪みを
抑制し且つ入力電流Ｉｉｎの高調波成分を減少させるこ
とができる。

【００４０】（実施形態２）本実施形態の電源装置は、
図３に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた放
電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形態
の基本構成は従来例１及び従来例２と共通であるから、
共通する構成要素には同一の符号を付して説明を省略
し、本実施形態の特徴となる構成についてのみ説明す
る。

【００４１】図３に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部２の
昇圧型チョッパ回路を構成するスイッチ素子Ｑ１にイン
ピーダンスが可変である可変インピーダンス要素５が並
列接続してある。この可変インピーダンス要素５は、図
４に示すようにコンデンサＣ１０に直列接続した抵抗Ｒ
１０の両端に抵抗Ｒ１１とスイッチ要素ＳＷの直列回路
を接続してなり、インバータ制御回路２０から出力する
制御信号Ｓ２によってスイッチ要素ＳＷがオン／オフさ
れる。

【００４２】インバータ制御回路２０は、放電灯Ｌａを
定格出力で点灯する全点灯時には制御信号Ｓ２により可
変インピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオンし、
放電灯Ｌａの出力を定格出力よりも低下させる調光点灯
時には制御信号Ｓ２により可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオフしている。すなわち、スイッチ
要素ＳＷをオンすれば２つの抵抗Ｒ１０，Ｒ１１が並列
に接続されて合成抵抗が減るために可変インピーダンス
要素５のインピーダンスも減少し、スイッチ要素ＳＷを
オフすれば抵抗Ｒ１１が切り離されて抵抗Ｒ１０の抵抗
値のみとなるために可変インピーダンス要素５のインピ
ーダンスが増大することになり、インバータ制御回路２
０では放電灯Ｌａの点灯状態に応じて可変インピーダン
ス要素５のインピーダンスを２通りに切り換えている。

【００４３】而して、調光点灯時には全点灯時に比べて
放電灯Ｌａの出力が低下するので、インバータ制御回路
２０が制御信号Ｓ２により可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオフして可変インピーダンス要素５
のインピーダンスを減少させることにより、負荷変動時
におけるリアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域の変化に応じ
て可変インピーダンス要素５のインピーダンスを切り換
え、可変インピーダンス要素５に生じる電力損失及びそ
れに伴なう発熱を必要以上に発生させること無く、入力
電流の歪みを抑制し且つ入力電流Ｉｉｎの高調波成分を
減少させることができる。

【００４４】なお、本実施形態では全点灯時と調光点灯
時の２通りに放電灯Ｌａの出力が変動する場合を例示し
たが、放電灯Ｌａの出力が３通り以上に変動する場合に
おいても可変インピーダンス要素５のインピーダンス切
換構成、すなわち抵抗Ｒ１０と並列に接続される抵抗及
びスイッチ要素の直列回路を複数設けてやれば同様の作
用効果を奏する。また、本実施形態では負荷回路として
インバータ回路３、及び放電灯Ｌａを含む共振負荷部４
を用いているが、負荷を任意に変動可能な負荷回路（例
えばモータを負荷としてモータの回転数が制御される負
荷回路）を用いる場合においても同様の作用効果を奏す
る。

【００４５】（実施形態３）本実施形態の電源装置は、
図５に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた放
電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形態
の基本構成は実施形態２と共通であるから、共通する構
成要素には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形
態の特徴となる構成についてのみ説明する。

【００４６】実施形態２においてはインバータ制御回路
２０が制御信号Ｓ２により可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオン／オフして可変インピーダンス
要素５のインピーダンスを切り換えているが、本実施形
態では検出手段とインピーダンス可変手段を兼ねる検出
回路７を設け、この検出回路７から出力する制御信号Ｓ
２で可変インピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオ
ン／オフしており、この点に本実施形態の特徴がある。

【００４７】検出回路７は、図６に示すようにチョーク
コイルＬ１に流れるリアクトル電流Ｉ_L1によりチョーク
コイルＬ１の２次巻線ｎ２に誘起されて抵抗Ｒ３を介し
て取り込まれる検出電圧Ｖ５と基準電圧源ｒｅｆ２の基
準電圧Ｖｒ２とを比較する比較器ＣＰ２を備えており、
比較器ＣＰ２の出力を制御信号Ｓ２としている。すなわ
ち、リアクトル電流Ｉ_L1が増加した場合は不連続領域が
短くなり、逆にリアクトル電流Ｉ_L1が減少した場合は不
連続領域が長くなるので（第３３図参照）、検出回路７
にてリアクトル電流（第３３図参照）の増減を検出し、
検出電圧Ｖ５と基準電圧Ｖｒ２の大小関係に応じて、不
連続領域が短くなる場合に可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオンさせ、不連続領域が長くなる場
合に可変インピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオ
フさせて可変インピーダンス要素５のインピーダンスを
２通りに切り換えている。

【００４８】而して、負荷や電源電圧の変動に起因した
リアクトル電流Ｉ_L1の変化を検出回路７により検出し、
負荷変動時あるいは電源電圧変動時におけるリアクトル
電流Ｉ_L1の不連続領域の変化に応じて可変インピーダン
ス要素５のインピーダンスを切り換え、可変インピーダ
ンス要素５に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必
要以上に発生させること無く、入力電流の歪みを抑制し
且つ入力電流Ｉｉｎの高調波成分を減少させることがで
きる。

【００４９】また、ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力を検出す
る別の構成として、図７に示すようにスイッチ素子Ｑ１
にオン時に流れる電流Ｉ_Q1を検出抵抗Ｒ４で電圧変換し
て得られる検出電圧Ｖ５を検出回路７に入力する構成と
しても良く、この場合にも検出回路７が検出電圧Ｖ５と
基準電圧の大小関係に応じて制御信号Ｓ２を出力するこ
とにより、可変インピーダンス要素５のインピーダンス
を２通りに切り換えるようにして同様の作用効果を奏す
るものである。

【００５０】（実施形態４）本実施形態の電源装置は、
図８に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた放
電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形態
の基本構成は実施形態２及び実施形態３と共通であるか
ら、共通する構成要素には同一の符号を付して説明を省
略し、本実施形態の特徴となる構成についてのみ説明す
る。

【００５１】本実施形態における検出回路７は、図９に
示すようにＤＣ−ＤＣ変換部２への入力電圧Ｖｉｎを分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得られる検出電圧Ｖ６と基
準電圧源ｒｅｆ３の基準電圧Ｖｒ３とを比較する比較器
ＣＰ３を備えており、比較器ＣＰ３の出力を制御信号Ｓ
２としている。すなわち、ＡＣ−ＤＣ変換部１の出力で
ある入力電圧Ｖｉｎを検出することにより電源電圧の変
動を検出し、電源電圧が低下した場合はリアクトル電流
Ｉ_L1の不連続領域が短くなり、逆に電源電圧が上昇した
場合は不連続領域が長くなるので、検出回路７にて電源
電圧の増減を検出し、検出電圧Ｖ６と基準電圧Ｖｒ３の
大小関係に応じて、不連続領域が短くなる場合に可変イ
ンピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオンさせ、不
連続領域が長くなる場合に可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオフさせて可変インピーダンス要素
５のインピーダンスを２通りに切り換えている。

【００５２】而して、電源電圧の変動を検出回路７によ
り検出し、電源電圧変動時におけるリアクトル電流Ｉ_L1
の不連続領域の変化に応じて可変インピーダンス要素５
のインピーダンスを切り換え、可変インピーダンス要素
５に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に
発生させること無く、入力電流の歪みを抑制し且つ入力
電流Ｉｉｎの高調波成分を減少させることができる。

【００５３】（実施形態５）本実施形態の電源装置は、
図１０に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた
放電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形
態の基本構成は実施形態２及び実施形態３と共通である
から、共通する構成要素には同一の符号を付して説明を
省略し、本実施形態の特徴となる構成についてのみ説明
する。

【００５４】本実施形態における検出回路７は、図１１
に示すようにＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧Ｖｄｃを分
圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧して得られる検出電圧Ｖ４と基
準電圧源ｒｅｆ４の基準電圧Ｖｒ４とを比較する比較器
ＣＰ４を備えており、比較器ＣＰ４の出力を制御信号Ｓ
２としている。

【００５５】すなわち、ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧
Ｖｄｃの変動を検出し、負荷の増加もしくは電源電圧の
低下により出力電圧Ｖｄｃが下降傾向となった場合はチ
ョッパ制御回路１０にて出力電圧Ｖｄｃを所定値まで上
昇させる制御が働くためにスイッチ素子Ｑ１のオン幅が
長くなり、それに伴ないリアクトル電流Ｉ_L1の不連続領
域が短くなり、逆に負荷の低下もしくは電源電圧の上昇
により出力電圧Ｖｄｃが上昇傾向となった場合はチョッ
パ制御回路１０にて出力電圧Ｖｄｃを所定値まで下降さ
せる制御が働くためにスイッチ素子Ｑ１のオン幅が短く
なり、それに伴ない不連続領域が長くなる。よって、検
出回路７にて出力電圧Ｖｄｃの増減を検出して不連続領
域が短くなる場合は可変インピーダンス要素５のスイッ
チ要素ＳＷをオンさせ、不連続領域が長くなる場合は可
変インピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオフさせ
て可変インピーダンス要素５のインピーダンスを２通り
に切り換えている。

【００５６】而して、負荷あるいは電源電圧の変動を検
出回路７により検出し、負荷変動時あるいは電源電圧変
動時におけるリアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域の変化に
応じて可変インピーダンス要素５のインピーダンスを切
り換え、可変インピーダンス要素５に生じる電力損失及
びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させること無く、
入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流Ｉｉｎの高調波成
分を減少させることができる。しかも、本実施形態の検
出回路７では、チョッパ制御回路１０と検出信号Ｖ４を
共用しているため、実施形態３や実施形態４に比べて回
路構成の簡素化及び部品点数の削減によるコストダウン
が図れる。

【００５７】なお、本実施形態のチョッパ制御回路１０
では、出力電圧Ｖｄｃの検出信号Ｖ４に応じてスイッチ
素子Ｑ１のオン幅を制御しているが、実施形態３あるい
は実施形態４で説明した検出信号Ｖ５又はＶ６に応じた
オン幅制御によっても出力電圧Ｖｄｃを所定値とする制
御が可能であり、この場合にも検出回路７とチョッパ制
御回路１０とで検出信号を共用することができるために
同様の作用効果を奏する。

【００５８】（実施形態６）本実施形態の電源装置は、
図１２に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた
放電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形
態の基本構成は従来例１及び従来例２と共通であるか
ら、共通する構成要素には同一の符号を付して説明を省
略し、本実施形態の特徴となる構成についてのみ説明す
る。

【００５９】図１２に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部２
の昇圧型チョッパ回路を構成するスイッチ素子Ｑ１に実
施形態２と同一構成の可変インピーダンス要素５が並列
接続してあり、チョッパ制御回路１０から出力する制御
信号Ｓ２によって可変インピーダンス要素５のスイッチ
要素ＳＷがオン／オフされる点に本実施形態の特徴があ
る。

【００６０】本実施形態におけるチョッパ制御回路１０
は、図１３に示すように従来例２と同一の回路構成を有
しており（図２２参照）、比較器ＣＰの出力を制御信号
Ｓ２としている。すなわち、チョッパ制御回路１０では
ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧を検出した検出電圧Ｖ４
と基準電圧Ｖｒを比較器ＣＰで比較し、この比較器ＣＰ
の出力と同期信号Ｓ０がフリップフロップ回路ＦＦの各
入力端子に入力され、フリップフロップ回路ＦＦの出力
信号に応じてドライブ回路Ｄから出力する制御信号Ｓ１
をスイッチ素子Ｑ１のゲートに出力し、検出電圧Ｖ４に
基づいて出力電圧Ｖｄｃを所望の値とするようにオン幅
を調整しながら、同期信号Ｓ０の周波数に同期した一定
の周波数でスイッチ素子Ｑ１をオン／オフしている。こ
こで、実施形態５で説明したように負荷の増加もしくは
電源電圧の低下により出力電圧Ｖｄｃが下降傾向となっ
た場合はチョッパ制御回路１０にて出力電圧Ｖｄｃを所
定値まで上昇させる制御が働くためにスイッチ素子Ｑ１
のオン幅が長くなり、それに伴ないリアクトル電流Ｉ_L1
の不連続領域が短くなり、逆に負荷の低下もしくは電源
電圧の上昇により出力電圧Ｖｄｃが上昇傾向となった場
合はチョッパ制御回路１０にて出力電圧Ｖｄｃを所定値
まで下降させる制御が働くためにスイッチ素子Ｑ１のオ
ン幅が短くなり、それに伴ない不連続領域が長くなる。
よって、出力電圧Ｖｄｃが上昇すると比較器ＣＰの出力
がＬレベルからＨレベルとなって可変インピーダンス要
素５のスイッチ要素ＳＷをオンさせ、出力電圧Ｖｄｃが
下降すると比較器ＣＰの出力がＨレベルからＬレベルと
なって可変インピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷを
オフさせるため、不連続領域が短くなる場合は可変イン
ピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオンさせ、不連
続領域が長くなる場合は可変インピーダンス要素５のス
イッチ要素ＳＷをオフさせて可変インピーダンス要素５
のインピーダンスを２通りに切り換えることができる。

【００６１】而して、実施形態５と同様に負荷あるいは
電源電圧の変動を検出信号Ｖ４により検出し、負荷変動
時あるいは電源電圧変動時におけるリアクトル電流Ｉ_L1
の不連続領域の変化に応じて可変インピーダンス要素５
のインピーダンスを切り換える制御動作をチョッパ制御
回路１０によって行うことにより、可変インピーダンス
要素５に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必要以
上に発生させること無く、入力電流の歪みを抑制し且つ
入力電流Ｉｉｎの高調波成分を減少させることができ、
しかも、実施形態５における検出回路７をチョッパ制御
回路１０で兼用しているため、実施形態５に比べて回路
構成の簡素化及び部品点数の削減によるコストダウンが
図れる。

【００６２】なお、本実施形態のチョッパ制御回路１０
では、出力電圧Ｖｄｃの検出信号Ｖ４に応じてスイッチ
素子Ｑ１のオン幅を制御しているが、実施形態３あるい
は実施形態４で説明した検出信号Ｖ５又はＶ６に応じた
オン幅制御によっても出力電圧Ｖｄｃを所定値とする制
御が可能であり、この場合にもチョッパ制御回路１０か
ら出力する制御信号Ｓ２で可変インピーダンス要素５の
スイッチ要素ＳＷをオン／オフ制御することができるた
めに同様の作用効果を奏する。

【００６３】（実施形態７）本実施形態の電源装置は、
図１４に示すように負荷回路４に放電灯Ｌａが含まれた
放電灯点灯装置として構成されている。但し、本実施形
態の基本構成は実施形態６と共通であるから、共通する
構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、本実施
形態の特徴となる構成についてのみ説明する。

【００６４】本実施形態は、図１５に示すようにインバ
ータ制御回路２０が具備する発振部２１から駆動回路３
ａに出力されるパルス信号（インバータ制御信号）Ｓ３
をチョッパ制御回路１０のフリップフロップ回路ＦＦに
入力し、チョッパ制御回路１０によるスイッチ素子Ｑ１
のスイッチング周波数をインバータ回路３の発振周波数
（スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング周波数）に同
期させる構成とした点に特徴がある。

【００６５】而して、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング
周波数をインバータ回路３の発振周波数と同期させてい
るため、放電灯Ｌａの予熱、始動及び点灯時にインバー
タ制御回路２０によりインバータ回路３の発振周波数を
可変制御した場合にチョッパ制御回路１０によるスイッ
チ素子Ｑ１のスイッチング周波数もそれに同期して変化
することになる。その結果、チョッパ制御回路１０にて
ＤＣ−ＤＣ変換部２の出力電圧Ｖｄｃを所定値に制御す
るには、上記スイッチング周波数の変化に応じてスイッ
チ素子Ｑ１のオン幅を変化させなければならず、それに
応じてリアクトル電流Ｉ_L1の不連続領域も大きく変化し
てしまうことになる。しかしながら本実施形態では、実
施形態６と同様にスイッチ素子Ｑ１に並列接続した可変
インピーダンス要素５のインピーダンスを不連続領域の
変動に応じて可変制御することにより、可変インピーダ
ンス要素５に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を必
要以上に発生させること無く、入力電流の歪みを抑制し
且つ入力電流Ｉｉｎの高調波成分を減少させることがで
きる、しかも、スイッチ素子Ｑ１をオン／オフする制御
信号Ｓ１用のパルス信号をインバータ制御回路２０の発
振部２１から得るため、専用の発振部を具備する必要が
無く、実施形態５に比べて回路構成の簡素化及び部品点
数の削減によるコストダウンが図れる。但し、可変イン
ピーダンス要素５のスイッチ要素ＳＷをオン／オフ制御
する構成として実施形態２〜４の何れかの構成を採用し
ても同様の作用効果を奏する。

【００６６】（実施形態８）本実施形態は、実施形態１
〜７の何れかの放電灯点灯装置を備えた照明器具であ
る。この照明器具は、図１６に示すように天井直付け形
の一般用照明器具であって、円形の浅皿状に形成され、
天井への取付手段を具備した器具本体３０と、器具本体
３０の下面を被うように着脱自在に器具本体３０に装着
される透光カバー３１と、器具本体３０の下面に取着さ
れる反射板３２と、プリント基板に回路部品を実装する
ことで実施形態１〜７の何れかの回路構成を実現した放
電灯点灯装置３３とを備えている。なお、環形の蛍光ラ
ンプなどからなる放電灯Ｌａは反射板３２の下方に配設
されるソケット（図示せず）に着脱自在に装着され、反
射板３２とともに透光カバー３１によって包囲される。

【００６７】反射板３２は器具本体３０との間にスペー
スを設け且つ放電灯Ｌａの光をできる限り透光カバー３
１の表面の輝度が均一になるような極力浅い皿状に形成
されている。そして、反射板３２と器具本体３０との間
に設けた上記スペースに放電灯点灯装置３３が配設され
る。

【００６８】而して、本実施形態は上述のように構成し
たものであり、実施形態１〜７の何れかと同様の作用効
果を奏する照明器具が提供できる。

【００６９】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
ＡＣ−ＤＣ変換部と、ＡＣ−ＤＣ変換部の出力をスイッ
チ素子のオン・オフによってチョッピングするとともに
チョッピングされた電圧を整流平滑し所定の直流電圧に
変換するＤＣ−ＤＣ変換部と、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力
が供給される負荷回路とを備えた電源装置において、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換部のスイッチ素子にインピーダンスが可変
である可変インピーダンス要素を並列接続してなるの
で、インピーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴
なう発熱を必要以上に発生させること無く入力電流の歪
みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させること
ができる電源装置が提供できるという効果がある。

【００７０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、可変インピーダンス要素は所定の抵抗温度特性を有
する抵抗体からなるので、周囲温度の変化によって負荷
が変動する場合において抵抗体の抵抗値が負荷変動に合
わせて変化するため、インピーダンス要素に生じる電力
損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させること
無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分
を減少させることができるという効果がある。

【００７１】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路の負荷状態に応じて可変インピーダンス要
素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可変手
段を備えたので、インピーダンス可変手段により負荷状
態に応じて可変インピーダンス要素のインピーダンスを
変化させるため、負荷が変動する場合においてもインピ
ーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴なう発熱を
必要以上に発生させること無く入力電流の歪みを抑制し
且つ入力電流の高調波成分を減少させることができると
いう効果がある。

【００７２】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変インピーダン
ス要素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可
変手段を備えたので、負荷あるいは電源電圧が変動した
場合においても、インピーダンス可変手段がＤＣ−ＤＣ
変換部の出力に応じて可変インピーダンス要素のインピ
ーダンスを変化させ、インピーダンス要素に生じる電力
損失及びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させること
無く入力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分
を減少させることができるという効果がある。

【００７３】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、ＡＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変インピーダン
ス要素のインピーダンスを変化させるインピーダンス可
変手段を備えたので、電源電圧が変動した場合において
も、インピーダンス可変手段がＡＣ−ＤＣ変換部の出力
に応じて可変インピーダンス要素のインピーダンスを変
化させ、インピーダンス要素に生じる電力損失及びそれ
に伴なう発熱を必要以上に発生させること無く入力電流
の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させる
ことができるという効果がある。

【００７４】請求項６の発明は、請求項４又は５の発明
において、負荷回路への供給電圧を検出する検出手段
と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−ＤＣ
変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手段と
を備え、インピーダンス可変手段は検出手段から出力す
る検出信号に応じて可変インピーダンス要素のインピー
ダンスを変化させてなるので、負荷あるいは電源電圧が
変動した場合においても、インピーダンス可変手段が検
出信号に応じて可変インピーダンス要素のインピーダン
スを変化させ、インピーダンス要素に生じる電力損失及
びそれに伴なう発熱を必要以上に発生させること無く入
力電流の歪みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少
させることができ、しかも、検出信号を出力する検出手
段を制御手段と共用するため、回路構成の簡素化及び部
品点数の削減によりコストダウンが図れるという効果が
ある。

【００７５】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路への供給電圧を検出する検出手段と、検出
手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−ＤＣ変換部の
スイッチ素子をオン／オフ制御するとともに検出信号に
応じて可変インピーダンス要素のインピーダンスを変化
させる制御手段とを備えたので、負荷あるいは電源電圧
が変動した場合においても、制御手段が検出信号に応じ
て可変インピーダンス要素のインピーダンスを変化さ
せ、インピーダンス要素に生じる電力損失及びそれに伴
なう発熱を必要以上に発生させること無く入力電流の歪
みを抑制し且つ入力電流の高調波成分を減少させること
ができ、しかも、可変インピーダンス要素の制御をスイ
ッチ素子を制御する制御手段で行うため、回路構成の簡
素化及び部品点数の削減によりコストダウンが図れると
いう効果がある。

【００７６】請求項８の発明は、請求項１〜７の何れか
の発明において、負荷回路への供給電圧を検出する検出
手段と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−
ＤＣ変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手
段とを備え、負荷回路は、ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力
を高周波交流に変換するインバータ回路と、インバータ
回路の発振周波数を制御するインバータ制御手段と、イ
ンバータ回路の高周波出力が供給される負荷部とを具備
し、制御手段は、インバータ制御手段によって制御する
発振周波数に同期してスイッチ素子をオン／オフ制御す
るので、制御手段とインバータ制御手段とで一部の回路
を共用するため、回路構成の簡素化及び部品点数の削減
によりコストダウンが図れるという効果がある。

【００７７】請求項９の発明は、請求項１〜８の何れか
に記載の電源装置を用い、ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力
を高周波交流に変換するインバータ回路と、インバータ
回路の発振周波数を制御するインバータ制御手段と、イ
ンダクタンス及びコンデンサからなる共振回路と、共振
回路に接続される放電灯とからなる負荷回路を備えたの
で、請求項１〜８の何れかの発明と同様の効果を奏する
放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。

【００７８】請求項１０の発明は、放電灯を支持する器
具本体と、請求項９記載の放電灯点灯装置とを備えたの
で、請求項９の発明と同様の効果を奏する照明器具が提
供できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路構成図である。

【図２】同上における可変インピーダンス要素の具体回
路図である。

【図３】実施形態２を示す回路構成図である。

【図４】同上における可変インピーダンス要素の具体回
路図である。

【図５】実施形態３を示す回路構成図である。

【図６】同上における検出回路の具体回路図である。

【図７】同上の他の回路構成図である。

【図８】実施形態４を示す回路構成図である。

【図９】同上における検出回路の具体回路図である。

【図１０】実施形態５を示す回路構成図である。

【図１１】同上における検出回路の具体回路図である。

【図１２】実施形態６を示す回路構成図である。

【図１３】同上におけるチョッパ制御回路の具体回路図
である。

【図１４】実施形態７を示す回路構成図である。

【図１５】同上におけるチョッパ制御回路の具体回路図
である。

【図１６】実施形態８の照明器具を示し、（ａ）は斜視
図、（ｂ）は側断面図である。

【図１７】従来例１を示す回路構成図である。

【図１８】同上におけるチョッパ制御回路の具体回路図
である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】同上における入力電流の波形図である。

【図２１】従来例２を示す回路構成図である。

【図２２】同上におけるチョッパ制御回路の具体回路図
である。

【図２３】同上の動作説明図である。

【図２４】同上における入力電流の波形図である。

【図２５】同上の動作説明図である。

【図２６】同上における入力電流の波形図である。

【図２７】同上の動作説明図である。

【図２８】同上の動作説明図である。

【図２９】（ａ）〜（ｅ）は同上の動作説明図である。

【図３０】同上の動作説明用の等価回路図である。

【図３１】同上の動作説明図である。

【図３２】同上の動作説明図である。

【図３３】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

１ＡＣ−ＤＣ変換部２ＤＣ−ＤＣ変換部３インバータ回路４共振負荷部５可変インピーダンス要素１０チョッパ制御回路２０インバータ制御回路Ｑ１スイッチ素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA02 BA05 BB01 BC01 BC03 CA16 DB03 DD04 DE05 FA05 GA03 GB12 GC04 HA06 HB06 5H006 AA02 CA02 CA07 CA13 CB01 CC02 DA02 DA04 DB01 DC05 5H007 AA02 BB03 CA02 CB03 CB22 CC03 CC12 DA05 DA06 DC05 EA03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流するＡＣ−ＤＣ変換部
と、ＡＣ−ＤＣ変換部の出力をスイッチ素子のオン・オ
フによってチョッピングするとともにチョッピングされ
た電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部と、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力が供給される負荷
回路とを備えた電源装置において、ＤＣ−ＤＣ変換部の
スイッチ素子にインピーダンスが可変である可変インピ
ーダンス要素を並列接続してなることを特徴とする電源
装置。
【請求項２】可変インピーダンス要素は所定の抵抗温
度特性を有する抵抗体からなることを特徴とする請求項
１記載の電源装置。
【請求項３】負荷回路の負荷状態に応じて可変インピ
ーダンス要素のインピーダンスを変化させるインピーダ
ンス可変手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。
【請求項４】ＤＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変イ
ンピーダンス要素のインピーダンスを変化させるインピ
ーダンス可変手段を備えたことを特徴とする請求項１記
載の電源装置。
【請求項５】ＡＣ−ＤＣ変換部の出力に応じて可変イ
ンピーダンス要素のインピーダンスを変化させるインピ
ーダンス可変手段を備えたことを特徴とする請求項１記
載の電源装置。
【請求項６】負荷回路への供給電圧を検出する検出手
段と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手段
とを備え、インピーダンス可変手段は検出手段から出力
する検出信号に応じて可変インピーダンス要素のインピ
ーダンスを変化させてなることを特徴とする請求項４又
は５記載の電源装置。
【請求項７】負荷回路への供給電圧を検出する検出手
段と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御するとともに
検出信号に応じて可変インピーダンス要素のインピーダ
ンスを変化させる制御手段とを備えたことを特徴とする
請求項１記載の電源装置。
【請求項８】負荷回路への供給電圧を検出する検出手
段と、検出手段から出力する検出信号に応じてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部のスイッチ素子をオン／オフ制御する制御手段
とを備え、負荷回路は、ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力を
高周波交流に変換するインバータ回路と、インバータ回
路の発振周波数を制御するインバータ制御手段と、イン
バータ回路の高周波出力が供給される負荷部とを具備
し、制御手段は、インバータ制御手段によって制御する
発振周波数に同期してスイッチ素子をオン／オフ制御す
ることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の電源
装置。
【請求項９】請求項１〜８の何れかに記載の電源装置
を用い、ＤＣ−ＤＣ変換部の直流出力を高周波交流に変
換するインバータ回路と、インバータ回路の発振周波数
を制御するインバータ制御手段と、インダクタンス及び
コンデンサからなる共振回路と、共振回路に接続される
放電灯とからなる負荷回路を備えたことを特徴とする放
電灯点灯装置。
【請求項１０】放電灯を支持する器具本体と、請求項
９記載の放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とする照
明器具。