JP2002101654A - 変換器及びこれに使用される集積回路 - Google Patents
変換器及びこれに使用される集積回路Info
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、異なる交流電圧のネットワークの
異なる交流主電圧での使用に適した変換器を提供するこ
とを課題とする。 【解決手段】 第１、第２、第３、及び第４の切換素子
を含み、直流電圧を交流電圧に変換する全ブリッジ回路
と、変換器出力に上記全ブリッジ回路を結合する少なく
とも容量性素子を含む回路と、上記全ブリッジ回路の上
記切換素子を制御し、上記全ブリッジ回路が上記第１と
第２の切換素子の切換状態の変化によって半ブリッジ回
路として動作され上記第３と第４の切換素子の切換状態
は変化されない第１のモードを提供し、全ブリッジ回路
が４つの全ての切換素子の切換状態の変化によって全ブ
リッジ回路として動作される第２のモードを提供する制
御回路とを含む変換器。
異なる交流主電圧での使用に適した変換器を提供するこ
とを課題とする。 【解決手段】 第１、第２、第３、及び第４の切換素子
を含み、直流電圧を交流電圧に変換する全ブリッジ回路
と、変換器出力に上記全ブリッジ回路を結合する少なく
とも容量性素子を含む回路と、上記全ブリッジ回路の上
記切換素子を制御し、上記全ブリッジ回路が上記第１と
第２の切換素子の切換状態の変化によって半ブリッジ回
路として動作され上記第３と第４の切換素子の切換状態
は変化されない第１のモードを提供し、全ブリッジ回路
が４つの全ての切換素子の切換状態の変化によって全ブ
リッジ回路として動作される第２のモードを提供する制
御回路とを含む変換器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電圧を発生す
る変換器に関する。かかる変換器は、例えば交流主電圧
を直流供給電圧に変換する（切換）電源において、使用
されている。
る変換器に関する。かかる変換器は、例えば交流主電圧
を直流供給電圧に変換する（切換）電源において、使用
されている。
【０００２】
【従来の技術】J. Wustehube, Schaltnetzteileの第２
版の139ページには、交流主電圧を直流供給電圧に変換
するために使用される切換電源用ブリッジ整流器回路が
議論されており、直流供給電圧はＤＣ−ＤＣ変換器によ
って良好に制御された直流供給電圧に変換される。ブリ
ッジ整流器回路は、切換デバイスを含み、それによって
ブリッジ整流器回路がそれぞれの使用可能な交流主電圧
（例えば米国においては110…127ボルト、欧州において
は220…240ボルト）に適合され、生成された直流電圧
は、かかっている交流主電圧に関係なく略同一の値を有
するようになる。
版の139ページには、交流主電圧を直流供給電圧に変換
するために使用される切換電源用ブリッジ整流器回路が
議論されており、直流供給電圧はＤＣ−ＤＣ変換器によ
って良好に制御された直流供給電圧に変換される。ブリ
ッジ整流器回路は、切換デバイスを含み、それによって
ブリッジ整流器回路がそれぞれの使用可能な交流主電圧
（例えば米国においては110…127ボルト、欧州において
は220…240ボルト）に適合され、生成された直流電圧
は、かかっている交流主電圧に関係なく略同一の値を有
するようになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、コス
ト効果が多分にあり、異なる交流電圧ネットワークの異
なる交流主電圧を用いた動作に適している変換器を提供
することにある。
ト効果が多分にあり、異なる交流電圧ネットワークの異
なる交流主電圧を用いた動作に適している変換器を提供
することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記本発明の目的は、次
の構成要素、即ち、第１、第２、第３、及び第４の切換
素子を含み、直流電圧を交流電圧に変換する全ブリッジ
回路と、変換器出力に上記全ブリッジ回路を結合する少
なくとも容量性素子を含む回路と、上記全ブリッジ回路
の上記切換素子を制御し、上記全ブリッジ回路が上記第
１と第２の切換素子の切換状態の変化によって半ブリッ
ジ回路として動作され上記第３と第４の切換素子の切換
状態は変化されない第１のモードを提供し、全ブリッジ
回路が４つの全ての切換素子の切換状態の変化によって
全ブリッジ回路として動作される第２のモードを提供す
る制御回路とを含む変換器によって達成される。
の構成要素、即ち、第１、第２、第３、及び第４の切換
素子を含み、直流電圧を交流電圧に変換する全ブリッジ
回路と、変換器出力に上記全ブリッジ回路を結合する少
なくとも容量性素子を含む回路と、上記全ブリッジ回路
の上記切換素子を制御し、上記全ブリッジ回路が上記第
１と第２の切換素子の切換状態の変化によって半ブリッ
ジ回路として動作され上記第３と第４の切換素子の切換
状態は変化されない第１のモードを提供し、全ブリッジ
回路が４つの全ての切換素子の切換状態の変化によって
全ブリッジ回路として動作される第２のモードを提供す
る制御回路とを含む変換器によって達成される。
【０００５】２つのモードを使用することで、異なる直
流出力電圧と直流電圧との比が設定されることができ
る。変換器の構成要素の費用は最小レベルに維持され
る。本発明の実現に必要となる変換器の修正は、本質的
には、変換器の切換素子の制御の適切な実現に集約され
る。制御回路の機能は、ほんの僅かな費用を以って、よ
り詳細には、制御回路が集積回路（ＩＣ）によって実現
されるとき、容易に実現されることができる。変換器
は、特に入力に印加されるネットワーク電圧が異なると
きであっても、直流出力電圧を一定に維持することがで
きる。かかる変換器の助けによって、変化しないネット
ワーク電圧若しくは直流出力電圧の異なるレンジを設定
することが可能である。
流出力電圧と直流電圧との比が設定されることができ
る。変換器の構成要素の費用は最小レベルに維持され
る。本発明の実現に必要となる変換器の修正は、本質的
には、変換器の切換素子の制御の適切な実現に集約され
る。制御回路の機能は、ほんの僅かな費用を以って、よ
り詳細には、制御回路が集積回路（ＩＣ）によって実現
されるとき、容易に実現されることができる。変換器
は、特に入力に印加されるネットワーク電圧が異なると
きであっても、直流出力電圧を一定に維持することがで
きる。かかる変換器の助けによって、変化しないネット
ワーク電圧若しくは直流出力電圧の異なるレンジを設定
することが可能である。
【０００６】請求項２は、本発明の考えられる異種に係
り、切換素子は、第２のモードにおいて２個ずつオンと
オフとにされる。２つの切換素子が同期してオンとオフ
とにされる毎に、スイッチオンの位相が毎回２つの切換
素子をカバーするようにする（スイッチオフの位相に対
しても成り立つ）。或いは、第２のモードに対して、切
換素子は、更には、例えば４つのスイッチ全てのスイッ
チオンの位相が同相（いわゆるフェーズシフトされたパ
ルス幅変調全ブリッジにおいて）であるときに作動させ
られうる。
り、切換素子は、第２のモードにおいて２個ずつオンと
オフとにされる。２つの切換素子が同期してオンとオフ
とにされる毎に、スイッチオンの位相が毎回２つの切換
素子をカバーするようにする（スイッチオフの位相に対
しても成り立つ）。或いは、第２のモードに対して、切
換素子は、更には、例えば４つのスイッチ全てのスイッ
チオンの位相が同相（いわゆるフェーズシフトされたパ
ルス幅変調全ブリッジにおいて）であるときに作動させ
られうる。
【０００７】請求項３は、その他の実施例を示す。切換
素子のスイッチオンの位相とスイッチオフの位相は、こ
こでは２つのモードにおいて略同一の長さに維持され
（50：50の制御）、かかる方法では、第２のモードの直
流出力電圧と直流電圧との比は、第１のモードの場合の
略２倍に設定されるだろう。変換器は、略110ボルトの
主電圧を備えるが、例えば米国に於いて、主電圧で略２
倍の大きさを有する欧州に於いてと同一の交流出力電圧
を生成するが、第２のモードは、より低い主電圧で使用
され、第１のモードはより高い主電圧で使用される。好
ましくは、請求項６のような２つのモードの自動切換え
が提供され、異なる主電圧への自動追従が生じる。より
詳細には、全ブリッジ回路に印加される直流電圧は、か
かる追従のために評価される、即ち、それぞれの制御回
路に印加される。変換器に印加される主電圧の直接の評
価は、本質的に可能であるだろう。
素子のスイッチオンの位相とスイッチオフの位相は、こ
こでは２つのモードにおいて略同一の長さに維持され
（50：50の制御）、かかる方法では、第２のモードの直
流出力電圧と直流電圧との比は、第１のモードの場合の
略２倍に設定されるだろう。変換器は、略110ボルトの
主電圧を備えるが、例えば米国に於いて、主電圧で略２
倍の大きさを有する欧州に於いてと同一の交流出力電圧
を生成するが、第２のモードは、より低い主電圧で使用
され、第１のモードはより高い主電圧で使用される。好
ましくは、請求項６のような２つのモードの自動切換え
が提供され、異なる主電圧への自動追従が生じる。より
詳細には、全ブリッジ回路に印加される直流電圧は、か
かる追従のために評価される、即ち、それぞれの制御回
路に印加される。変換器に印加される主電圧の直接の評
価は、本質的に可能であるだろう。
【０００８】請求項４は、共振変換器としての変換器の
好ましい実施例を示し、切換による損失の最小化を可能
とし、変換器のより小さい設計を可能とするものであ
る。実施例の異種の幅広い多様性が、一若しくは種々の
容量性素子及び誘導性素子によって用いられることがで
きる。請求項５に記載されるような特徴を用いると、変
換器入力と変換器出力のしばしば必要となる電位分離が
達成される。
好ましい実施例を示し、切換による損失の最小化を可能
とし、変換器のより小さい設計を可能とするものであ
る。実施例の異種の幅広い多様性が、一若しくは種々の
容量性素子及び誘導性素子によって用いられることがで
きる。請求項５に記載されるような特徴を用いると、変
換器入力と変換器出力のしばしば必要となる電位分離が
達成される。
【０００９】本発明の実施形態の例が図面を参照して更
に説明される。
に説明される。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、ブリッジ整流器回路２に
よって修正され平滑コンデンサＣＥＬによって実質的に
平滑化された交流電圧Ｕｉｎが、印加される入力を有す
る変換器を示す。平滑コンデンサＣＥＬにおいて結果的
に降下する直流電圧降下ＵＢａｔは、第１の切換素子Ｓ
１と、第２の切換素子Ｓ２と、第３の切換素子Ｓ３と、
第４の切換素子Ｓ４とを含む全ブリッジ回路に印加され
る。切換素子は、ここでは電界効果トランジスタとして
配置される。電圧ＵＢａｔは、２つの切換素子Ｓ１，Ｓ
２の直列結合と、２つの切換素子Ｓ３，Ｓ４の直列結合
との双方に印加され、つまり切換素子の２つの直列結合
は、相互に並列に接続され、Ｂ点において結合され、コ
ンデンサＣＥＬの端子に結合される。切換素子Ｓ１とＳ
２間のＡ点と、切換素子Ｓ３とＳ５間のＣ点との間で降
下する交流電圧Ｕ〜は、ＵＢａｔのさい断（チョッピン
グ）から生じているが、回路３に印加され、その回路の
出力側では、変換器１の出力でもあるが、負荷ＲＬに電
源を供給するために使用される直流出力電圧Ｕｏｕｔが
使用可能である。
よって修正され平滑コンデンサＣＥＬによって実質的に
平滑化された交流電圧Ｕｉｎが、印加される入力を有す
る変換器を示す。平滑コンデンサＣＥＬにおいて結果的
に降下する直流電圧降下ＵＢａｔは、第１の切換素子Ｓ
１と、第２の切換素子Ｓ２と、第３の切換素子Ｓ３と、
第４の切換素子Ｓ４とを含む全ブリッジ回路に印加され
る。切換素子は、ここでは電界効果トランジスタとして
配置される。電圧ＵＢａｔは、２つの切換素子Ｓ１，Ｓ
２の直列結合と、２つの切換素子Ｓ３，Ｓ４の直列結合
との双方に印加され、つまり切換素子の２つの直列結合
は、相互に並列に接続され、Ｂ点において結合され、コ
ンデンサＣＥＬの端子に結合される。切換素子Ｓ１とＳ
２間のＡ点と、切換素子Ｓ３とＳ５間のＣ点との間で降
下する交流電圧Ｕ〜は、ＵＢａｔのさい断（チョッピン
グ）から生じているが、回路３に印加され、その回路の
出力側では、変換器１の出力でもあるが、負荷ＲＬに電
源を供給するために使用される直流出力電圧Ｕｏｕｔが
使用可能である。
【００１１】回路３は、共振回路素子を含む。ここで
は、コンデンサＣＳとインダクタンスＬＳとが直列共振
回路を形成する。コンデンサＣＳとインダクタンスＬＳ
とによって形成された直列回路は、変圧器Ｔの主巻線に
直列で接続され、変圧器Ｔは、変換器の入力と変換器の
出力との間の電位の分離を引き起こす。コンデンサＣＳ
とインダクタンスＬＳと変圧器Ｔの主巻線との直列結合
は、点Ａと点Ｃとの間に位置する。変圧器Ｔの第２巻線
における電圧降下は、ブリッジ整流器回路４によって修
正され、平滑コンデンサＣｇによって実質的に平滑化さ
れる。コンデンサＣｇにおける電圧降下は、変換器１の
出力で使用可能な直流出力電圧Ｕｏｕｔである。
は、コンデンサＣＳとインダクタンスＬＳとが直列共振
回路を形成する。コンデンサＣＳとインダクタンスＬＳ
とによって形成された直列回路は、変圧器Ｔの主巻線に
直列で接続され、変圧器Ｔは、変換器の入力と変換器の
出力との間の電位の分離を引き起こす。コンデンサＣＳ
とインダクタンスＬＳと変圧器Ｔの主巻線との直列結合
は、点Ａと点Ｃとの間に位置する。変圧器Ｔの第２巻線
における電圧降下は、ブリッジ整流器回路４によって修
正され、平滑コンデンサＣｇによって実質的に平滑化さ
れる。コンデンサＣｇにおける電圧降下は、変換器１の
出力で使用可能な直流出力電圧Ｕｏｕｔである。
【００１２】切換素子Ｓ１乃至Ｓ４は、制御回路５によ
って制御され、その回路において適切な制御信号が切換
素子の制御入力に印加される、即ち、図２Ａ乃至図２
Ｃ、及び図３Ａ乃至図３Ｄを参照して更に説明されるよ
うに、スイッチをオンにされるか（通電状態）、又はス
イッチをオフ（非通電状態）にされる。制御回路５は、
Ｕｏｕｔ／ＵＢａｔの２つの異なる比の値が発生し、従
ってＵｏｕｔ／Ｕｉｎの２つの異なる比の値が発生する
よう引き起こす２つの異なるモードで切換素子Ｓ１乃至
Ｓ４を制御する。
って制御され、その回路において適切な制御信号が切換
素子の制御入力に印加される、即ち、図２Ａ乃至図２
Ｃ、及び図３Ａ乃至図３Ｄを参照して更に説明されるよ
うに、スイッチをオンにされるか（通電状態）、又はス
イッチをオフ（非通電状態）にされる。制御回路５は、
Ｕｏｕｔ／ＵＢａｔの２つの異なる比の値が発生し、従
ってＵｏｕｔ／Ｕｉｎの２つの異なる比の値が発生する
よう引き起こす２つの異なるモードで切換素子Ｓ１乃至
Ｓ４を制御する。
【００１３】制御回路５は、好ましくは、４つの切換素
子Ｓ１乃至Ｓ４を適所に含む集積回路（ＩＣ）によって
形成される。
子Ｓ１乃至Ｓ４を適所に含む集積回路（ＩＣ）によって
形成される。
【００１４】図２Ａ乃至図２Ｃは、第１のモードの動作
を明らかにしている。かかるモードにおいては、切換素
子Ｓ３は永久的にスイッチがオフにされ、切換素子Ｓ４
は永久的にスイッチをオンにされ、切換素子Ｓ４におけ
る電圧降下がゼロ（短絡）になるようにする。しかしな
がら、基本的には、これは逆でもありうる、即ち、切換
素子Ｓ３は永久的にスイッチをオンにされ、切換素子Ｓ
４は永久的にスイッチをオフにされるだろう。かかる第
１のモードにおいて、切換素子Ｓ１，Ｓ２は、更に交互
にオンとオフとにされる。オンとオフの位相の長さは、
ここでは略同一である。これによって、図２Ａにおいて
示すように、切換素子Ｓ１で降下する電圧ＵＡＢのタイ
ミング図のようになる。時間間隔Ｔ１においては、切換
素子Ｓ１はオフにされ、切換素子Ｓ２はオンにされて、
かかる時間間隔において、電圧Ｕ ＡＢが電圧ＵＢａｔの
値を採用するようにする。時間間隔Ｔ１と交互になる時
間間隔Ｔ２において、切換素子Ｓ１はオンにされ、切換
素子Ｓ２はオフにされて、電圧ＵＡＢが時間間隔Ｔ２に
おいてゼロになるようにする。
を明らかにしている。かかるモードにおいては、切換素
子Ｓ３は永久的にスイッチがオフにされ、切換素子Ｓ４
は永久的にスイッチをオンにされ、切換素子Ｓ４におけ
る電圧降下がゼロ（短絡）になるようにする。しかしな
がら、基本的には、これは逆でもありうる、即ち、切換
素子Ｓ３は永久的にスイッチをオンにされ、切換素子Ｓ
４は永久的にスイッチをオフにされるだろう。かかる第
１のモードにおいて、切換素子Ｓ１，Ｓ２は、更に交互
にオンとオフとにされる。オンとオフの位相の長さは、
ここでは略同一である。これによって、図２Ａにおいて
示すように、切換素子Ｓ１で降下する電圧ＵＡＢのタイ
ミング図のようになる。時間間隔Ｔ１においては、切換
素子Ｓ１はオフにされ、切換素子Ｓ２はオンにされて、
かかる時間間隔において、電圧Ｕ ＡＢが電圧ＵＢａｔの
値を採用するようにする。時間間隔Ｔ１と交互になる時
間間隔Ｔ２において、切換素子Ｓ１はオンにされ、切換
素子Ｓ２はオフにされて、電圧ＵＡＢが時間間隔Ｔ２に
おいてゼロになるようにする。
【００１５】変換器１の第１のモードにおける動作中、
図２Ｂにおいて示すように、共振回路のコンデンサＣＳ
で降下する電圧ＵＣＳには変化がある。電圧ＵＣＳは、
約Ｕ Ｂａｔ／２の一の値を掛けた同一の量ごとに変化す
る。これは、点Ａと点Ｃとの間で降下する図２に示す電
圧Ｕ〜の変化に一致し、回路３に印加される。電圧Ｕ 〜
は、電圧ＵＡＢから直接的に導かれ、直流構成要素Ｕ
Ｂａｔ／２は、かかる電圧ＵＡＢから抽出される。第１
のモードにおける電圧Ｕ〜は、ＵＢａｔ／２の振幅値を
有する。
図２Ｂにおいて示すように、共振回路のコンデンサＣＳ
で降下する電圧ＵＣＳには変化がある。電圧ＵＣＳは、
約Ｕ Ｂａｔ／２の一の値を掛けた同一の量ごとに変化す
る。これは、点Ａと点Ｃとの間で降下する図２に示す電
圧Ｕ〜の変化に一致し、回路３に印加される。電圧Ｕ 〜
は、電圧ＵＡＢから直接的に導かれ、直流構成要素Ｕ
Ｂａｔ／２は、かかる電圧ＵＡＢから抽出される。第１
のモードにおける電圧Ｕ〜は、ＵＢａｔ／２の振幅値を
有する。
【００１６】変換器の動作の第２のモードは、図３Ａ乃
至図３Ｄを参照して説明される。かかるモードにおい
て、切換素子Ｓ１乃至Ｓ４は、２個ずつオンとオフとに
される。時間間隔Ｔ１においては、切換素子Ｓ１とＳ３
はオフにされ、切換素子Ｓ２とＳ４はオンにされる。既
に上で観測されているように時間間隔Ｔ１と交互になっ
ている時間間隔Ｔ２においては、切換素子Ｓ１とＳ３は
オンにされ、切換素子Ｓ２とＳ４はオフにされる。かか
る結果としての電圧ＵＡＢのタイミング図（図３Ａ参
照）は、第１のモードにおける場合と同様である（図２
Ａと比較参照）。しかしながら、切換素子Ｓ４で降下す
る電圧ＵＣＢは、時間間隔Ｔ１においてのみゼロであ
る。時間間隔Ｔ２においては、電圧ＵＣＢは、ＵＢａｔ
の値を採用する。上記動作モードによって、図３Ｃに示
すようにコンデンサＣＳでの電圧の変化が引き起こされ
る。電圧ＵＣＢは再びスイング形状を有することになる
が、直流構成要素はない。電圧Ｕ〜は、ＵＡＢ-ＵＣＢ
から現され、図３Ｄに示される変化を有する。図２Ｃに
示される第１のモードで生成された電圧Ｕ〜と比較する
に、振幅は２倍の大きさ、即ちＵＢａｔの値を有する。
同一の主電圧Ｕｉｎ若しくは同一の電圧ＵＢａｔを用い
ると、第２のモードにおいて２倍の大きさの直流変換器
出力電圧Ｕｏｕｔとなる。
至図３Ｄを参照して説明される。かかるモードにおい
て、切換素子Ｓ１乃至Ｓ４は、２個ずつオンとオフとに
される。時間間隔Ｔ１においては、切換素子Ｓ１とＳ３
はオフにされ、切換素子Ｓ２とＳ４はオンにされる。既
に上で観測されているように時間間隔Ｔ１と交互になっ
ている時間間隔Ｔ２においては、切換素子Ｓ１とＳ３は
オンにされ、切換素子Ｓ２とＳ４はオフにされる。かか
る結果としての電圧ＵＡＢのタイミング図（図３Ａ参
照）は、第１のモードにおける場合と同様である（図２
Ａと比較参照）。しかしながら、切換素子Ｓ４で降下す
る電圧ＵＣＢは、時間間隔Ｔ１においてのみゼロであ
る。時間間隔Ｔ２においては、電圧ＵＣＢは、ＵＢａｔ
の値を採用する。上記動作モードによって、図３Ｃに示
すようにコンデンサＣＳでの電圧の変化が引き起こされ
る。電圧ＵＣＢは再びスイング形状を有することになる
が、直流構成要素はない。電圧Ｕ〜は、ＵＡＢ-ＵＣＢ
から現され、図３Ｄに示される変化を有する。図２Ｃに
示される第１のモードで生成された電圧Ｕ〜と比較する
に、振幅は２倍の大きさ、即ちＵＢａｔの値を有する。
同一の主電圧Ｕｉｎ若しくは同一の電圧ＵＢａｔを用い
ると、第２のモードにおいて２倍の大きさの直流変換器
出力電圧Ｕｏｕｔとなる。
【００１７】より詳細には、本発明の変換器１によっ
て、異なる主電圧レンジＵｉｎ（例えば米国と欧州にお
いては、略２倍異なる）への自動追従ももたらされて、
異なる主電圧にも拘らず、変換器１は、電子機器若しく
は電子機器の構成要素へ電力を供給するのに用いられる
同一の一定直流出力電圧を生成するようになるだろう。
２つの既述の動作モード間の切換は、自動的に行われる
が、制御回路は、（破線６で指示された）電圧ＵＢａｔ
の電流値に一致する信号を供給され、切換素子Ｓ１乃至
Ｓ４は、上述の第１若しくは第２のモードにおいてかか
る信号に依存して制御される。好ましくは、制御回路自
体は、図１に示すような電圧ＵＢａｔを供給される。し
かしながら、例えば主電圧Ｕｉｎを直接的に評価する制
御回路も設置されうる。
て、異なる主電圧レンジＵｉｎ（例えば米国と欧州にお
いては、略２倍異なる）への自動追従ももたらされて、
異なる主電圧にも拘らず、変換器１は、電子機器若しく
は電子機器の構成要素へ電力を供給するのに用いられる
同一の一定直流出力電圧を生成するようになるだろう。
２つの既述の動作モード間の切換は、自動的に行われる
が、制御回路は、（破線６で指示された）電圧ＵＢａｔ
の電流値に一致する信号を供給され、切換素子Ｓ１乃至
Ｓ４は、上述の第１若しくは第２のモードにおいてかか
る信号に依存して制御される。好ましくは、制御回路自
体は、図１に示すような電圧ＵＢａｔを供給される。し
かしながら、例えば主電圧Ｕｉｎを直接的に評価する制
御回路も設置されうる。
【００１８】本発明は、既述の変換器１の実施例に限定
されない。変更は、例えば他の共振回路の配置を含んで
よい。（変換器の動作中に独立に多様に調整可能であっ
てよい）異なる比Ｔ１／Ｔ２も、ＵｏｕｔとＵＢａｔと
の他の比を設定するのに考えられる。更に、基本的に
は、２つの連続の時間間隔Ｔ１とＴ２との間の休止も可
能であり、休止中には、両電圧ＵＡＢとＵＣＢは、変換
器の動作の第２のモードにおいてゼロの値を有する。
されない。変更は、例えば他の共振回路の配置を含んで
よい。（変換器の動作中に独立に多様に調整可能であっ
てよい）異なる比Ｔ１／Ｔ２も、ＵｏｕｔとＵＢａｔと
の他の比を設定するのに考えられる。更に、基本的に
は、２つの連続の時間間隔Ｔ１とＴ２との間の休止も可
能であり、休止中には、両電圧ＵＡＢとＵＣＢは、変換
器の動作の第２のモードにおいてゼロの値を有する。
【００１９】更に、４つの切換素子Ｓ１乃至Ｓ４のいわ
ゆるフェーズシフトされたパルス幅変調全ブリッジ制御
が、第２の変換器切換モードに対してもたらされて、第
２のモードにおいて切換素子Ｓ１，Ｓ３若しくは切換素
子Ｓ２，Ｓ４のスイッチオンの位相のそれぞれが、並列
に接続されていないが、時間がずれるように（同調し
て）してよい。かかる全ブリッジ回路の動作方法は、例
えばUnitrode Power Supply Seminar, SEM-800, Bob Ma
mmanoとJeff Putschによる“Fixed Frequency, Resonan
t-Switched Pulse Width Modulation with Phase-Shift
ed Control” Sep.91のページ5-1乃至5-7から、より詳
細には関連説明と共に図１から知られる。この文書は、
ここで本出願に含まされる。
ゆるフェーズシフトされたパルス幅変調全ブリッジ制御
が、第２の変換器切換モードに対してもたらされて、第
２のモードにおいて切換素子Ｓ１，Ｓ３若しくは切換素
子Ｓ２，Ｓ４のスイッチオンの位相のそれぞれが、並列
に接続されていないが、時間がずれるように（同調し
て）してよい。かかる全ブリッジ回路の動作方法は、例
えばUnitrode Power Supply Seminar, SEM-800, Bob Ma
mmanoとJeff Putschによる“Fixed Frequency, Resonan
t-Switched Pulse Width Modulation with Phase-Shift
ed Control” Sep.91のページ5-1乃至5-7から、より詳
細には関連説明と共に図１から知られる。この文書は、
ここで本出願に含まされる。
【図１】本発明による変換器を示す図である。
【図２Ａ】第１の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図２Ｂ】第１の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図２Ｃ】第１の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図３Ａ】第２の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図３Ｂ】第２の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図３Ｃ】第２の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
【図３Ｄ】第２の変換器の切換モードに対する電圧変化
を示す図である。
を示す図である。
１ 変換器 ２ ブリッジ整流器回路 ３ 回路 ４ ブリッジ整流器回路 ５ 制御回路 Ｃ コンデンサ Ｕ 電圧 Ｓ 切換素子 Ｌ インダクタンス Ｒ 抵抗
フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 トーマス デュルバオム ドイツ連邦共和国，52379 ランガーヴェ ーエ，ヒルケンヴェーグ 10 Ｆターム(参考） 5H730 AA11 AS00 BB27 BB63 CC01 DD04 EE04 EE07 FG01 FG23 FG26
Claims (8)
- 【請求項１】 第１、第２、第３、及び第４の切換素子
を含み、直流電圧を交流電圧に変換する全ブリッジ回路
と、 変換器出力に上記全ブリッジ回路を結合する少なくとも
容量性素子を含む回路と、 上記全ブリッジ回路の上記切換素子を制御し、上記全ブ
リッジ回路が上記第１と第２の切換素子の切換状態の変
化によって半ブリッジ回路として動作され上記第３と第
４の切換素子の切換状態は変化されない第１のモードを
提供し、全ブリッジ回路が４つの全ての切換素子の切換
状態の変化によって全ブリッジ回路として動作される第
２のモードを提供する制御回路とを含む、変換器。 - 【請求項２】 上記第２のモードにおいて、上記全ブリ
ッジ回路の上記切換素子が２個ずつ交互にオンとオフと
にされることを特徴とする、請求項１記載の変換器。 - 【請求項３】 上記第１のモードにおいて、切換素子の
第１の直列結合として直流電圧に直列に接続された上記
第１と第２の切換素子が交互にオンとオフとにされ、上
記第１の切換素子で降下する電圧が交流電圧として上記
容量性素子を含む上記回路に印加されることと、 上記第２のモードにおいて、上記第４の切換素子に直列
に接続された上記第３の切換素子が、第３と第４の切換
素子の直列結合は上記直流電圧に接続されるが、上記第
１の切換素子と同時にオンとオフとにされ、上記第４の
切換素子が上記第２の切換素子と同時にオンとオフとに
されることとを特徴とする、請求項１若しくは２記載の
変換器。 - 【請求項４】 上記容量性素子を含む上記回路は、共振
回路であることを特徴とする、請求項１乃至３のうちい
ずれか１項の変換器。 - 【請求項５】 変圧器が交流電圧と直流出力電圧との間
の電位を分離するために設置されたことを特徴とする、
請求項１乃至４のうちいずれか１項の変換器。 - 【請求項６】 自動切換えが上記２つのモードの間に上
記直流電圧に依存して提供されたことを特徴とする、請
求項１乃至５のうちいずれか１項の変換器。 - 【請求項７】 請求項１乃至６のうちいずれか１項の変
換器の上記制御回路を含む、集積回路。 - 【請求項８】 請求項１乃至６のうちいずれか１項の変
換器の上記全ブリッジ回路の上記４つの切換素子を更に
含む、請求項７記載の集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10035139A DE10035139A1 (de) | 2000-07-19 | 2000-07-19 | Konverter |
| DE10035139.5 | 2000-07-19 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002101654A true JP2002101654A (ja) | 2002-04-05 |
Family
ID=7649478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001218172A Pending JP2002101654A (ja) | 2000-07-19 | 2001-07-18 | 変換器及びこれに使用される集積回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020012254A1 (ja) |
| EP (1) | EP1174991A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002101654A (ja) |
| DE (1) | DE10035139A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1472782B1 (en) * | 2002-01-30 | 2005-10-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | System comprising an electrical bridge for generating an electrical signal for a load and a control unit for such a system |
| US8025775B2 (en) * | 2002-03-15 | 2011-09-27 | Oerlikon Trading Ag, Truebbach | Vacuum plasma generator |
| EP2477207A3 (en) * | 2004-09-24 | 2014-09-03 | Zond, Inc. | Apparatus for generating high-current electrical discharges |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4700287A (en) * | 1986-05-30 | 1987-10-13 | Nilssen Ole K | Dual-mode inverter power supply |
| US5260864A (en) * | 1992-06-10 | 1993-11-09 | Digital Equipment Corporation | Configurable inverter for 120 VAC or 240 VAC output |
| DE19630983C1 (de) * | 1996-07-31 | 1998-01-08 | Transtechnik Gmbh | Wandler |
| JP3531385B2 (ja) * | 1996-10-28 | 2004-05-31 | ソニー株式会社 | 電源装置 |
-
2000
- 2000-07-19 DE DE10035139A patent/DE10035139A1/de not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-07-16 EP EP01000296A patent/EP1174991A3/de not_active Withdrawn
- 2001-07-18 US US09/908,203 patent/US20020012254A1/en not_active Abandoned
- 2001-07-18 JP JP2001218172A patent/JP2002101654A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1174991A2 (de) | 2002-01-23 |
| US20020012254A1 (en) | 2002-01-31 |
| DE10035139A1 (de) | 2002-01-31 |
| EP1174991A3 (de) | 2002-02-13 |
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