JP2002116245A - グローバルポジショニングシステム受信機のディジタル処理技術 - Google Patents

グローバルポジショニングシステム受信機のディジタル処理技術

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JP2002116245A JP2001268490A JP2001268490A JP2002116245A JP 2002116245 A JP2002116245 A JP 2002116245A JP 2001268490 A JP2001268490 A JP 2001268490A JP 2001268490 A JP2001268490 A JP 2001268490A JP 2002116245 A JP2002116245 A JP 2002116245A
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Abstract

(57)【要約】 【構成】 グローバルポジショニングシステム（ＧＰ
Ｓ）の商用受信機は、未知のセキュリティ用符号を使っ
て変調され、かつ、Ｐ符号で変調されたＬ１衛星信号お
よびＬ２衛星信号を効果的にするために使用できるディ
ジタルプロセサ（３７〜４１）を備えて構成されてい
る。局部的に発生した搬送波およびＰ符号信号による復
調の後、Ｌ１信号およびＬ２信号の積分は、変調符号の
周期であると推定される期間全体に亘って、繰り返し実
行されている。未知のセキュリティ用符号で変調されて
いないＣ／Ａ符号のＬ１信号は、局部的に発生した搬送
波およびＰ符号発生器を、受信されたＬ１衛星信号およ
びＬ２衛星信号と同相にロックするのに使用されてい
る。局部的に発生した搬送波および符号の位相を周期ク
ロック源よりもはるかに小さい増分で調整するため、内
挿技術が使用されている。対瞞化信号を活用していない
が精度および分解能を向上したＧＰＳ受信機におけるの
と同様に、位置，距離，時間などを決定するため、上記
のロックされた位相を利用できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般にグローバル ポジ
ショニングシステム（以後、ＧＰＳと称する。）の衛星
信号受信機に関し、特にそのディジタル処理セクション
の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】米合衆国政府は、ＧＰＳの一部として数
多くの衛星を軌道に配置している途中である。一部の衛
星は既に配置されている。幾つかのかかる衛星からの信
号の受信機は、位置，速度および時間のようなパラメー
タを非常に正確に決定できる。用途には軍用と民需用と
がある。基本的に、軍用は航空機あるいは船舶の位置お
よび速度を定常的に決定するため、航空機あるいは船舶
における受信機に使用されるものである。民需用には、
例えば高確度で固定点の位置、あるいは２固定点間の距
離を正確に決定することが含まれる。他の実例には、高
確度でタイミングの参照信号を発生するものがある。
【０００３】これを実施する目的で、各衛星では連続的
に２つのＬバンド信号を送信している。受信機は、幾つ
かの衛星からの信号を同時に受信し、位置，速度，およ
び時間のような望まれるパラメータを計算する目的を有
し、複数信号からの情報を外挿するため、受信信号を処
理する。特定目的用受信機を組み立てることによって、
衛星信号を他の人達が使用できるように、米合衆国政府
がこれら衛星伝送に標準を採用している。衛星伝送標準
は多くの技術論文において論じられ、ロックウェル イ
ンタナショナル コーポレーションのインタフェース制
御文書により詳細に述べられている。このインタフェー
ス制御文書は“ＩＣＤ−ＧＰＳ−２００”として言及さ
れるもので、１９８４年９月２６日付けで出版され、１
９８６年１２月１９日に改訂された“ナブスターＧＰＳ
宇宙セグメント／航行運用者のインタフェース”と題す
るものである。
【０００４】簡単に、各衛星はＬ１信号を１５７５．４
２ＭＨｚの搬送波上へ乗せて伝送する。搬送波は通常、
１５４ｆ0 として表される。ここで、ｆ0 ＝１０．２３
ＭＨｚである。各衛星により伝送される第２のＬ２信号
は１２２７．６ＭＨｚの搬送波周波数、すなわち１２０
ｆ0 を有するものである。これら搬送波信号のそれぞれ
は、当該衛星に固有の少なくとも一つの擬似ランダム信
号の関数によって、衛星内で変調されている。この結
果、無線周波数雑音、あるいは意図的妨害の影響に対処
するスペクトラム拡散信号が開発されている。また、こ
れによって数多くの衛星からのＬバンド信号を個々に識
別することができ、受信機内で分離することができる。
【０００５】一つのかかる擬似ランダム関数は、衛星内
のＬ１搬送波およびＬ２搬送波の両方を変調する精密符
号（Ｐ符号）である。Ｐ符号は１０．２３ＭＨｚのクロ
ック周波数を有し、かくして、Ｌ１信号およびＬ２信号
に２０．４６ＭＨｚの帯域幅を持たせてある。Ｐ符号は
７日の長さを有している。更に、各衛星のＬ１信号は第
２の擬似ランダム関数によって変調される、Ｐ符号搬送
波と位相の合った直交する搬送波を含んでいる。この第
２の変調関数は１．０２３ＭＨｚのクロック周波数を有
し、そのパターンが１ミリ秒ごとに繰り返され、１０２
３ビットを含んだ固有の明瞭認識符号（Ｃ／Ａ符号）で
ある。更に、Ｌ１信号の搬送波も、衛星の位置，状態，
および同様のある種の情報を与える５０ビット／秒の航
行データ列によって変調されている。
【０００６】受信機において、公知の擬似ランダムＰ符
号およびＣ／Ａ符号に相当する信号は、衛星内における
のと同様な方法で発生させられる。与えられた衛星から
のＬ１信号およびＬ２信号は、局部的に発生した符号の
位相を当該衛星からの信号状で変調された符号と合わせ
ることによって復調される。そこで２つの搬送波の相対
位相が決定される。数多くの衛星からの搬送波信号の位
相および擬似範囲の測定法は、距離，速度，時間等の望
まれる最終的な量を計算するために、受信機によって採
用される測定法である。与えられた衛星からＧＰＳ受信
機への信号のみかけの伝送時間は測定することができる
ので、当該衛星に対する見かけの範囲は計算機で求める
ことができる。
【０００７】Ｌ１信号のＣ／Ａ符号で変調された位相直
交搬送波成分は、民需用に供給されている。受信機によ
って測定される量において、望まれる確度が大きくない
ならば、Ｌ１信号の搬送波のみを使用すればよい。しか
し、高分解能の測定が希望され、測定を迅速に実施しな
ければならないような応用に対しては、Ｌ２信号の搬送
波も使用しなければならない。Ｌ１信号の搬送波および
Ｌ２信号の搬送波の両方が使用される場合には、電離層
による信号の未知の遅延を除去することにより、測定は
より正確になる。
【０００８】全ての衛星のＰ符号関数も既知であるとは
言え、妨害信号が実際の衛星信号であるとして受け容れ
られるのを防ぐため、秘密信号でＰ符号を変調するため
の手段を備えた衛星が供給されている。この“対瞞処
理”により、ＧＰＳ方式が軍用、あるいはその他の感受
性の高い米合衆国政府の応用に使用できる。これはＡ−
Ｓ符号と言われ、ここでは便宜上、Ａ符号として指定さ
れている。この秘密変調信号は、米合衆国政府によって
意のままにオンあるいはオフにすることができる。オン
時には、ＩＣＤ−ＧＰＳ−２００に従ってＰ符号はＬ１
信号およびＬ２信号の両搬送波上でＹ符号に置換され
る。Ｙ符号は既知のＰ符号と未知のＡ符号とのモジュロ
２の和であることが公的に開示されている。上述した直
接的変調技術によって対瞞処理されたＬ２信号から搬送
波を抽出することができるように、Ｙ符号あるいはＡ符
号を知るべきであろう。Ａ符号は米合衆国政府により分
類されているので民需用ＧＰＳ受信機の製造業者あるい
は使用者によってはかかるＬ２信号の復調をすることは
できない。
【０００９】その結果、Ｌ２信号の搬送波を得るために
は、他の技術が必要であることが暗示されている。一つ
のかかる“無符号”技術は、受信されたＬ２信号を２乗
して変調項を除去するものである。これはアシジェ（Ａ
ｓｈｊａｅｅ）等による米合衆国特許第４，９２８，１
０６号（１９９０年）に記載されている受信機に使用さ
れている。多くの応用に対して満足できるものであると
はいえ、スペクトラム拡散信号を２乗すると、信号対雑
音比を劣化させる。代わりに、カンセルマン（Ｃｏｕｎ
ｓｅｌｍａｎ）による米合衆国特許第４，６６７，２０
３号（１９８７年）に記載されているＬ２信号の搬送波
信号で上側帯波および下側帯波の両者を乗ずることによ
り、変調成分は取り除かれる。
【００１０】このような信号対雑音比の劣化を減ずる目
的で、強い復調信号が雑音から現れるまで、局部的に発
生された既知のＰ符号の写しの位相調整をすることも暗
示されている。完全なＬ２信号を２乗するときのものと
同様に、信号対雑音比レベルを傷つけることなく、未知
の変調を除去する目的で、この狭帯域信号は２乗されて
いる。かかる技術は、キーガン（Ｋｅｅｇａｎ）による
米合衆国特許第４，９７２，４３１号（１９９０年）に
記載されている。
【００１１】しかしながら、キーガンの特許に記載され
ている技術の結果、Ｌ２信号の搬送波位相が半波長にわ
たり観察できるようになり、波長整数倍の曖昧さを迅速
に解決することがより困難になっている。また、キーガ
ンの特許の技術から得られた信号対雑音比は最適ではな
い。それゆえ、本発明の第１の目的は、これらの制約を
取り除くことができるＧＰＳ衛星信号処理技術を提供す
ることにある。
【００１２】本発明の更に一般的な目的は、Ａ符号を知
っていなくても、対瞞性を有するＡ符号によって変調さ
れた搬送波信号を使用するための技術を提供することに
ある。
【００１３】本発明の他の目的は、高い分解能でＧＰＳ
衛星信号の相対位相を決定する技術を提供することにあ
る。
【００１４】本発明の更に他の目的は、ＧＰＳ受信機用
の改善された無線周波フロントエンドセクションを提供
することにある。
【００１５】
【発明の要約】本目的および他の目的は本発明によって
現実化され、簡単、かつ一般的に一実施態様によれば、
局部発振器および局部的に発振された符号の写しを、Ｌ
１およびＬ２のＰ符号信号と同相でロックできるのに必
要な程度に、受信された信号から除去される未知のＡ符
号変調信号の推定値を与えるため受信されたＬ１信号お
よびＬ２信号を処理している。これは、Ｌ１信号からＡ
符号の推定値を抽出し、Ｌ２信号をこの推定値に乗じ、
これによって未知の対瞞化信号のＬ１信号への影響を減
ずることによって実施される。同様に、Ａ符号の推定値
をＬ２信号から抽出し、Ｌ１信号をこの推定値に乗じ、
これによって未知の対瞞化信号のＬ２信号への影響を減
じている。個々のＡ符号の推定値が雑音を含んでいると
は言え、得られている処理済み信号の信号対雑音比は、
Ａ符号の変調を除去するため他者によって以前に採用さ
れたＬ２信号を２乗する方法により実現された信号対雑
音比よりも良好である。
【００１６】この技術にはＡ符号の知識を必要とはしな
いため、衛星信号を秘密のＡ符号で変調することにより
得られた対瞞効果を減ずることなくこの技術を実施する
ことができる。それには、符号の内容を知る必要はない
がＡ符号のタイミングの幾つかの実例を知っている必要
があるので、符号の内容は必要なく、かかる決定すべき
タイミング情報は近似タイミングにより実験的に与えら
れる。Ｌ１信号およびＬ２信号のそれぞれは、Ａ符号の
関数によって変調されている同様なＰ符号で変調され、
得られたＹ符号は２つのモジュロ２の和であることは公
知である。Ａ符号の期間は、ほぼＰ符号の２０期間に等
しいことが知られている。Ｌ１信号およびＬ２信号の積
分は、本発明の実施に際して、Ａ符号の期間のほぼ全域
に亘って実施される。最終目的はＡ符号の現実のタイミ
ングを決定することであるとは言え、本発明の技術はＡ
符号期間のタイミングの正確な知識を必要とはせず、近
似的なタイミング情報を知っていれば十分である。この
結果信号対雑音比の劣下が若干あっても、Ｌ１信号およ
びＬ２信号の相関が形成される。
【００１７】一実施態様においては、Ａ符号の速度推定
値は内部受信機のＰ符号発生器と同期したタイミング発
生器から得られている。内部で発生したタイミング信号
を受信機信号に含まれた現実の未知のＡ符号のタイミン
グ信号で最適化するため、Ｐ符号に関するＡ符号のタイ
ミング信号出力の位相の調整、およびＰ符号の出現回数
に関してＡ符号の周期の持続期間の調整をタイミング発
生器は行うことができる。この出力は、受信機の処理に
おける信号積分期間を定義するために使用されている。
【００１８】本発明の他の実施態様によれば、既知のＬ
１信号のＣ／Ａ符号はその搬送波の位相を決定するため
に使用されている。未知のＡ符号を含んでいるとは言
え、２つの符号の搬送波は９０°だけ位相が離れている
ので、上記Ｌ１信号のＣ／Ａ符号でＬ１信号のＰ符号の
搬送波の位相を決定することができる。Ｌ１信号から得
られたＡ符号の速度の推定値は、正しい符号（位相）を
有しているので、Ｌ２信号の搬送波の位相を決定するた
めの方法で、Ｌ２信号と組み合わせられる。これによっ
て、ある公知技術の結果からの半サイクル位相の曖昧さ
の解析をすることができ、かくして高い分解能の受信機
動作が可能になる。
【００１９】本発明の更に他の実施態様によれば、１台
のＰ符号発生器が受信機に設けられ、受信されたＬ１信
号およびＬ２信号の両方で使用されている。これら２つ
の受信された信号のそれぞれは、同じＰ符号によって変
調されているが、２つの信号のそれぞれにおいてＰ符号
位相を合致させるため、同じＰ符号であっても異なった
位相で変調されている。電離層ではＬ１信号およびＬ２
信号が異なった周波数帯の関数として異なった遅延をし
ているので、２つの位相は異なっている。それゆえ、一
つはＬ１信号用であり、他方はＬ２信号用であるような
２つのＰ符号発生器を使用するよりも、一般的なケース
として、一つの発生したＰ符号信号をディジタル遅延線
路に加え、Ｌ１信号およびＬ２信号を復調する際には、
使用する２つの出力を遅延線路の異なった２つのタップ
で得ている。
【００２０】本発明の更に他の実施態様によれば、ＧＰ
ＳのＰ符号信号のような局部的に発生した信号から抽出
した信号の位相は信号発生用クロック周期の小部分のみ
である複数ステップで調整されるべきである。局部的に
発生した信号、および信号クロック期間の１／２周期の
ような固定された量だけ遅延している信号は、信号クロ
ック周波数の２倍とはわずかに異なった周波数を有する
他のクロック信号によってサンプリングされている。信
号に望まれるサンプリングをしたものは、局部的に発生
した信号のサンプリングしたものと、局部的に発生した
信号をサンプリングし、遅延したものとの間のスイッチ
ングにより得られている。スイッチング点は、信号クロ
ックとサンプリングクロックとの比較によって決定され
る。制御パルスは２つのクロックの立ち上がりエッジが
事実上合致するときごとに発生する。その周期はサンプ
リングクロックの周波数、および信号クロックの２倍と
サンプリングクロックとの間の差の周波数の両方によっ
て決定される時間に相当するクロックサイクルの数であ
る。スイッチング点は調整可能な遅延周期によって設定
される。サンプリングクロックによってクロックされ、
制御パルスによってクリアされるカウンタにより、この
調整可能な遅延周期は実現できる。局部的に発生した信
号の相対位相は、微細分解能で調整可能であり、ここで
図示した応用においては、高度の分解能で、遅延ロック
式符号ループ回路を衛星にロックさせることができる。
【００２１】この位相調整技術の利点は、関数実現回路
を大幅に簡易化すること、並びに高度な分解能を実現す
るための各符号ループにおいて、数値制御形発振器、す
なわち高いサンプリング周波数を使用するのに必要な通
常の要求を除去することにある。この技術によれば、一
つのＰ符号発生器の使用と、上記遅延線路の使用とを組
み合わせてＧＰＳ受信機における集積回路の数、および
／あるいは複雑さを減ずることができる。
【００２２】本発明の更に他の実施態様によれば、アン
テナに近接して置かれた周波数ダウンコンバータ無線
（ＲＦ）セクションを備え、且つ、一本の同軸ケーブル
を通って主受信機装置の中間周波（ＩＦ）セクションと
通信している形式のＧＰＳ受信機のフロントエンドに改
善が実施されている。Ｌ１信号およびＬ２信号の一つの
周波数が低周波帯域にまで減ぜられ、他がケーブルを通
ってＩＦ段に伝達される程度の高周波数帯域へと減ぜら
れるように、Ｌ１信号およびＬ２信号の周波数帯域より
上の周波数を有する共通の復調信号で混合を実施するこ
とにより、ＲＦセクションにおいてＬ１信号帯域および
Ｌ２信号帯域の周波数が低減される。高周波数帯域はＩ
Ｆセクションにおいて低周波帯域と同様な帯域まで周波
数が減ぜられる低レベル周波数帯域のＬ１信号およびＬ
２信号の周波数は、両方ともＩＦセクションにおいて、
共通の混合発振器によって、ベースバンドにまで減ぜら
れる。結果は、ディジタルチャネルプロセサに対する応
用目的で、ディジタル化される。本発明の種々の実施態
様の目的，特徴，および利点は、添付図面に関連して記
述された実施例の下記記述事項から明らかになるであろ
う。
【００２３】
【実施例】本発明の種々の態様を活用しているグローバ
ル ポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信機の一実施
例を図面に関連して各部分に分けて記載する。
【００２４】〔受信機全体の構成〕最初に図１を参照し
て、アンテナ１１から受信された信号は、最初に、アン
テナに物理的に最近接して置かれ、受信機用のＲＦセク
ションを含んだダウンコンバータ１２へと印加される。
ダウンコンバータ１２からのＩＦ信号は、アンテナのケ
ーブル１４を通って受信機装置のＩＦプロセサ２２へ通
じている。ＩＦプロセサ２２は中間波セクションとアナ
ログ・ディジタルコンバータとから成り立っている。回
路２５において、ＩＦプロセサ２２は、Ｌ１帯域を有す
る衛生信号の位相直交ディジタル信号表示を線路２７，
２９に出力する。すなわち、ディジタル化されたＬ１信
号は線路２７，２９の両方に存在するがこれらの信号は
相互に９０°だけ位相が離れている。同様に、ＩＦプロ
セサ２２の出力回路３１は、位相が直交し、且つ、ディ
ジタル化されたＬ２信号を線路３３，３５に与える。位
相が直交してディジタル化された信号を与えることによ
り、これらの信号を明瞭に解読することが可能である。
【００２５】ＩＦプロセサ２２のＬ１帯域およびＬ２帯
域の出力信号は、複数のディジタルチャネルプロセサ３
７，３８，３９，４０に印加される。当該信号が使用さ
れている衛星のそれぞれに対して、いかなる時間でも個
々にプロセサが存在するように、十分な数のプロセサが
備えられている。通常、少なくとも３つの衛星からの信
号が使用され、一般的には距離，位置，時間などのよう
な究極の希望量を計算するために４個以上の衛星信号が
同時に処理されている。ディジタルチャネルプロセサ３
７−４０のそれぞれは、内部で発生した符号を、衛星に
固有のＣ／Ａ符号および／あるいはＰ符号と合致させる
ことにより、与えられた一つの衛星からの信号を、ＩＦ
プロセサ２２の出力から識別する。
【００２６】ディジタルチャネルプロセサのすべてが同
一であるため、一つのプロセサ３７のみを実例として記
載する。一つの衛星からのＬ１信号の搬送波およびＬ２
信号の搬送波に関連して決定された情報は、バス４３を
通って専用のマイクロプロセサシステム４１に通じてい
る。一般にマイクロプロセサシステムはディジタルチャ
ネルプロセサの動作を制御する。後に記載するので、一
つの制御回路４５のみを示した。マイクロプロセサシス
テム４１はバスを通して、主航行用プロセサに通じてい
る。ここで、主航行用プロセサは、決定すべき究極の量
を与える複数の衛星からの信号を求めるため搬送波およ
び符号位相の情報から計算を行う。
【００２７】〔受信機フロントエンドのＲＦセクション
およびＩＦセクション〕図２を参照すると、ダウンコン
バータ１２のＲＦ処理の模様が示されている。アンテナ
１１は、電気的に入力ジャック４９に接続されている。
Ｌ１およびＬ２の衛星信号帯域内で、受信された信号か
らＬ１およびＬ２の両信号を分離するため、信号は帯域
通過フィルタ５０，５１に印加される。３０ＭＨｚの帯
域は、これら２つの３波器のそれぞれに与えられてい
る。フィルタ５０は１５４ｆ0 のＬ１信号搬送波周波数
に中心を有し、帯域を備えている。ここで、ｆ0 は１
０．２３ＭＨｚである。同様に、帯域通過フィルタ５１
は、Ｌ２搬送波の周波数、すなわち１２０ｆ0 に等しい
点に通過帯域の中心周波数を有している。これらのフィ
ルタの出力は混合され、低雑音増幅器５３によって増幅
され、それぞれ一般に帯域通過フィルタ５０，５１と同
様な特性を有する一対の帯域通過フィルタ５４，５５に
加えられる。第２の一対のフィルタは影像応答および影
像雑音を除去するために備えられている。
【００２８】帯域通過フィルタ５４，５５の組合せ出力
は、周波数が混合器５６によって減ぜられる。出力ジャ
ック６０でＩＦ周波数信号を得るため、順次、混合器５
６の出力は低域通過フィルタ５７，増幅器５８，および
広域通過フィルタ５９に印加される。混合器５６は、１
５８．２５ｆ0 の復調信号を電圧制御形発振器６１から
受け取る。かくして、フィルタ５７に印加されている。
混合器５６の出力でＬ１信号の中心周波数は４．２５ｆ
0 に低減される。同様に、Ｌ２信号の中心周波数は３
８．２５ｆ0 に低減される。これらの信号は共に一つの
通信チャネルにおいて搬送されているので、両者は後に
分離できるように異なった周波数に保たれていなければ
ならない。低域通過フィルタ５７はほぼ５００ＭＨｚの
上側帯波を有し、混合器５６の出力の高周波数応答を制
限するために備えられている。
【００２９】ダウンコンバータの出力ジャック６０は、
アンテナケーブル１４によって、図３に示すＩＦプロセ
サの入力ジャック６２に接続されている。クロック回路
およびタイミング回路は、ＩＦプロセサ内に備えられて
いる。参照クロックは、図２のダウンコンバータの電圧
制御形発振器６１を動作させるのに要求されるので、
０．２５ｆ0 のクロック信号は線路６３によってジャッ
ク６２に接続されている。その信号は、ダウンコンバー
タの出力ジャック６０に存在している。この参照クロッ
ク信号は、ジャック６０に現れる他の信号と、０．２５
ｆ0 の中心周波数を有する帯域通過フィルタ６４によっ
て分離されている。このクロック参照信号を中間周波数
増幅器５８から分離するために、広域通過フィルタ５９
は１０ＭＨｚより低い周波数成分のすべての通過を阻止
している。
【００３０】１５８．２５ｆ0 の周波数に電圧制御形発
振器の出力を保持しておくため、フィルタ６４の出力で
の０．２５ｆ0 の参照クロック信号は、位相ロックルー
プ６５のための参照としての役割をはたしている。この
参照クロック信号に加えて、アンテナケーブル１４を介
してダウンコンバータ１２に電力が送られる。この直流
電流、すなわち電周波数信号はチョークインダクタ６６
によってジャック６０での信号と分離され、ダウンコン
バータの電子部品によって要求されるＤＣ電力を与える
ため、レギュレータ６７に印加されている。
【００３１】図３を参照すると、ジャック６２に印加さ
れた中間周波数のＬ１およびＬ２の帯域の信号は、同時
に高域通過６８，６９に入力されている。フィルタ６８
は、Ｌ１の帯域の信号を選択し、処理する通路に存在す
る第１の要素である。フィルタ６９は、Ｌ２の帯域の信
号を選択し、処理する通路に存在する第１の要素であ
る。フィルタ６９は、１００ＭＨｚより下のすべての周
波数をカットオフし、当該通路からＬ１の帯域の信号を
除去する。そこで、Ｌ２帯域の信号は増幅器７１によっ
て増幅され、混合器７２の段でその周波数が低減され
る。電圧制御形発振器７３からの３４ｆ0 の周波数は３
８．２５ｆ0 のＬ２信号帯域と混合され、混合によって
生じた不要側帯波を除去するため、１００ＭＨｚのカッ
トオフ周波数を有する低域通過フィルタを通過する。増
幅器７５は当該信号を受信し、ＳＡＷ形帯域通過フィル
タを介して２つの混合段７７，７８へと当該信号を通過
させる。
【００３２】Ｌ１信号は既にダウンコンバータ１２にお
いて中心周波数が４．２５ｆ0 の周波数帯域へと周波数
が低減されているので、高域通過フィルタ６８から始ま
る信号路に混合器は不要である。フィルタ６８は１０Ｍ
Ｈｚより下のすべての周波数カットオフし、線路６３上
の０．２５ｆ0 の信号が、この信号路を下ってゆくのを
除く機能を有する。続く低域通過フィルタ７９は、Ｌ２
帯域の信号をこの信号路から阻止する目的を有し、１０
０ＭＨｚを越えるすべての周波数をカットオフしてい
る。フィルタ７９の出力は一対の増幅器８１を介して、
フィルタ７６と同じ形のＳＡＷフィルタへと通過してゆ
く。フィルタ８２の出力は，２つの混合段８３，８４へ
と印加される。
【００３３】複数の同期クロック信号は、電圧制御形発
振器７３の３４ｆ0 の出力に接続された一連のディバイ
ダにより、図３のＩＦプロセサ内に展開される。その周
波数出力は、線路８７を介して２ｆ0 の周波数を有する
クロック参照信号８５の信号源から駆動される標準位相
ロックループの使用により固定されている。後に記述さ
れる受信機の他の部分において使用されている原クロッ
ク信号は、線路９２における１．８８８ｆ0 信号であ
る。他の信号は線路９５における１ＫＨｚの信号であ
る。
【００３４】ジョンソン形カウンタ８６は、このクロッ
ク回路におけるディバイダの一つである直交した位相の
２つの出力を有する独特のものである。ここで、零度の
相対位相を持った出力は線路８８におけるものであり、
９０°の相対位相を持った出力は線路８９におけるもの
である。これらのクロック信号の周波数は、４．２５ｆ
0 である。零度の相対位相を持った信号は混合器８３，
７７に印加され、混合器８３，７７の出力はそれぞれの
低域通過フィルタを介して通過し、それぞれ１ビットの
アナログ・ディジタルコンバータ９０，９１に接続され
ている。同様に、線路８９における９０°の相対位相を
もったクロック信号は、混合器７８，８４に印加され、
混合器７８，８４の出力はそれぞれの低域通過フィルタ
を介して通過し、それぞれ１ビットのアナログ・ディジ
タルコンバータ９３，９４によりディジタル化されてい
る。
【００３５】〔ディジタルチャネルプロセサの総括〕図
５〜図１９に詳細に示すように、ディジタルプロセサ３
７，３８，３９，４０・・・のそれぞれは複雑であるの
で、図４の簡易化された機能図の記述を最初に行ってお
く。本発明の一部であるマイクロプロセサシステム４１
に関連して、ディジタルチャネルプロセサの総合動作を
うまく説明する目的で、図４においては簡易化を行って
ある。図４において使用されている図上の参照番号は詳
細な実施例を示す図５〜図２０におけるものと同様であ
る。
【００３６】ディジタルチャネルプロセサは一つの目標
を有している。すなわち、回路２５，３１におけるＬ１
信号およびＬ２信号から、マイクロプロセサシステム４
１に印加され、且つ、個々のディジタル回路において指
示されている複数の可視信号Ｒ０〜Ｒ５への展開であ
る。これらの信号の情報と信号Ｔ１〜Ｔ３の情報とは個
々のディジタル回路１０３において指示されている。こ
れらの情報によって、制御バス回路１０５を通して、マ
イクロプロセサシステム４１では、２つの搬送波発生器
１０７，１０９の位相およびブロック１１１内に含まれ
ている種々の符号および符号速度発生器の位相を調整す
ることができる。これらの搬送波発生器、ならびに符号
および符号速度発生器の出力は、受信されたＬ１信号お
よびＬ２信号を復調するために使用されている。ディジ
タル出力形可視信号Ｒ０〜Ｒ５において指示されている
ように、復調信号を入力信号Ｌ１，Ｌ２と合致させるた
め、一般に、マイクロプロセサシステム４１の制御の下
で復調信号の位相をシフトする。そこで、これらの相対
位相値はマイクロプロセサシステム４１によって読み取
られ、受信機で測定しようとしている究極の位置，距
離，時間，あるいは他のパラメータを計算するため、更
にホストプロセサ上に通過してゆく。
【００３７】搬送波発生器１０７は、Ｌ１信号における
搬送波の写しとして、回路１１３の出力を与えている。
局部的に発生した搬送波が、入力されるＬ１信号と同相
であるときに、混合器段１１５は、Ｌ１信号から搬送波
を効果的に除去する回路１１７に対して出力を生じさせ
ている。その相対位相は、ディジタル回路１１９から読
み出される。
【００３８】同様にして、Ｌ２信号における搬送波の写
しは回路１０９において発生し、回路１２０によって混
合器段１２１に結合され、これによって回路１２３に復
調出力を与えている。同様にして、回路１２０において
局部的に発生した搬送波の、入力されているＬ２信号と
の正しい位相調整により、回路１２３に残留している信
号から当該搬送波は除去される。搬送波の相対位相は、
回路１２５から読み取られる。
【００３９】部分的に復調された信号１１７，１２３の
それぞれは、第２の混合器段１２７，１２９に印加され
る。特定のディジタルチャネルプロセサによって追軌さ
れている衛星の既知のＰ符号は回路１１１の内部で発生
し、復調信号として、それぞれ回路１３１，１３３を通
って混合器段１２７，１２９に印加される。同じＰ符号
は回路１３１，１３３のそれぞれにおいて発生する。追
従している衛星からのＬ１信号およびＬ２信号のそれぞ
れはイオン層によって遅延するが、それぞれの遅延量は
等しくないのでそれら写しの信号の相互の相対位相は、
シフトしている。Ｌ１信号およびＬ２信号に含まれてい
るＰ符号とそれらの位相とが合致しているときには、回
路１３５，１３７において復調された信号はＰ符号には
依存しない。
【００４０】同様にして、追従している衛星のＣ／Ａ符
号は、回路１１１によって発生し、回路１３９によって
Ｃ／Ａ符号処理回路１４１に印加されている。これは、
混合器段１４３および相関器１４５を含んでいる。搬送
波が除去された後、混合器段１４３は回路１１７におい
てＬ１信号を受け取る。そこで、線路１１７上の信号
は、混合器段１４３においてＣ／Ａ符号と混合される。
Ｔ１−Ｔ３の量を観察しているマイクロプロセサシステ
ムによって検出されているような方法で、その符号の相
対位相は、Ｌ１信号における符号の位相と合致するよう
に調整されている。回路１４７における“クリア”信号
は１ミリ秒ごとに、回路１１１によってＣ／Ａ符号の発
生と同期して発生している。このクリア信号は相関器１
４５によって使用されている。
【００４１】回路１３５において復調されたＬ１信号
は、回路１５３において“エッジ１”の制御信号によっ
て定義された期間全体に亘って，信号を積分する回路１
５１に印加されている。同様にして、積分回路１５５は
回路１３７から信号を受信し、“エッジ２”の制御回路
１５７において、パルス間隔期間全体に亘って、それを
積分する。エッジ１信号およびエッジ２信号のタイミン
グおよびそれぞれ積分器１５１，１５５の積分期間は、
受信されたＬ１信号およびＬ２信号の両方を変調するた
めの未知のＡ符号の推定タイミングから決定される。
【００４２】積分回路１５１，１５５のそれぞれは、２
つの基本的出力形式を有している。回路１６１における
積分器１５１の第１の出力は、積分値であり、回路１６
３における第２の出力はその符号である。同様に、積分
器１５５の出力値は積分に相当する回路１６５に出力さ
れ、一方、その符号は回路１６７に出力される。Ｌ２信
号から得られるものと同様に、その符号は、積分器１５
５による積分の期間に得られる変調Ａ符号の推定値であ
る。Ｌ１の信号路における混合器１６９は、その積分信
号を受け取り、それをＬ２信号から得られたＡ符号の推
定値と混合する。同様に、Ｌ２の信号路における混合器
段１７１は、Ｌ１信号から得られたＡ符号の推定値を、
回路１６５における信号と混合する。そこで、エッジ１
およびエッジ２の積分時間信号を回路によって発生して
いるタイミングの推定値が正しかったという条件の下
で、それぞれ回路１７３，１７５におけるこれら混合器
段の出力は未知のＡ符号変調成分を含んでいる信号であ
るが、Ｌ１信号およびＬ２信号の両方からこれは大幅に
除去されている。
【００４３】Ｌ１信号の加算器１５１およびＬ２信号の
加算器１５５の周期積分値は、和回路１７７に含まれた
付加的な加算器により加えられる。積分器１５１，１５
５における加算の結果は、回路１８３の“加算”制御信
号により動作するスイッチ１７９，１８１を通して、和
回路１７７へ周期的に転送される。これらの周期的な積
分の加算の結果、回路１０１に望まれる可視信号Ｒ０〜
Ｒ５が発生する。ここで、回路１０１においては、搬送
波発生器および符号発生器の位相が受信されたＬ１信号
およびＬ２信号の成分と合致するように搬送波発生器お
よび符号発生器の位相を調整するため、マイクロプロセ
サが使用されている。破線の箱１８０の内部の回路、お
よび破線の箱１８７の内部の回路は、図５〜図９におい
て同じ番号で識別されている受信機回路の機能と等価で
ある。
【００４４】回路１６３，１６７において各搬送波信号
から得られているＡ符号速度の推定値が、それぞれ混合
器１６９，１７１における信号と混合されていること
は、図４に関して既に記載されている。勿論、Ｌ１信号
およびＬ２信号のそれぞれにおけるＰ符号が未知の対瞞
化Ａ符号信号によって変調されているならば、その時だ
け上記のことは必要である。それゆえ、衛星信号が対瞞
化Ａ符号を含んでいない場合には、線路４５における制
御信号Ｙに応答してスイッチ１８９が開くように、スイ
ッチ１８９は信号路１６３，１６７に設けられている。
そこで、明らかに、未知のＡ符号の推定値を与える必要
はない。
【００４５】〔符号／速度 発生および同期確立〕図６
および図７は，符号／速度 発生および同期確率の回路
の実施例を詳細に示す図であり、図４に示すディジタル
チャネルプロセサの簡易化された図、および図５に示す
完全なプロセサの詳細な図と同様な組合せのものであ
る。図６の回路には、３つの主要な機能がある。一つ
は、図６の回路とは別の特定のディジタルチャネルプロ
セサによって、観測されている衛星のＬ１信号に含まれ
ているＣ／Ａ符号の写しを受信機で発生することであ
る。第２の機能は、観測されている衛星のＬ１信号およ
びＬ２信号の両方に対して、Ｐ符号の写しを発生するこ
とにある。第３の機能は、対瞞化Ａ符号の速度の推定値
を発生し、一次加算器１５１，１５５の積分期間に全体
に亘って当該信号からこれを展開することにある。
【００４６】まず、Ｃ／Ａ符号の発生を参照すると、追
軌している衛星によって使用されているのと同じ符号の
発生器２０１は、線路２０５上に斯かるＣ／Ａ符号のデ
ィジタル信号を発生させる回路２０３からのクロック信
号に応答する。この信号は１ミリ秒ごとに繰り返され
る。発生器回路２０１の第２の出力線路２０７は、発生
器がその初期状態である１１１１１１１１１１に到達す
ると、その内部のＧ１シフトレジスタに応答して１ミリ
秒ごとに活性化される。
【００４７】図４に関して既に議論されているクリア信
号を線路１４７に発生させるための、この信号の立ち上
がり側のエッジが、回路２０９（図７）によって検出さ
れる。クリア信号は、線路２０５において局部的に発生
しているＣ／Ａ符号と同期して１ミリ秒ごとに発生して
いる。
【００４８】標準として、Ｃ／Ａ符号は線路２１１，２
１３，２１５において３つの異なった相対位相を備えて
与えられている。後に線路２１３においてＣ／Ａ符号を
与えるため、発生器２０１の出力は２つの遅延回路２１
７，２１９を直列に通過する。回路２１７，２１９のそ
れぞれの遅延同期は、Ｃ／Ａ符号の１／２サイクルある
いは１／２チップである。初期のＣ／Ａ符号は、Ｃ／Ａ
符号発生器２０１から直接、線路２１１に出力される。
線路２１５における遅延していないＣ／Ａ符号は、初期
の符号と後期の符号との中間の位相を有し、２つの遅延
回路２１７，２１９の丁度，接合点から取り出される。
発生されているＣ／Ａ符号の相対位相は、位相シフト回
路２０３を通ってマイクロプロセサ制御バス１０５全体
に亘って制御される。
【００４９】回路２２５からのクロック信号に応答し
て、Ｐ符号発生器２２１は、追軌している衛星において
発生しているＰ符号を線路２２３に出力する。通常，Ｌ
１信号およびＬ２信号のそれぞれに対して個別のＰ符号
発生器が使用されるが、これよりも、一つの発生器２２
１を使用している方が、Ｌ１信号およびＬ２信号に印加
されているＰ符号の位相をディジタル遅延線路２２７に
よって制御できる。第１のタップ２２９は、Ｌ１信号と
混合するため、Ｐ符号を与えている。Ｌ２信号を混合す
るためのＰ符号を与えるため、遅延線路２２７の一部と
して、第２のタップ２３１が与えられている。これらの
タップ２２９，２３１の間の空間は、異なった量の位相
遅延量が地球のイオン層を通っていくとき、異なった周
波数のＬ１信号およびＬ２信号によって経験される異な
った量の位相遅延量によるものである。
【００５０】遅延線路２２７自身を使用した実際のもの
よりも、図１５および図１６を参照して他の章で下に記
載されている位相内挿器２３０によれば、高解像を得る
ために、これらのＬ１およびＬ２のＰ符号信号の相対位
相がより微細に調整される。その結果、線路２３１にお
ける遅延していないＬ１のＰ符号信号，線路２３３にお
ける初期のＬ１のＰ符号信号，および線路２３５におけ
る後期のＬ１のＰ符号信号が得られる。同様に、初期の
ものでは線路２３９に現れ、後期のものでは線路２４１
に現れる，遅延していないＬ２のＰ符号信号が線路２３
７において発生している。初期および後期の信号が、そ
れぞれ，Ｐ符号の１／２サイクルまたは１／２チップだ
け遅延していない信号の前後に、時間変位している。タ
ップ２２９，２３１の位置を有効に移動させることによ
り、マイクロプロセサから制御バス１０５を通って遅延
線路２２７に亘るコマンドによって粗くシフトされ、さ
らに内挿器回路２３０によって、より微細に調整されて
いる。また、Ｌ１およびＬ２のＰ符号信号の両方の位相
は、同時にＰ符号位相器２２５を使用してシフトされて
いる。
【００５１】Ａ符号速度と発生器２５１では、未知のＡ
符号の各ビットの終わりの推定値と合致した状態変位点
を有する信号を線路２５３において発生している。Ｌ１
およびＬ２のＰ符号を発生するのに使用されている遅延
線路２２７と同じ形式の調整可能なディジタル遅延線路
２５５によって、当該信号は遅延されている。タップ２
５７では、Ｌ１の衛星信号を時間積分するのに使用する
ためかかる信号を得ている。その結果、位相内挿装置２
３０から線路２５８上に出力が現れる。この信号の形式
は、図８（Ｃ）に示されている。同様に、第２のタップ
は、Ｌ２の信号処理に使用するためのＡ符号速度信号の
相対位相を調整する目的で備えられ、位相内挿装置回路
２３０によって微細に調整されている。線路２６０にお
ける位相の調整されたＬ１のＡ符号速度信号の実例を図
８（Ｄ）に示す。図８（Ｅ）に示すように、線路２５８
における信号が状態を変える毎に“エッジ１”信号パル
スを線路１５３に展開するため、線路２５８におけるＬ
１のＡ符号速度信号は、エッジ検出回路２６１（図７）
に印加される。同様に、図８（Ｆ）に示すように状態マ
シン２６５はエッジ１およびエッジ２の両パルスの発生
に応答している。その実例を図８（Ｇ）に示す。
【００５２】各Ａ符号サイクルの周期は近似的にＰ符号
の２０サイクル分であるので、Ａ符号速度発生器２５１
はＰ符号発生器２２１と同じ回路２２５からのクロック
信号に応答するが、Ｐ符号のほぼ２０サイクル毎に１度
だけ、状態変化が出力線路２５３において発生する。対
瞞化信号はＰ符号と同期して発生するので、線路２７１
上におけるＰ符号発生器のＸ１Ａレジスタが特定の状態
であるのを検出するのに応答して、Ａ符号速度発生器に
同期したパルスが線路２６９に発生するように、プログ
ラム可能な同期回路２６７が備えられている。その検出
された状態は、例えばＸ１Ａレジスタの初期状態を００
１００１００１０００とすることができる。
【００５３】Ｐ符号発生器２２１と同期しているＡ符号
速度発生器２５１に加えて、Ａ符号速度遅延線路２５５
のタップ２５７，２５９は、Ｐ符号遅延線路２２７のそ
れぞれの補償タップ２２９，２３１に沿って調整されて
いる。これにより、Ｐ符号信号と完全に同期したＡ符号
速度信号が発生し続けている。
【００５４】図８（Ｈ）は、Ｌ１の主要加算器１５１
（図４）の状態例を示している。回路１３５におけるそ
の入力信号は、引続き発生する“エッジ１”パルス間の
全時間に亘って積分される。同様に、図８（Ｉ）に示す
ように、Ｌ２の一次加算器１５５は、引続き発生する
“エッジ２”パルスの間で、それらの入力回路１３７に
おける信号を積分する。積分の値は、次段に通過してい
き、そこで、図４の混合器１６９，１７１に関して議論
したような，他のチャネルの一次加算器からの積分の符
号と混合される。それは、エッジパルスの間でのＡ符号
の推定値である。したがって、この推定値は処理されて
いる信号からＡ符号の効果を除去するために使用されて
いる符号である。二次加算器１８７によってかかる複数
周期全体に亘って有効に結果が平均化されているなら
ば、エッジ１およびエッジ２のパルスがＡ符号サイクル
の終わりと同期している場合にかかる積分および混合の
結果、未知のＡ符号変調の効果が和らげられている。す
なわち、積分の目的で、符号の内容は必要ないが、その
タイミングの近似は希望される。受信された信号の各Ａ
符号サイクルが丁度終了した点で、エッジ１信号および
エッジ２信号が発生している場合には、最適の動作が生
ずる。しかし、Ａ符号の推定値が実際の符号に対して直
交位相になっていないならば、近似的に最適動作が達成
されている場合に限って、最適動作は満足される。実際
のＡ符号と受信機において発生している推定値とが同期
していないとはいえ、システムの性能は若干劣ってもシ
ステムの動作は許容できるものである。
【００５５】上述したように、Ａ符号のサイクルタイム
はＰ符号のほぼ２０サイクルあるいは２０チップ分に等
しいことが知られている。また、Ａ符号のサイクルタイ
ムが一様ではないことも判っている。これは、それぞれ
Ａ個のＰ符号サイクルまたはチップの期間を有するＭ個
のＡ符号サイクルまたはチップの次に、それぞれＢ個の
Ｐ符号サイクル長を有するＮ個のＡ符号サイクルが続い
たパターンが繰り返されていることを意味する。パラメ
ータＡ，Ｍ，Ｂ，Ｎをマイクロプロセサ制御バス１０５
上でプログラムすることが可能なＡ符号速度発生器２５
１を備えることが望まれる。Ｐ符号のクロックのＡ×Ｍ
＋Ｂ×Ｎの後に、Ａ符号速度のシーケンスが繰り返され
る。このシーケンスをＰ符号発生器のＸ１Ａレジスタと
同期させるためには、Ａ×Ｎ＋Ｂ×Ｍ＝４０９２であ
る。Ａ符号速度発生器２５１をＰ符号発生器２２１（図
６）と同期させる能力を使って、このプログラマビリテ
ィにより、ディジタルチャネルプロセサの動作を最適化
させるためにＡ符号の速度を調整することができる。
【００５６】図９を参照すると、図６のＡ符号速度発生
器２５１の回路側では、上記の方法で調整が可能であ
る。レジスタ２６２，２６４，２６６，および２６８
は、それぞれ上に定義されている量Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎを格
納している。これらのレジスタは、システムバス１０５
上でマイクロプロセサシステム４１の制御下でロードさ
れる。カウンタ，ゲート，およびフリップフロップの回
路は、それぞれ処理されている衛星信号の対瞞化信号の
タイミングと合致するビットパターンを出力２５３に与
えている。
【００５７】再び図５を参照すると、ディジタルチャネ
ルプロセサの実施例の詳細構成が示されている。Ｌ１搬
送波発生器１０７およびＬ２搬送波発生器１０９のそれ
ぞれは、図１０に示す回路を含んでいる。数値制御形発
振器３０５は、制御バス１０５上で授受されるマイクロ
プロセサのコマンドに応答して、回路３０７において相
対位相出力を与える。この相対位相は、余弦関数および
正弦関数の両方を与える回路３０９によって解読され
る。図１０の回路が図５Ｌ１搬送波発生器１０７または
Ｌ２搬送波発生器１０９として役立つか否かに応じて、
余弦出力は３１１あるいは３１３として表されている。
同様に、正弦出力は図５の回路３１５あるいは３１７に
おける信号を与えている。発振器の相対位相を与える線
路１１９あるいは１２５のどちらかに信号を出力するた
め、位相ラッチ回路３１９は数値制御形発振器３０５の
出力を周期的に格納する。
【００５８】再び図５を参照すると、混合段１１５はＬ
１搬送波発生器１０７からこれらの出力を受信し、出力
を回路１１７に与えるため、回路２５における直交した
Ｌ１の受信信号と上記出力とを混合する。Ｌ１の受信さ
れたＰ符号の搬送波の位相φS1と、Ｌ１の搬送波発生器
１０７の数値制御形発振器３０５の位相φN1との間の相
対位相関係を示すため、出力回路１１７の回路部分３２
１における信号は、ｃｏｓ（φS1−φN1）として表され
ている。同様に、第２の出力線路３２３は、ｓｉｎ（φ
S1−φN1）として表されている信号を搬送する。受信さ
れているＬ１信号の搬送波の相対位相と、Ｌ１搬送波発
生器１０７における受信機の内部に発生している当該搬
送波の写しの相対位相との間の差を表すため、線路３２
１，３２３において信号が観測される。これらの信号で
も、それらの搬送波上にＣ／Ａ符号およびＰ（Ｙ）符号
を乗せている。もちろん、システムの最終目的は、衛星
が受信されている信号の位相に、発生された搬送波の位
相を局部的にロックさせることにある。上記両位相がロ
ックされているときには、位相差（φS1−φN1）は零で
あり、線路３２１における余弦関数は１であって、線路
３２３における正弦関数はφである。これら直交する関
数の使用により、システムにおいて搬送波および符号の
ループを簡易，かつ，迅速にロックさせることができ
る。搬送波および符号のループをロックするために使用
される可視信号Ｔ１〜Ｔ３，およびＲ０〜Ｒ５を得るた
め、線路３２１，３２３における信号はこのＬ１の相対
位相情報を、他の章で下に記述するＣ／Ａ符号プロセサ
１４１およびＰ（Ｙ）符号プロセサ１８５の両方に与え
ている。
【００５９】混合器１２１は、Ｌ２の搬送波の通路にお
いて、Ｌ１の搬送波の通路における混合器１１５と同様
な機能を備えている。線路３２５における２つの出力１
２３の一つはｃｏｓ（φS2−φN2）である。ここで、φ
S2は受信されているＬ２信号のＰ符号の搬送波の相対位
相であり、かつ、φN2はＬ２の搬送波発生器１０９の一
部分として備えられている数値制御形発振器３０５の相
対位相である。線路３２７において、信号はｓｉｎ（φ
S2−φN2）である。線路３２５，３２７における信号
は、Ｌ２の相対位相情報をＰ（Ｙ）符号プロセサ１８５
に与える。
【００６０】〔受信機の未知の対瞞化信号に対する適
合〕受信機を上記Ａ符号のタイミングに適合させるため
には、上に述べた一つ以上の仮定は正しくないという理
由で、実際の衛星信号の対瞞化信号がオンであるときに
は、図９のＡ符号速度信号を局部的に発生したＰ符号に
関連して受信されたＡ符号と適当に合わせるため、受信
機自身の一部分として回路が備えられている。
【００６１】これらの回路には、制御バス１０５上で指
定されているようなＰ符号発生器のＸ１Ａレジスタの特
定の状態を回路２７１から検出する図６のロジック５０
１を含んでいる。検出されているこの状態に応答して、
線路５０３において同期パルスを、同期／中間相の状態
変化検出器のタイミング発生器５０５に送出する。その
実例は図１２に示されている。状態変化検出器５０５は
よく知られた形式のものであり、回路５０３におけるパ
ルスのエッジに関連して、回路５０７において３つの別
々のタイミング信号を発生する。これにより、Ｐ符号発
生器２２１のＸ１Ａレジスタの状態は、システムにより
状態検出回路５０１が応答するようにセットされていて
上記のタイミング信号は符号発生器２２１のＸ１Ａレジ
スタの状態の発生に時間的に関係している。これらの３
つの信号は、それぞれ線路５０９における当該状態と同
期した初期のもの，線路５０３におけるパルスからＰ符
号の１０チップ分だけ遅延した線路５１１における中間
のもの，およびＰ符号の２０チップ分だけ遅延した線路
５１３における後期のものである。これら３つの信号の
接続期間はＰ符号の２０チップ分であり、これはＡ符号
ビットの幅に近似的に等しい。
【００６２】これら３つの信号の相対位相は、図６に示
す３つの別々のディジタル遅延線路の使用により調整さ
れる。簡易化のため、図６では一つの遅延線路５１５で
現れているが、この遅延線路５１５には、一つのタップ
５１７によって示された調整可能な出力タップを備えて
いる。これらのタップは、それぞれ遅延線路２２７，２
５５のＬ１用タップ２２９，２５７を使って調整されて
いる。信号線５１９において初期の同相信号を与え、線
路５２１において中間位相信号を与え、さらに線路５２
３において後期の同相位相信号を与える目的で、遅延線
路は初期／中間／後期の信号を粗く位相調整し、後に記
載する位相内挿装置２３０によって微細に調整してい
る。
【００６３】図５を参照すると、線路５１９，５２１，
５２３におけるこれらのタイミング信号は、回路５２７
において可視信号Ｒ６を展開するため、ビットシンクロ
ナイザ５２５によって使用されている。ビットシンクロ
ナイザ回路の実例は図１３において与えられ、線路２３
１，３２１において展開されたＬ１信号を受信し、それ
らを混合器５２９において混合する。搬送波および符号
のループがロックされているならば、混合器５２９の出
力は、復調によって搬送波とＰ符号とを除去したＬ１の
Ｐ符号信号を表す受信信号である。この出力信号は、Ｌ
１信号プラス雑音のＡ符号を表している。線路５１９，
５２１，５２３における同相／中間相のタイミング信号
入力に応答して、ロジック５３５によって定義された期
間全体に亘って、一次加算器５３１，５３３はこの結果
を積分する。二次加算器５３９は加算を行い、さらに線
路１４７におけるクリア信号によって定義されているよ
うな１ミリ秒の期間に亘ってかかる複数の積分を平均化
する。
【００６４】Ａ符号の速度が、受信されたＡ符号に同期
していないとはいえ、Ｙ符号を追軌しているときには、
可視信号Ｒ６は状態変化検出器の線路５２１における中
間位相の信号のエッジが、受信されている衛星信号にお
けるＡ符号の位相と直交した位相にいかに近いかを示す
ものである。ｙ軸上のＲ６のレベルは、状態検出ロジッ
ク５０１へプログラムされているＰ符号レジスタのＸ１
Ａ状態（Ｘ軸上に指示されている）の関数として、図１
４において曲線５４１によって示されている。
【００６５】記載されているこの特徴を使うときには、
特定衛星において指示された指向性アンテナに受信機が
接続されている。このアンテナは好ましくは、３ｄＢの
直線偏波アンテナ全体に亘って２０〜２５ｄＢの利得を
有するものである。必要なビット状態変化を決定するの
に十分な利得を受信機が備えていないとき、無指向性ア
ンテナが通常，使用される。そこで、受信された信号の
実際のＡ符号速度とは同期していないＡ符号速度を発生
するため、Ａ符号速度発生器がプログラムされている。
これによって、一次加算器の積分周期と受信されたＡ符
号のタイミングとの間に擬似ランダム位相が生ずる。Ａ
符号速度発生器が実際の符号速度と同期していないと
き、Ｙ符号信号を追軌することは可能であるが、信号対
雑音比が若干劣化する。Ｃ／Ａ符号は通常の方法でロッ
クされる。Ｙ符号は、図１０に記載したような方法でロ
ックされる。一つの衛星から対瞞化信号を受信している
とき、状態検出回路５０１にロードされているＸ１Ａレ
ジスタの状態は変化し、その結果，Ｒ６の出力が観測さ
れる。ビットシンクロナイザによる積分は、それぞれの
レジスタ状態に対して１０秒の期間に亘って実施され
る。これは、図１４の曲線上の１点を与えるものであ
る。１点が得られた後、状態検出回路５０１にロードさ
れているＸ１Ａレジスタの状態は変化し、曲線５４１上
の他の１点を与えるためにＲ６の新しい値が決定され
る。
【００６６】立上がり傾斜を有する曲線５４１（図１
４）の零クロス点に相当するＸ１Ａレジスタの状態を決
定することは望ましい。解析されているＬ１信号上で未
知のＡ符号が変調されている場合、この未知のＡ符号に
エッジが存在するようなＰ符号の状態がある。これらの
エッジのタイミングが一旦決定されると、Ａ，Ｂ，Ｍ，
Ｎの値がＡ符号速度発生器２５１（図６，および図９）
のレジスタへロードされ、最初の状態は状態検出回路２
６７（図６）にロードされる。実際の信号に対応して決
定されたようなＸ１Ａレジスタの状態の点で、線路２５
７において発生したＡ符号速度信号がエッジを有するよ
うな構成を得る目的でロードが行われる。
【００６７】Ｐ符号発生器のＸ１Ａレジスタのサイクル
全体には４０９２の状態があるので、これは計算に十分
な量を表している。しかしながら、Ｐ符号の近似的に２
０チップ分，あるいは相当するＸ１Ａレジスタの状態の
期間に、Ａ符号のエッジが発生することは公知であるの
で、曲線５４１の正の傾斜を有する零クロシングが一旦
決定され、次のかかる零クロシングを探すための約２０
カウントによってＸ１Ａレジスタの状態を進ませること
により、次の計算が行われる。
【００６８】〔位相内挿装置〕既に述べた微細位相調整
は、図６の位相内挿装置２３０によって実施されてい
て、その実施の実例は図１５において与えられ、そのタ
イミングダイアグラム例は図１６（Ａ）〜図１６（Ｊ）
に示されている。３対の信号の相対位相は、位相内挿装
置２３０によって調整される。セクション５４３は遅延
線路２２７からＬ１およびＬ２のＰ符号信号を微細に調
整し、他のセクション５４５は遅延線路２５５からＬ１
およびＬ２のＡ符号速度信号を微細に調整し、第３のセ
クション５４７は遅延線路５１５から初期／中間／後期
の信号を微細に調整する。これらのセクションの３つの
すべては、同様に作用している。最終のセクション５４
９は、制御信号およびタイミング信号を他の３つのセク
ションに与えている。この方法で種々の信号の相対位相
を調整して分解能を増加させることにより、現実的では
ないような極めて高いクロック速度を使う必要性はな
く、極めて高い分解能を備えた受信機が与えられてい
る。高いクロック速度が現実的ではないのは、本発明の
位相内挿により与えられたのと同様な分解能を与えるの
に十分な高速では、極めて一般的に使用されている技術
の回路は動作できないためである。
【００６９】図１５の回路によって実行される位相内挿
技術を実施した特定のものでは、周波数が相互に近い２
つのシステムクロック信号を使用している。図１６
（Ｂ）に示す線路９２におけるクロックは１．８８８ｆ
0 であり、図１６（Ｃ）に示す線路８７におけるクロッ
クは２ｆ0 であって、これら２つのクロックは図３に関
して既に記載した方法で、図１６（Ａ）に示す３４ｆ0
のクロックに同期している。１．８８８ｆ0 および２ｆ
0 のクロック信号のそれぞれの立上がりエッジは、種々
のサンプリング，カウンティング，および同様な機能を
実現するために活用されている。
【００７０】図１５の位相内挿それぞれの回路の制御お
よびタイミングのセクション５４９には、主要部品とし
てカウンタ５５１および比較器５５３，５５５を活用し
ている。２ｆ0 のクロック信号はフリップフロップ５６
５を通して印加され、線路５６６におけるその出力は、
図１６（Ｄ）に示すように１ｆ0 のクロックである。線
路５６６は、１．８８８ｆ0 のクロック信号でクロック
されている第２のフリップフロップ５６７に対して入力
されている。フリップフロップ５６７の出力は、フリッ
プフロップ５６９に対する入力として与えられているフ
リップフロップ５６７のフリップフロップ５６９に対す
る２つの出力は、両方ともＥＸＯＲゲート５７１に対し
て印加され、線路５５４におけるＥＸＯＲゲート５７１
の出力は図１６（Ｅ）に示すクリアパルスである。線路
９２における１．８８８ｆ0 のクロックの立上がりエッ
ジによって取り出され、線路５６６上に現れている１ｆ
0のクロックの２つの連続したサンプルが同じ極性のも
のであるならば、上記クリアパルスは図１５の回路から
発生する。このことは、その時に２ｆ0 および１．８８
８ｆ0 のクロックのクロック信号サイクルが事実上、同
相に調整してあることを示している。そこで、線路５４
４におけるクリア信号は、カウンタ５５１を上記に同期
してリセットする。図１６（Ｆ）は、１．８８８ｆ0 の
信号によってクロックされているカウンタの状態を示し
ている。
【００７１】カウンタ５５１の状態は２つの比較器５５
３，５５５に加えられ、これらの比較器ではカウンタの
カウント値Ｘをそれぞれの参照カウント値Ｙ１およびＹ
２と比較している。ここで、参照カウント値Ｙ１および
Ｙ２は制御バス１０５を介してロードされる。比較器５
５３の出力５５６はＯＲゲート５５７に一つの入力を与
えるものであり、当該ゲートの第２の入力は線路５５４
からのクリア信号である。ＯＲゲート５５７の線路５６
１における出力は、図１６（Ｊ）に示した形のセレクト
信号である。例えば、図１６における時刻ｔ1 におい
て、セレクト信号の立上がりエッジは図１６（Ｅ）のク
リアパルスの立上がりエッジと一致する。ここで図１６
（Ｅ）のクリア信号はＯＲゲート５５７に対する一つの
入力５５４である。図１６（Ｊ）のセレクト信号の立下
がりエッジは時刻ｔ2 において、カウンタ５５１のカウ
ント値が比較器５５３においてロードされているカウン
ト値Ｙ１を超えたことを比較器５５３によって検出した
ときに生ずる。線路５６１におけるセレクト信号の立下
がりエッジｔ2 のタイミングは、比較器５５３において
新しい量Ｙ１をロードすることにより選択可能である
が、その立上がりエッジは、図１６（Ｅ）のクリアパル
スの周期的立上がりエッジで時間的に固定され、この時
間は１．８８８ｆ0 および１ｆ0 のクロックの立上がり
エッジの位相合致点と一致する。同様なセレクト信号が
線路５６３において、同様に動作している比較器５５５
から発生する。よって、比較器５５５はカウンタ５５１
およびＯＲゲート５５９の出力を受け取る。しかし、そ
の立下がりエッジは比較器５５５における制御カウント
値１／２のローディングによって、線路５６１における
セレクト信号とは無関係な時間に調整することが可能で
ある。この実例において、線路５６１におけるセレクト
信号は、内挿装置回路セッション５４３，５４５，５４
７におけるＬ１信号と共に使用されている。一方、線路
５６３におけるセレクト信号は、Ｌ２信号を使ってこれ
らのセクションにおいて使用される。
【００７２】実例として、線路２２９におけるＬ１のＰ
符号の位相調整を使用して、その遅延線路２２９（図
６）からのこの信号は、線路における２ｆ0 信号によっ
てクロックされているシフトレジスタ内の４個の一連の
フリップフロップ回路５７３，５７５，５７６，５７７
に加えられる。これによって結果的に、２ｆ0 の１クロ
ック期間に相当する位相差を有する遅延のないＬ１のＰ
符号信号が線路５７９，５８０に発生する。したがっ
て、本実例において、この位相差はＰ符号の１／２周期
あるいは１／２チップになる。これら２つの信号の一つ
はマルチプレクサ５８３（スイッチ）によって選択さ
れ、線路５６１上のセレクト信号に応答して出力２３１
に与えられている。図１６の時刻ｔ1 およびｔ2 の間に
セレクト信号は高レベルになるが、このとき、マルチプ
レクサ５８３は出力２３１を、線路５８０上に存在する
Ｌ１のＰ符号信号の遅延されたものに接続する。逆に、
図１６の時刻ｔ2 およびｔ3 の間にセレクト信号は低レ
ベルになるが、このとき、マルチプレクサ５８３はその
出力２３１を、線路５７９上の信号に遅延していないも
のに接続する。
【００７３】これらの信号の実例も図１６に示してあ
る。図１６（Ｇ）は線路５７９における無遅延信号の実
例，図１６（Ｈ）は線路５８０における遅延信号の実
例，図１６（Ｉ）はマルチプレクサ５８３の出力点で線
路２３１に発生すべきことが望まれる、遅延していない
Ｐ符号信号の実例である。一般に、線路２３１における
マルチプレクサ５８３の出力点で発生した信号は、望ま
れるＰ符号位相と同じ値を有するものではないが、１．
８８８ｆ0 のクロックの全ての立上がりエッジにおい
て、このマルチプレクサの出力は望まれるＰ符号信号と
同じ値であると仮定している。かくして、望まれる信号
として決定された値は、１．８８８ｆ0 のクロックの立
上がりエッジと一致するもののみである。かくして、線
路２５８における信号は、Ｐ符号５５３にロードされる
ためのしきい値カウントＹ１を選択した結果として位相
が微調整されている。時刻ｔ2ではセレクト信号の立下
がりエッジが現れ、遅延された信号から無遅延信号へと
望まれる信号を切り換える。Ｙ１の値はセレクト信号の
存在する時刻ｔ2 に相当するカウントを決定する。
【００７４】線路５７８，５７９における無遅延信号お
よび遅延信号の間で、初期のＬ１のＰ符号の線路２３３
との接続をスイッチが同時に実施するよう、マルチプレ
クサ５８３がさせている。同時に、後期のＬ１のＰ符号
の線路２３５は、線路５８０（無遅延）および線路５８
１（遅延）の間でスイッチされる。
【００７５】線路２３１における出力信号を与える際に
マルチプレクサをスイッチするため、線路５６３におけ
るＬ２セレクト信号が、接続されていることを除いて、
線路２３７，２３９，２４１のＬ２のＰ符号信号の位相
を調整するため、同様な技術が使われている。
【００７６】同様な方法で、フリップフロップ段６０
１，６０３，６０５の直列接続を使用して、線路２５７
におけるＬ１のＡ符号速度信号の位相が調整されてい
る。Ｌ１のスイッチング信号に応答して、マルチプレク
サ６１１は線路６０７における当該信号の遅延していな
いもの、あるいは線路６０９における遅延したものを選
択する。線路５６３におけるＬ２のスイッチング信号に
応答して、当該信号の遅延していないもの、および遅延
したものの間でマルチプレクサはスイッチングを行うこ
とを除いて、線路２５９におけるＬ２のＡ符号速度信号
は同様に処理されている。
【００７７】線路５０９，５１１，５１３における信号
のそれぞれで、同様な技術が内挿装置セクション５４７
において使用されている。また、線路５６１におけるＬ
１セレクト信号によって、マルチプレクサはスイッチさ
れているが、上記全ての信号はマルチプレクサに入力さ
れている。
【００７８】かくして、カウント値Ｙ１（Ｌ１の信号
用）およびカウント値Ｙ２（Ｌ２の信号用）の制御によ
って、位相内挿装置２３０の入力信号の位相に関連し
て、その出力信号の位相を調整するため、図１５の位相
内挿装置２３０は動作していることがわかる。時刻ｔ2
では、望まれる出力信号のサンプルが入力信号の遅延さ
れたものから取り出されるのを止め、代わりに遅延され
たものから取り出され始めるが、この時刻ｔ2 をこれら
のカウント値のそれぞれが決定している。サンプリング
されたデータシステムの一部としてスイッチングが実施
されているので、このスイッチングは連続的ではない。
望まれる出力信号サンプルの信号源が、遅延された入力
信号の方に逆にスイッチされるとき、すなわち、時刻ｔ
1 では１．８８８ｆ0 および２ｆ0 のクロック信号の前
縁は一致している。各クロック信号の１周期の後に、
１．８８８ｆ0 の前縁は、図１６に示すように２ｆ0 信
号の前縁の後の時刻Δｔの時差で発生する。ｎ個のクロ
ックサイクルの後、この相違はＴ＝ｎΔｔである。無遅
延信号が遅延されている信号の代わりにその信号源とな
る時点で、遅延された入力信号に関して、Ｔの値が望ま
れる出力信号の遅延量に等しいとき、スイッチングの時
点ｔ2 が発生するように選択されている。カウンタ５５
１の期間全体に亘り、出力信号の平均位相を調整するた
め、当該技術が作用している。
【００７９】〔Ｃ／ＡおよびＰ符号のプロセサ〕図５の
Ｃ／Ａ符号プロセサ１４１は、図４の簡易な図におい
て、その要素１４３，１４５内に示されているが、それ
は図１１に詳細に示されている。混合段１４３はＬ１信
号上のＣ／Ａ符号を混合する目的を有している。相関器
１４５は、局部的に発生したＣ／Ａ符号信号が処理さ
れ、かつ、受信されているＬ１信号上のＣ／Ａ符号信号
と位相が一致しているときを示すための信号を与える目
的を有している。出力をそれぞれの相関器回路３４３，
３４５に与える個々の混合回路３３１，３３３は、混合
段１４３の内部にある。前の混合段１１５から線路３２
１，３２３への信号のそれぞれの名目上のＣ／Ａ符号
を、回路３３１，３３３では混合する。他の混合段３３
５では、線路３２３における信号から初期のＣ／Ａ符号
を混合し、混合段３３７では線路３２３における信号か
ら後期のＣ／Ａ符号を混合する。混合段３３５，３３７
の出力は加算回路によって結合され、その出力は相関器
３４１に加えられる。
【００８０】局部的に発生したＣ／Ａ符号が追軌してい
る衛星信号と同相であれば相関器３４３，３４５によっ
て実施される積分でＴ１信号が最小，Ｔ２信号が最大，
Ｔ３信号が最小になることが判る。マイクロプロセサシ
ステム４１は、かかる整合をもたらしているＣ／Ａ符号
発生器２１の位相を制御するためのものであるが、この
マイクロプロセサシステム４１によって上記積分は使用
される。相関器３４３，３４５，３４１は、線路１４７
におけるクリアタイミング信号により制御されるのと同
じ期間全体に亘って、それらの各入力を積分するための
ものである。
【００８１】図１７を参照すると、図４および図５のＰ
（Ｙ）符号処理回路の実際について詳細に示したもので
ある。図４の混合器１２７，１２９は図１１に拡大して
詳細に示してあり、これは一次加算器１５１，１５５と
同様である。混合回路１２７は、Ｌ１のＰ符号信号を前
の混合器１１５のＬ１信号出力と混合する主要機能を有
する。混合回路１２７は、図１７に示したように接続さ
れた４つの個々の混合器３５１，３５３，３５７を含ん
でいる。加算回路３５９も含まれていない。混合回路１
２９の主要機能は、混合器１２１のＬ２信号出力からＰ
符号を混合することにある。混合回路１２９は、一般に
回路１２７のものと同様の構造を有しているが、Ｌ１信
号よりも、むしろ相当するＬ２信号の信号路に接続され
ている。
【００８２】図４の一次加算器１５１は、図１７の３つ
の個々の加算器回路３６１，３６３，３６５を含んでい
て、加算器回路の機能は、線路１５３におけるエッジ１
のパルス間の周期全体に亘って、混合器３５１，３５
３，および加算器回路３５９のそれぞれの出力を積分す
ることにある。
【００８３】同様に、図４の一次加算器１５５は、図１
７の３つの個々の加算器回路３６７，３６９，３７１を
含んでいて、加算器回路は線路１５７におけるエッジ２
のパルス間の時間周期全体に亘って、それぞれの入力を
積分する。それぞれ図１７に示す６個の加算器回路の各
構造は、図１８に示してある。
【００８４】図５のＰ（Ｙ）符号処理回路の第２の部分
は、機能的に図４の破線１８７の内部に示してあるが、
これも図１７に示してある。６つの同様な和回路４０
１，４０３，４０５，４０７，４０９，４１１は、図示
した特定の組み合わせにおいて一次加算器３６１−３７
１の出力を受け取る。３つの和回路のそれぞれの回路構
造は、図１９に示してある。適当な符号と搬送波との写
しの相関を求めた後、可視信号出力に影響を与える雑音
成分は平均が零になる。それゆえ、可視信号出力Ｒ０〜
Ｒ５の時間平均は次の式で与えられる。 和回路４０１〜４１１のそれぞれの積分期間は、上式に
示したように、制御線路１４７における接続したクリア
パルス間の時間間隔である。すなわち、積分期間はＣ／
Ａ符号の初期の１ミリ秒の繰り返し期間である。積分
は、１００ミリ秒に亘ってマイクロプロセサシステム４
１において実施される。
【００８５】〔搬送波および符号のループロッキング処
理〕図２０を参照すると、搬送波発生器および符号発生
器の位相を、処理している衛星システムの搬送波および
符号の位相に調整してロッキングさせるための技術の実
施例について概要を説明している。第１のステップ４１
３では、Ｃ／Ａ符号プロセサ１４１からのシステムＴ２
を最大にし、信号Ｔ１，Ｔ３を最小にするため、Ｌ１搬
送波１０７における数値制御形発振器“Ｎ１”３０５お
よびＣ／Ａシフタ２０３は調整されている。位相ロック
が発生すると、線路２１５における名目上のＣ／Ａ符号
は、処理されているＬ１信号のＣ／Ａ符号と同相になる
ことが知られている。これは、Ｌ１信号のＣ／Ａ符号の
搬送波のための明瞭な参照信号になり、この搬送波とは
９０度だけ位相のシフトした、Ｌ１信号のＰ符号の搬送
波のための参照信号にもなる。Ｌ１の搬送波のループが
ロックされると、上式の量（φS1−φN1），すなわちＬ
１搬送波とＬ１ＮＣＯとの間の位相差は近似的に零にな
る。
【００８６】次のステップ４１５では、マイクロプロセ
サがＬ１およびＬ２のＰ符号の遅延線路のタップ２２
９，２３１を調整し、量（Ｒ３）2 ＋（Ｒ４）2 を最小
にするため、内挿装置２３０のＬ１用比較器５５３およ
びＬ２用比較器５５５をロードする。既に議論したよう
に、Ｐ符号遅延線路２２７の調整により、Ａ符号速度遅
延線路２５５のＬ２信号用タップ２５９を相当量だけ調
整したことになる。この調整により、局部的に発生した
Ｐ符号を、受信され、かつ、処理されている信号のＰ符
号に近似的に同期させることができる。局部的に発生し
たＰ符号の信号は、まだ受信した信号のＰ符号にロック
していないが、Ｌ２信号の搬送波のループをロックでき
るように位相は十分に近い。
【００８７】受信されたＡ符号ビットの値は未知であ
り、かつ、Ａ符号ビットはＬ２の搬送波の位相を変調し
ている。したがって、Ｌ２搬送波の位相には不確定性が
ある。しかしながら、Ａ符号ビットはＬ１およびＬ２の
信号の両方に影響を与えている。また、Ｌ１の搬送波の
位相はＣ／Ａ符号を追軌しているときに決定されるの
で、Ｌ１の搬送波の位相は既知である。これによって、
不確定性なく、Ｌ２搬送波の位相を決定することができ
る。それゆえ、次のステップ４１７では、Ｒ１および／
あるいはＲ４を正に保っておいて二次加算器のＲ３の出
力を最小にするため、Ｌ２搬送波発生器１０９の数値制
御形発振器“Ｎ２”３０５を調整する。一旦、これが達
成されると、従来技術の特性であるＬ２の搬送波の１／
２サイクルの不確定性がなく、受信されている衛星信号
のＬ２搬送波に、局部的に発生したＬ２搬送波の位相が
ロックされる。かくして、Ｌ２搬送波のループがロック
されると、上式の量（φS2−φN2）は近似的に零とな
る。図４および図５の線路１２５における位相“φP2”
の出力は、当該相対位相量を与える。
【００８８】ステップ４１９において、Ｌ２のＰ符号の
遅延線路のタップ２３１（図６）が再び調整され、信号
レベルＲ５を最小にするため、選択された内挿装置のＬ
２の比較器５５５（図１５）にカウント値がセットされ
る。これが一旦達成されると、線路２３７における時間
遅れのないＬ２のＰ符号信号は、処理されているＬ２信
号上の、受信されたＰ符号に位相ロックされる。
【００８９】同様に、次のステップ４２１では、Ｌ１の
Ｐ符号の遅延線路のタップ２２９（図６），および内挿
装置のＬ１用比較器５５３（図１５）にセットされてい
る。これが達成されると、線路２３１におけるＬ１の時
間が遅れていないＰ符号信号は、処理されているＬ１信
号上の受信されているＰ符号と位相が合致する。
【００９０】Ｌ１信号およびＬ２信号の両方でＰ符号の
ループをロックすることができることは、Ａ符号で変調
されているとはいえ、大きい利点である。信号をこれら
Ｐ符号の写しで復調できることは、かなりの利点であ
る。ステップ４２３において示されている搬送波位相φ
P1，φP2がより精密に決定できるばかりではなく、Ｌ１
信号およびＬ２信号のＰ符号の相対位相を与えることが
できることは、同様にかなり役立つことである。
【００９１】上記量Ｒ０〜Ｒ５の選択，ならびに符号お
よび搬送波のループをロックする技術は、搬送波の位相
を決定する際の潜在的誤差の欠点を除去できるものであ
る。それぞれのＮＣＯ３０５（図１０）の位相を１８０
度離れた２つの相対位相のどちらかに調整して合わせる
ことにより、搬送波ループのそれぞれをロックすること
ができる。すなわち、それぞれのループをロックする搬
送波発生器１０７，１０９（図５）のそれぞれのＮＣＯ
３０５には、ロードされる２つの相対位相の値がある。
しかし、これらの値の一つだけは、それぞれＬ１信号お
よびＬ２信号の搬送波と位相が合致しており、他の一つ
は１８０度だけ位相が離れている。ステップ４１３にお
いて、まずＬ１信号のＣ／Ａ符号上にロックすることに
より、Ｌ１信号のＣ／Ａ符号の搬送波は不確定なく既知
である。Ｌ１信号のＰ符号の位相は、Ｌ１信号のＣ／Ａ
符号から９０度だけ離れているので、確定性をもって既
知である。Ｌ１信号から得られたＡ符号の推定値ＡL1’
（＝対瞞ビット変調用Ｌ1信号のＰ符号の推定値（線路
１６３））も、正しい符号を有することが知られてい
る。それゆえ、ステップ４１７（図２０）における量Ｒ
３を最小にする種々のパラメータの調整により、φN2は
曖昧さや不確定性がなく、事実上、φS2に等しくなる。
位相値φP1，φP2は同様に、確定性があり、曖昧ではな
い。
【００９２】Ｌ２信号上のテレメトリデータが存在する
とき、上記方法が作用するとはいえ、Ｌ２搬送波上のデ
ータ列がターンオフしているときに動作を行うことがで
きるよう、Ｃ／Ａ符号から抽出した受信テレメトリビッ
トの符号をＲ０〜Ｒ６の値に乗じることは可能である。
【００９３】本発明の種々の実施態様は、実施例におい
て実施したものとして記載されているとはいえ、本発明
は特許請求の範囲に記載の全てによって保護される権利
があるものと理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の種々の実施態様を活用しているＧＰＳ
受信機の全体のシステム構成図示す図である。
【図２】図１のシステムのダウンコンバータ部分の回路
構成を示す図である。
【図３】図１のシステムのＩＦプロセサ部分の回路構成
を示す図である。
【図４】図１のシステムのディジタルチャネルプロセサ
システムに連動した動作の簡易化した図である。
【図５】図１のシステムのディジタルチャネルプロセサ
の詳細なブロック図である。
【図６】図４および図５に示したディジタルプロセサの
符号／周波数発生回路の詳細を示す図である。
【図７】図４および図５の同期回路を示す図である。
【図８】図６の符号発生回路および同期回路の種々の信
号のタイミング図を示す図であって図４および図５の図
面に示したディジタルプロセサの動作を説明するために
使用される波形図である。
【図９】図６の対瞞符号周波数発生器の実装の詳細を示
す図である。
【図１０】図４および図５に示すようなディジタルチャ
ネルプロセサに採用されている２つの搬送波発生器のそ
れぞれを詳細に示す図である。
【図１１】図４および図５に示すようなディジタルチャ
ネルプロセサのＣ／Ａ符号処理ブロックの詳細を示す図
である。
【図１２】図５に示すようなディジタルチャネルプロセ
サの符号／周波数発生回路の他の部分を示す図である。
【図１３】図５に示すようなディジタルチャネルプロセ
サのビット同期装置の回路を示す図である。
【図１４】図１２のビット同期装置の回路の曲線を示す
図である。
【図１５】図６の符号／周波数発生回路の位相内挿部分
を示す図である。
【図１６】図中Ａ〜Ｊの部分はそれぞれ図１５の内挿装
置の回路の動作を示す波形図である。
【図１７】図４および図５に示すディジタルプロセサの
Ｐ（Ｙ）プロセサ部分を示す図である。
【図１８】図１７に示す処理システムにおける一次加算
器のそれぞれに対する実施例回路を示す図である。
【図１９】図１７の処理図に示す二次加算器のそれぞれ
の回路図を示す。
【図２０】記述されている実施例のマイクロプロセサシ
ステムにより制御される処理ステップを示す図である。
【符号の説明】
１１ アンテナ １２ ダウンコンバータ １４ アンテナケーブル ２２ ＩＦプロセサ ２５ 回路 ２７，２９，３３，３５，６３，８７，８８，８９，９
２，９５ 線路 ３１ 出力回路 ３７，３８，３９，４０ ディジタルチャネルプロセサ ４１ マイクロプロセサシステム ４３ バス ４５ 制御回路 ４９，６２ 入力ジャック ５０，５１，５４，５５ 帯域通過フィルタ ５３ 低雑音増幅器 ５６，７２，７７，７８，８３，８４ 混合器 ５７ 低域通過フィルタ ５８ 中間周波数増幅器 ５９ 広域通過フィルタ ６０ 出力ジャック ６１ 電圧制御形発振器 ６４ 帯域通過フィルタ ６５ 位相ロックループ ６６ チョークインダクタ ６７ レギュレータ ６８，６９ 高域通過フィルタ ７１，７５，８１ 増幅器 ７３ 電圧制御形発振器 ７９ 低域通過フィルタ ７６，８２ フィルタ ８５ クロック参照信号 ８６ ジョンソン形カウンタ ９０，９１，９３，９４ アナログ・ディジタルコンバ
ータ
フロントページの続き (72)発明者 ロジャー ジェイ． ヘルキー アメリカ合衆国、93117、カリフォルニア 州、ゴレタ、Ｎｏ． Ｆ、リンフィールド プレイス 449 (72)発明者 カムラン ケイ． アバディ アメリカ合衆国、94025、カリフォルニア 州、メンロパーク、ブルー−リッジ アべ ニュー 2308 Ｆターム(参考） 5J062 AA13 CC07 DD03 DD04 DD05 DD13 DD15

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１の周期的クロック信号から形成され
    た原二進信号から、制御された量だけ、位相がシフトさ
    れた望まれる二進信号を発生する方法であって、 前記原二進信号から前記第１のクロック信号期間の整数
    倍だけ遅延したその写しを発生するステップと、 前記第１の期間とはわずかに異なった第２の周期を有す
    る第２の周期クロック信号を発生し、前記第１および第
    ２のクロック信号は相互に同期しているように構成する
    ステップと、 前記第１および第２のクロック信号の間に事実上，周期
    的に一致が発生する瞬間を決定するため、前記第１およ
    び第２のクロック信号を比較し、その点でパルスを発生
    するステップと、 前記第２のクロック信号でクロックされているカウンタ
    を、前記一致パルスでリセットすることによりリセット
    するステップと、 それぞれ交互に第１および第２の期間に前記原信号およ
    び遅延された信号から、望まれる二進信号を発生し、か
    つ、前記第１の期間は一致信号の発生時点で開始し、前
    記カウンタが予め決められたカウント値に至るまでカウ
    ントし続け、前記第２の期間は前記カウンタが前記予め
    決められたカウント値に至る時点から他の一致パルスの
    発生まで延長しているように構成するステップと、 前記原信号の関連した望まれる位相を有する望まれる信
    号を得るため、前記カウンタに予め決められたカウント
    値をセットするステップと、 を備えた方法。
  2. 【請求項２】 グローバルポジショニングシステムの少
    なくとも一つの衛星から受信されたＬ１信号およびＬ２
    信号を処理する方法であって、前記信号のそれぞれは、
    既知の擬似ランダムＰ符号で変調された固有周波数搬送
    波を含み、受信されたＬ１信号およびＬ２信号に含まれ
    た既知のＰ符号の一つの写しを発生するステップと、 一つの発生したＰ符号の写しを複数のタップを有する遅
    延線路に印加し、Ｐ符号の写しが異なった相対位相の点
    で得られる印加ステップと、 受信されたＬ１信号およびＬ２信号のそれぞれを、遅延
    線路の異なったタップから発生されたＰ符号で復調する
    ことにより、一つのＰ符号発生器のみがＬ１信号および
    Ｌ２信号の両方に対して用いられる復調ステップと、 から成る方法。
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