JP2002077288A - 閉ループ周波数制御 - Google Patents
閉ループ周波数制御Info
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- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
Abstract
数制御システムを提供する。 【解決手段】 閉ループ周波数制御は、隣接送信チャネ
ル又はサブチャネルの非常に近接したパッキングについ
て、受信信号周波数及び公称信号周波数の間での周波数
不整合を検出することによって、交差チャネル干渉を最
小にすることができることを可能とする。直交振幅変調
(QAM)を使用するシステムについて、周波数不整合
は、フェーザー回転フィルタを使用して受信されたコン
ステレイションの回転を検出することによって検出する
ことができる。一旦フェーザー回転が検出されると、周
波数誤差値が導かれ、補正値は受信ユニットから送信ユ
ニットに送信され、送信ユニットのためにその送信周波
数を調整する指示を伴う。ドップラー周波数シフトから
生じる送信信号への周波数不整合は、不注意な発振器不
整合と同様に補償することができる。
Description
式における周波数制御に関し、より詳細には、フェーザ
ーレート補償に基づく閉ループ周波数制御システムに関
する。
隔ユニット(一般に加入者ユニット、モバイルユニット
などと呼ばれる)及びベースユニット(しばしば基地
局、レピータ、セルなどと呼ばれる)を含む。遠隔ユニ
ット及びリピータは、所定の定義済み通信チャネル上で
通信される。これらのチャネルは、中心周波数と呼ばれ
る定義済み周波数を中心に集中する。
正確に集中した信号を送信することが望ましいが、常に
そのようになる訳ではない。遠隔ユニットが送信する周
波数を発生させる発振器は、時として固有の不正確さを
有し、これにより、所望の周波数(例えば多くの市販の
発振器は、通常の中心周波数850MHzにおいて、プ
ラスマイナス2000Hzまたは代表的には2.5pp
mの精度をもつに過ぎない。)からの偏差を生じる。こ
の不正確は、時間の経過や周囲の状況例えば温度、湿度
等の変化に応じて変動するかもしれない。モバイルユニ
ットは、自動周波数制御を使用して環境の状況に起因す
るオフセットを追跡し、受信したリピータ信号に周波数
を調整する。
隔ユニットが移動中例えば移動中の車両内におけるラジ
オや携帯電話の場合、送信された信号のドップラー偏移
の結果として周波数オフセットが生じる。ドップラー効
果は、送信された信号に100Hz、200Hzまたは
それ以上の周波数オフセットを与える。ドップラー偏移
は送信された信号に印加される実際の物理的な周波数オ
フセットを表すので、ドップラー偏移は移動受信器の内
部で補正することができない。
逸脱するので、2つ以上の遠隔ユニットの送信された信
号が、周波数帯域において重なる危険が生じ、従って、
リピータで受信される信号は互いに干渉し合う。この干
渉は、結果として受信した情報信号の劣化または損失と
なる。
数帯域(または、同じ送信器及びドップラー偏移が全て
ほぼ同じで使用される複数のサブキャリア周波数)につ
いて、遙かに離れた周波数チャンネルで個々の遠隔ユニ
ットが放送される。したがって、所望の中心周波数から
の偏差は、重大な劣化を引き起こさなかった。しかしな
がら、周波数帯域がますます混雑するにつれて、また、
割当て周波数チャネルがより狭くなるにつれて(従って
中心周波数が互いに近接して)、遠隔ユニットによって
送信される周波数における偏差の影響は、ますます重要
になっている。
信号のドップラー偏移を補償するために、遠隔ユニット
が送信する周波数を適宜制御するシステム及び方法につ
いての要請が当業界に存在する。
発明は、通信システムにおける周波数の制御方法を提供
する。この方法は、中心周波数の周囲に集中した信号を
加入者ユニットから受信するステップと、受信信号の中
心周波数を公称中心周波数と比較するステップと、及び
受信信号の中心周波数と公称中心周波数との偏差を検出
するステップとを含む。この方法はさらに、検出された
受信信号の中心周波数と公称中心周波数との偏差から周
波数補正値を導くステップと、この周波数補正値を加入
者ユニットに送信するステップとを含む。
ットを含むシステムを提供し、前記加入者ユニットは、
中心周波数の周囲に集中した定義済みバンド幅を有する
変調信号を出力する送信器を含む。このシステムはま
た、ベースユニットを含み、ベースユニットは、変調信
号を受信する受信器と、前記受信器に連結され、受信し
た変調信号を受信し復調した信号を出力する復調器と、
前記復調器に連結され、復調された信号を受信して誤差
値を出力するフィルタと、前記誤差値を受信し周波数シ
フトコマンドを出力するコマンド発生装置と、前記コマ
ンド発生装置に連結された送信器であって、前記送信器
は、周波数シフトコマンドを受信し、周波数シフトコマ
ンドを加入者ユニットに送信する、送信器とを含む。
を添付の図面と共に考慮することにより、より明瞭に理
解されるであろう。 種々の実施形態における作製及び
使用は、以下で詳細に議論される。しかし、本発明が多
種多様な特定の状況で具体化し得る多くの適用可能な発
明概念を提供することを認識されたい。議論される特定
の実施形態は、単に発明を作製し使用する特定の方法の
単なる例示であり、本発明の範囲を限定するものではな
い。
ャリアキテクチャーにおける閉ループ周波数制御を提供
するシステムで具体化されるものとして、本発明は示さ
れる。それからこの第1の実施形態の変形例が議論され
る。
ャーベースユニット(レピータとしても知られている)
によって受信される一つのチャネルの周波数帯域は、図
1aに示される。マルチキャリアキテクチャーにおい
て、マルチプルモバイル又は遠隔ユニット(加入者ユニ
ットとしても知られている)は、同じ周波数チャネルで
レピータに送信することができ、サブチャネルでの各送
信は、チャネルの全周波数帯域の一部を画成する。図1
aは、中心周波数fcの周囲に集中する一つの25kH
z幅の周波数チャネル10について、ベースユニットに
よって受信される複合信号を示す。例示の実施形態にお
いて、4つの加入者ユニットはチャネル上で送信され、
分離した4kHz幅のサブチャネル上の各送信は、それ
自身の中心周波数の周囲に集中する。第1の加入者ユニ
ットは、チャネル10の中心周波数fc以下にサブチャ
ネル中心周波数7200Hzを有するサブチャネル12
上でベースユニットに送信し、第2の加入者ユニット
は、fc以下の中心周波数2400Hzを有するサブチ
ャネル14上で送信し、第3の加入者ユニットは、fc
以上の2400Hzにおいてサブチャネル16上で送信
し、第4の加入者ユニットは、fc以上の7200Hz
においてサブチャネル18上で送信する。図示では4つ
の加入者ユニットが示され、それぞれ独自の中心周波数
をする。しかし、本発明は、互いに干渉し合う多くの隣
接独立チャネルを有するシステムに等しく良好に適用さ
れ、中央コンピュータで制御される。独特な4つのマル
チキャリアキテクチャーに関係する他の情報は、同時係
属出願中の特許出願第09/295,660号において
提供される。
ットの周波数に正確に一致する(すなわち、中心周波数
fcから±2400Hz又は±7200Hzのオフセッ
ト)理想的な場合を示す。ここで、送信された信号は、
ドップラー偏移に起因する周波数偏移の影響を受けな
い。このような理想的な条件下で、サブチャネルの中心
周波数は、互いに4800Hzの間隔を空けている。図
1bは、より現実的な世界における状況を示すものであ
り、サブチャネル16は周波数帯域で200Hzシフト
アップし、サブチャネル18は周波数帯域で100Hz
シフトダウンし、このようなシフトはドップラーまたは
類似の効果から主に起因する。このように、僅か450
0Hzでサブチャネル16及び18が分離される。
し、加入者ユニット22、24、26及び28は、定義
済み通信チャネル例えば850MHzの中心周波数fc
の周囲に集中するFCC定義済み25kHzチャネルの
個々のサブチャネル(例えば図1bのそれぞれサブチャ
ネル12、14、16及び18)上で送信される。加入
者ユニットの各々は、そのサブチャネル上でベースユニ
ットまたはリピータ30に送信し、ベースユニット30
は全チャネル帯域上で送信するが、個々に加入者ユニッ
トの各々と通信するために4つのサブチャネルの各々を
使用する。各加入者ユニットは全チャネルを受信する
が、所定時間にチャネルに割り当てられたサブチャネル
だけを復調する(加入者ユニットに割り当てられたサブ
チャネルは、ロード・バランシングまたは他の周知名な
技術を使用して「オンザフライで」ベースユニットによ
って好適に割り当てられる)。明らかなように、本発明
は、より多い又はより少い加入者ユニット、より多い又
はより少いサブチャネルを使用したシステムに適用で
き、あるいは、1つの加入者ユニットのみが所定時間に
おいてチャネル上で送信するシステムにも適用できる。
差動直交振幅変調(QAM)、好適には図3に示すよう
な2リング16ポイントコンステレイションを使用して
変調される。図3もまた、周波数不整合(加入者ユニッ
ト及びベースユニット間における)及びドップラー周波
数偏移がQAMコンステレイション上で有する効果を示
す。公称コンステレイションポイントは、同相及び横軸
によって画成されたコンステレイション上で黒点32と
して示される。受信信号が公称中心周波数の周囲に集中
するとき、コンステレイションポイント32は整列し、
コンステレイション回転は示されない。しかしながら、
受信信号が不整合な周波数である場合、中空の白点34
で示されるように、コンステレイションは回転する。
レイション回転は、フェーザーレート補償(PRC)ア
ルゴリズムの使用によって検出される。好適な実施形態
によるPRCアルゴリズムの詳細は、以下のパラグラフ
及び図3に関して提供される。
として見積もられる。位相トラッキングは、±πによる
位相衝突を避けて連続関数として位相角を再構成する。
数学上、16QAMコンステレイションでの各フェーザ
ーは、Aexp(inπ/4)として書くことができ、
ここで、nは0から7まで変化し、Aはフェーザー振幅
に対応する。フェーディング及び平均フェーザー回転
は、共にQAMフェーザーの受信した位相角に影響を及
ぼす。受信したフェーザーは、 となる。ここで、ΔEは、相殺されるフェーディング及
び基準発振器オフセットによる位相での誤差である。直
角位相変調の効果を除去するために、受信したフェーザ
ーは、8乗で増加し、次式を与える。 角度を抽出することにより8ΔEを与え、8で割ること
により余りとしてΔEを得る(8を掛けてキャリアを回
復)。実際において、複素数フェーザーを8乗に引き上
げるのは、計算上不経済である。好適には、以下の近似
が使用される。フェーザーの角度は、抽出され8を掛け
られる。得られた角度は、減少した絶対値2πである。
πから−π又は−πからπへの不連続な分岐は、±2π
を複数加えることにより解決される(−πからπでは2
πを加え、πから−πでは2πを減じる)。角度が解か
れた後、8で除算される。連続的な点間の位相差は、3
0ミリ秒のタイムスロット上で連続的な位相曲線に沿っ
て連続的な位相点で平均化され、平均残余キャリアが見
積もられる。平均は、フェーディングのためにランダム
な相回転の効果を和らげるために必要である。位相のプ
リスロット推定は、相回転を調整するために制御ループ
で使用される。他のアルゴリズムは、フェーザー回転補
償と同様に使用することができる。好適には、時間Nキ
ャリア再生が使用され、ここで、NはQAMコンステレ
イションで可能な位相点の数に基づいて選択される。
し、これは信号周波数不整合から起因するフェーザー回
転の量に対応する。この値は、次式を使用して周波数−
オフセット値に変換することができる: 周波数誤差=(ΔR/2π)*4000Hz (1) ここで、ΔRはPRCフィルタで検出される、ラジアン
で表されたフェーザー回転であり、4000Hzは好適
な実施形態によるサブチャネルの情報レートである。
トのために指示と共にもとの加入者ユニットへ通信さ
れ、周知の中継及び制御信号を使用して、周波数誤差の
量によってその発振器周波数が調節される。
後、リピータから加入者ユニットによって受信した信号
は、周波数不整合である。異なる方法は、不整合な加入
者ユニットが受信する周波数を補償するために使用され
てもよい。加入者ユニットの発振器は、受信及び送信間
で切り換えられてもよい。送信の間、加入者ユニット
は、リピータによって定められる周波数で送信する。受
信の間、発振器は、閉ループ周波数補正が適用される前
に使用された周波数に合わせられる。好適な実施形態に
おいて、発振器はリピータによって制御される周波数に
調整され、加入者ユニットが受信する間、受信器複素数
シンボルは、加入者ユニット受信周波数におけるシフト
を相殺するために逆回転する。
検出し、加入者ユニットに戻す周波数補正信号を通信す
ることによって、システムは、個々の加入者ユニットが
それぞれのサブチャネルの周波数帯域における所望の間
隔の維持を確保する周波数制御閉ループを形成し、これ
により、リピータでの互いの干渉を最小にする。他の好
適な実施形態システムに関する付加的な詳細は、以下の
欄において提供される。
適な実施形態による方法のフローチャートを提供する。
好適な実施形態において、ベースユニット30及び加入
者ユニット22、24、26及び28から成るシステム
は、時分割多重化/周波数分割多重化アーキテクチャー
を使用し、QAM変調を使用する信号を送信する。従っ
て、各加入者ユニットは、一部の時間について(時分
割)割当て周波数チャネルの一つのサブチャネル上で送
信する。
り、ここで、ベースユニット(例えば図2のベースユニ
ット30)は、加入者ユニット(例えば図2の加入者ユ
ニット26)から信号の第1のタイムスロットを受信
し、それを基底帯域に変換して復調する。十分な数のシ
ンボルを受信してコンステレイション回転を計算するた
め、フェーザー回転の量を決定する前に少なくとも5つ
のタイムスロットが好適に受信される。ステップ42に
おいて、任意にNとして定義されるカウンターは、初め
に0にセットされ、各タイムスロットが受信された時に
5まで増加する。ステップ44で示すように、一旦5つ
のタイムスロットが受信されると、Nは5を超え処理は
ステップ46まで続き、ここでフェーザー回転が計算さ
れる。一方、処理はステップ40に戻り、ここで、少な
くとも5つの情報スロットが受信されるまで、他のタイ
ムスロットが受信される。他の実施形態において、受信
したシンボルの数を計測することにより、あるいは信号
その他の受信の初期化後に、さらに行われる処理を遅延
することにより、PRCフィルタの収束のための十分な
時間が達成される。選択される方法は重要ではなく、提
供される手段が、さらに処理される前にPRCフィルタ
が収斂するのを確実にする。
が受信された後、フェーザー回転はステップ46で計算
される。次に、処理はステップ48に進み、自動周波数
制御は使用不能であったかどうかが決定される。ほとん
どの場合にこれは当てはまらないが、好適な実施形態で
は、必要な場合、システムは自動周波数制御が使用不能
であるのを許容する柔軟性を有する。自動周波数制御が
使用不能だった場合、ステップ50によって示されるよ
うに、本発明方法はこの時点で終了する。そうではない
場合、処理はステップ52に進み、上述したように、ス
テップ40−46で決定されるフェーザー回転係数は、
周波数誤差値に変換される。
定される周波数誤差値は、閾値と比較される。低閾値及
び高閾値は、情報レートRIの百分率として定義され
る。閾値は、次のように定義される: THl=1%*RI 及び THu=1.75%*RI 好適な実施形態による方法のためには、THlは40H
zでありTHuは70Hzである。周波数誤差値がTH
lより大きい場合、受信信号の中心周波数とTHlより
大きい公称中心周波数との間の不整合が示され、処理は
継続されて加入者ユニットの信号周波数を調節する。し
かしながら、誤差値がTHlより小さい場合、加入者ユ
ニットを調節する必要がある程深刻ではなく、本発明方
法はステップ50で終了する。さらに他の好適な実施形
態において、システムは安定性のためにそれに組み入れ
られるヒステリシスを有する。好適には、周波数誤差が
THlより小さい場合、加入者ユニットの信号周波数は
調整されず、誤差ドリフトがTHuより大きくなった後
にのみ調整が始まる。情報レートRIの異なるパーセン
トとして定義される他の閾値及びヒステリシススキーム
は、ルーチンデザイン試験の問題であり、本発明の範囲
内で熟考される。
と仮定して、処理はステップ56まで進み、ここで、加
入者ユニットがすでに周波数偏移コマンド又はコマンド
を受信したかどうか決定され、もしそうならば、これら
のコマンドの蓄積効果は、ドップラーの影響に基づく閾
値以上で加入者ユニットの周波数が調整される。ドップ
ラーの影響による閾値は、次のように定義される: THd=2*Fs*Vs/c ここで、Fsは加入者ユニットの代表的なキャリア周波
数、Vsは加入者ユニットの速さ、cは光速である。8
50MHzのFs、すなわち毎時70マイルのVsにつ
いて、ドップラーの影響による閾値は、リピータにおい
て約180Hzである(加入者ユニットがドップラー周
波数を調整した後、リピータ受信器が調整されるとき
に、2倍のドップラー偏移を経験する)。この閾値は、
およそ850MHzのキャリア周波数で動作し、毎時7
0マイルで動いている車両における加入者ユニットから
起因するドップラー効果を補償するために要求される、
より悪い場合の全体の累積的な調整である。異なる加入
者の車両の速度(または発振器ドリフト)に基づく他の
悪い場合における閾値及びキャリア周波数は、本発明の
範囲内で考慮される。
ニットの発振器をドップラー効果閾値量より大きく調整
しておいた場合、周波数偏移コマンドの他の動作は、加
入者ユニットによって行われない。
ユニットの信号周波数への調整によって、割り当てられ
たチャネルの境界の外側で送信するユニットを生じるか
否か、ステップ56で決定される。もしこのような場合
には他の調整は行われない、あるいは、加入者ユニット
はチャネルの帯端から離れてその周波数を調節するよう
に指示されてもよい。
はさらに調整が指令されるおよび/またはチャネルの境
界を越えて拡張するようにサブチャネルを調整すると仮
定すると、コマンドはベースユニットから適切な加入者
ユニットまで送られ、加入者ユニットにその発振器周波
数を調節するように指示する。周波数偏移コマンドは、
当業界で知られているように、好適には加入者ユニット
に送られる中継信号及び制御信号にエンコードされる。
中継信号及び制御信号に関するさらに詳細は、同時継続
中の出願番号09/295660号において提供され
る。好適な実施形態において、加入者ユニットの周波数
は、RShiftの増加で調整され、ここで、R
Shiftは、情報レートRIによって次のように定義
される。
のシフト値は、実験的な問題又はルーチンであり、本発
明の範囲内に含まれるものと考えられる(RS hift
はこの場合、20Hzである)。
られた後、受信信号が今や異なるコンステレイション回
転を有するという事実を予想して(一旦加入者ユニット
が周波数偏移コマンドに従って作動し、その発振器周波
数を調節された場合)、ベースユニットはそれ自身のフ
ェーザー補償フィルタを更新する。受信信号周波数が変
更された後、再び集中するPRCフィルタに関する待ち
時間は、公称フェーザーレート値を調節することによっ
て避けることができる。これは次式を使用して達成され
る。
り、ΔRPは以前のフェーザーレート補償値(信号周波
数の変化前)であり、±20Hzは周波数偏移コマンド
が周波数の増加又は減少方向(右又は左)にシフトした
かに依存して正又は負の値となる。このステップは、ス
テップ60として示される。
Nでフェーザーレート補償フィルタを更新する前に、2
つのタイムスロット待ち時間周期が必要である。この遅
れは、少なくとも2つのタイムスロットが、周波数偏移
コマンドを含む全コマンドコードを加入者ユニットに送
信することを要求されるためである。他の実施形態にお
いて、待ち時間は多かれ少なかれシステム設計に依存す
るかもしれない。待ち時間周期の終わりに、リピータは
ステップ64に示されるようにそのフェーザー補償因子
を更新する。
補償を使用することなく、リピータは直接加入者ユニッ
トだけを制御することができる。しかしながら、このよ
うなシステムでは、待ち時間はシステムの安定性を低下
させるかもしれない。好適な実施形態の有利な特徴は、
通信サブチャネル間の干渉を最小にする閉ループ周波数
制御の使用である。フェーザーレート補償及び閉ループ
周波数制御は共に、加入者ユニットの連続的な追尾を提
供し、加入者ユニットは連続的にその速度及び方向を変
え得るので(例えば移動中の自動車)、リピータにおい
て異なるドップラー効果を生ずる。
周波数の方法及びシステムは、以下に図5を参照して記
載され、ここで、周波数帯域は、典型的な25kHzの
周波数チャネルが4つの別々の4kHzサブチャネルに
分割して示されている。2つの加入者ユニットは、時分
割多重化を使用する各サブチャネル上で送信することが
でき、一方の加入者ユニットは、1つのタイムスロット
の間、サブチャネル上で送信され、第2の加入者ユニッ
トは、第2のタイムスロットの間、同じサブチャネル上
で送信される。1つのタイムスロットのみが図5に示さ
れている。
及びサブチャネル「B」で受信した信号304は、サブ
チャネル「C」上で受信した信号306に関して、かな
り強度が高い。サブチャネル「D」で受信した信号30
8もまた、信号306に関して強度が高い。図示された
信号は、ベースユニット30で受信される信号を表す。
ベースユニットで受信される信号強度の差は、4つの異
なる加入者ユニットが4つの信号を送信したという事実
に起因する。サブチャネルCで送信する加入者ユニット
は、他の加入者ユニットよりもベースユニットから遠く
てもよく(より大きい信号減衰となる)、あるいは加入
者ユニットは大きな建物または他の信号遮断物の後ろに
いるか、あるいは、加入者ユニットは単に弱いバッテリ
ーを有しており、電力を保存する低消費電力で送信す
る。いかなる理由であっても、比較的弱い信号306
は、その隣接したサブチャネル(図示の場合ではB及び
D)を横切るサブチャネル干渉に対して、サブチャネル
Cをより脆弱にする。
にそれぞれ強い信号302及び304を有し、ベースユ
ニットに送信される。これらの信号間も交差サブチャネ
ル干渉を最小にすることも好ましいが、互いの干渉によ
ってサブチャネルは著しく劣化されることはない。
通信システムと共に使用する電力制御システム及び方
法」と題する同時継続中の米国特許出願第09/296
055号(ここに参照して本願明細書に組み入れる)で
議論されているように、閉ループ電力制御は、サブチャ
ネルCに送信される信号の強度を増大し、あるいは、お
そらく適当な環境下において、サブチャネルB及びDに
送信される信号の強度を減少させ、これにより、信号3
04及び306間及び信号306及び308間の交差サ
ブチャネル干渉の効果を制限する。あるいは、本発明の
実施形態において、閉ループ周波数制御を使用してサブ
チャネル間に付加的な間隔(周波数帯域における)を提
供することができ、これにより、弱い信号でのサブチャ
ネル干渉の効果を最小にする。
ブチャネル干渉を最小にする、好適な実施形態による技
術のフローチャートを提供する。このプロセスはステッ
プ80から開始され、ここで、4つのサブチャネル信号
302、304、306及び308は第1のタイムスロ
ットで受信され、同時継続中の特許出願第09/295
660号に記述されるように、各信号の信号強度は平方
根ナイキストフィルタによって周波数チャネル化された
後に、平方和を使用して計算される。ステップ82にお
いて、各サブチャネルの信号強度は比較され、1つ以上
のサブチャネル信号が隣接する信号に対して弱いかどう
かが決定される。ステップ84で決定されるように、も
し全てのサブチャネル信号の強度が比較的近い場合、周
波数調整は必要ではなく(干渉の目的のために)、ステ
ップ86により処理は終了し、次のタイムスロットが受
信される。
ように、サブチャネルの信号強度のいずれか1つがある
閾値量以上に逸脱している場合、処理はステップ88に
続く。このステップにおいて、第1のサブチャネル信号
は、その隣接チャネルと比較され、サブチャネル又は1
つもしくは2つの隣接チャネルが周波数低域に沿って移
動すべきか否かが決定され、これにより、隣接チャネル
での強い信号と弱い信号とが分離される。当業者には明
らかなように、これは最適なサブチャネル間隔(図5に
おけるチャネルの境界202、204内)を確かめる反
復的なプロセスである。その理由は、一方向にサブチャ
ネルが弱い隣接サブチャネルから離れて移動することに
より、他のサブチャネルを干渉し始めるようになるため
と考えられる。この条件はステップ88及び90を含む
プロセスループによって示され、考察されかつ隣接する
サブチャネル間での最適な間隔が決定される。
た最適な間隔が、他のサブチャネルのために決定された
以前の最適な間隔と比較される。ステップ94では、種
々のコンフリクトが解決される(例えば、強いチャネル
は、どちらの側部で弱い信号チャネルを有するかもしれ
ず、従って、どちらの方向にもシフトされてはならな
い)。最後にステップ96では、通信チャネルにおける
全てのサブチャネルの最適な間隔が検討されたかが決定
される。もし他のサブチャネルが残っている場合、プロ
セスループはステップ88に戻り、ここで、次のサブチ
ャネルが考慮され、プロセスループは全てのサブチャネ
ルが考慮されるまで続く。
るために、異なる方法を使用することができる。ナイキ
ストフィルタのテールにおける理論的な阻止帯エネルギ
ーは、下部の振幅信号に対する大きい振幅信号の干渉の
程度を決定するために使用されてもよい判定基準であり
(図5)、低エネルギー信号の通過帯域の範囲内で、干
渉エネルギーを最小にすることに基づいて調整が行われ
る。隣接チャネルの通過帯域の範囲内で期待されるエネ
ルギーは、索表形式に含めることができる。また、大き
い干渉信号を適度に離すことによって、かつビット誤り
率で得られた減少を計算することによって、調整を行う
ことができる。
ネルの最適な間隔が導かれたら、処理はステップ98に
進み、ここで、コマンドは適切なように1つ以上の加入
者ユニットに送られ、発振器周波数が調整され、従っ
て、これらの加入者ユニットの送信信号中心周波数は最
適な間隔で受信された信号にシフトする。しかしながら
一部の場合、ステップ98に周波数偏移コマンドは送ら
れず、これは、サブチャネルがすでに最適な間隔あるい
はそれに近い間隔である場合、波形が使用不能である場
合、又はサブチャネルをシフトするのが望ましくない場
合である。周波数偏移コマンドに関する詳細は、第1及
び第2の好適な実施形態を参照して上述で提供される。
また、上述したようにステップ100において、ベース
ユニットは、周波数偏移コマンドで指示されたサブチャ
ネルのための新たな値ΔRNでフェーザーレート補償フ
ィルタを調節する。最後に、一旦コマンドが送られ補償
因子が更新されると、処理はステップ86に進み、ベー
スユニットは信号の次のタイムスロットを待つ。
周波数不整合またはドップラー偏移の効果を打ち消すこ
とを意図するものではなく、本発明は、周波数シフトを
補正する、サブチャネルの干渉を最小にする、あるい
は、これらを同時に行う周波数制御を使用することに留
意されたい。
す時にはいつでも、周波数コマンドは、周波数が電圧に
変換された後に、加入者ユニットの周波数発振器に、命
令された変化を生じる。加入者ユニットが受信する際に
経験する、生じた周波数不整合を補償する、異なる方法
が存在する。好適な実施形態において、等価なフェーザ
ーオフセットがシンボル基準毎に使用され、受信周波数
が不整合となった周波数発振器を補償する。フェーザー
変化のための補償値ΔQは、次式で与えられる。
て、角度調整はシンボル基準毎に次のように計算され
る: Cos_cor=Cos(ΔQ) Sin_cor=Sin(−ΔQ) Cos_angi=Cos_cor*Cos_angi−1
−Sin_cor*Sin_angi−1 Sin_angi=Sin_cor*Cos_angi−1
+Cos_cor*Sin_angi−1 新たなシンボル値は、次のようになる。In_phas
eci=In_phasei*Cos_angi−Qua
d_phasei*Sin_angiQuad_phase
ci=Quad_phasei*Cos_angi+In_
phasei*Sin_angi ここで、In_pha
seiは、サンプル時間におけるIn_phase成分
のダウンサンプルし補間した値であり、Quad_ph
aseiは、サンプル時間における直交成分のダウンサ
ンプルし補間した値である。In_phaseci及び
Quad_phaseciは、補正された値を表し、C
os_angi及びSin_angiは、シンボル値を現
在の時間に変換するのに使用するコサイン及びサインの
更新された値である。第1の同相及び直角位相シンボル
は調節されず、Cos_ang1及びSin_ang1の
初期値はそれぞれ0,1である。フェーザー回転に対す
るこれらの所定変化が計算され、あたかもシンボル回転
補償が存在しないように、自動周波数制御が実行され
る。
いての他の方法は、当業者にとっては自明であろう。加
入者ユニットが受信する周波数補償についての異なる方
法は、本発明の範囲内のものであると考えられる。
の注意点は、ごく短時間の間に加入者ユニットのいずれ
かがその中心周波数にシフトする指示を与えることを確
実にしなければならず、これにより、加入者ユニットが
割り当てられた(すなわち図1bのチャネル10)周波
数チャネル領域の外側に到達する全て又は一部の信号を
加入者ユニットが送信する。
れたが、この記載は限定することを意図するものではな
い。本発明の他の実施形態のみならず例示の実施形態の
種々の変更及び組合わせは、上記記載を参照することに
よって当業者には明らかである。従って、添付の請求の
範囲は、このような種々の変更や実施形態を包含するも
のである。
よる通信チャネルの周波数帯域を示す図であり、理想状
態を示す。
よる通信チャネルの周波数帯域を示す図であり、周波数
シフトを示す。
システムを示す。
ら起因するフェーザー回転を示しているQAMコンステ
レイションを示す。
よる方法のフローチャートを提供する。
他の好適な実施形態による通信チャネルのための周波数
帯域を示す。
に、閉ループ周波数制御を使用する好適な実施形態によ
る方法のフローチャートである。
7)
Claims (22)
- 【請求項1】 通信システムにおける周波数制御方法で
あって、 中心周波数の周囲に集中した信号を加入者ユ
ニットから受信するステップと、 受信信号の中心周波
数を公称中心周波数と比較するステップと、 受信信号
の中心周波数と公称中心周波数との偏差を検出するステ
ップと、 受信信号の中心周波数と公称中心周波数との
検出した偏差から周波数補正値を導き出すステップと、 前記周波数補正値を加入者ユニットに送信するステップ
と を含む、周波数制御方法。 - 【請求項2】 前記受信信号は直角位相振幅変調され、
前記検出ステップは、受信信号が復調されるとき、受信
されたコンステレイションでフェーザー回転を検出する
ことによって達成される、請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 検出されたフェーザー回転から前記周波
数補正値に変換するステップをさらに含む、請求項2に
記載の方法。 - 【請求項4】 前記検出ステップからのフェーザー回転
補償値を導き出し、前記周波数補正値を加入者ユニット
に送信した後、フェーザー補償値を更新するステップを
さらに含む、請求項1に記載の方法。 - 【請求項5】 前記比較ステップの前に、中心周波数が
0ヘルツとなるように受信信号がベースバンドに周波数
逓降変換される、請求項1に記載の方法。 - 【請求項6】 フェーザー回転は、時間Nキャリア再生
アルゴリズムを使用することにより検出される、請求項
2に記載の方法。 - 【請求項7】 周波数補正値は、式:周波数誤差=(Δ
R/2π)*Sを使用して導かれ、ここで、ΔRは検出
されたフェーザー回転であり、Sは受信信号のシンボル
レートである、請求項6に記載の方法。 - 【請求項8】 前記加入者ユニットは、公称周波数を有
する発振器を含み、加入者ユニットは補正値を受信し、
さらに、加入者ユニットによる補正値の受信に応じて、
調整された発振器周波数に加入者ユニットの公称発振器
周波数を調整するステップと、 加入者ユニットが受信モードのときに、公称発振器周波
数及び調整された発振器の間の周波数不整合を補償する
ステップとを含む、請求項1に記載の方法。 - 【請求項9】 システムであって、 中心周波数の周囲
に定義済みバンド幅を有する変調信号を出力する送信器
を含む加入者ユニットと、 ベースユニットとを含み、前記ベースユニットは、 変調信号を受信する受信器と、 前記受信器に連結され、受信した変調信号を受信し、復
調した信号を出力する復調器と、 前記復調器に連結され、復調された信号を受信して誤差
値を出力するフィルタと、 前記誤差値を受信し周波数シフトコマンドを出力するコ
マンド発生装置と、 前記コマンド発生装置に連結され、前記周波数シフトコ
マンドを受信し周波数シフトコマンドを加入者ユニット
に送信する送信器とを含む、システム。 - 【請求項10】 調整された信号は、直角位相振幅変調
信号である、請求項9に記載のシステム。 - 【請求項11】 変調された信号は、16ポイント2−
リングコンステレイションを使用して変調される、請求
項10に記載のシステム。 - 【請求項12】 前記フィルタは、フェーザー回転補償
フィルタであり、誤差値は復調された信号でフェーザー
回転を検出することによって導かれる、請求項9に記載
のシステム。 - 【請求項13】 フェーザー回転補償フィルタは、時間
Nキャリア再生アルゴリズムに基づく、請求項9に記載
のシステム。 - 【請求項14】 加入者ユニットは、双方向無線通信で
ある、請求項9に記載のシステム。 - 【請求項15】 加入者ユニットは、携帯電話である、
請求項9に記載のシステム。 - 【請求項16】 加入者ユニットはさらに、 周波数シフトコマンドに応じて周波数を変更し得る、可
変周波数を有する信号を出力する可変発振器を含む、請
求項9に記載のシステム。 - 【請求項17】 加入者ユニットが伝送モードであり加
入者ユニット内で生じたフェーザーオフセットコマンド
に応じて変化するとき、可変発振器は周波数シフトコマ
ンドに応じて変化する請求項16に記載のシステム。 - 【請求項18】 閉ループ周波数制御方法であって、 遠隔ユニットから信号を受信するステップであり、前記
信号は、直交振幅変調コンステレイション上に描かれた
直交位相振幅変調シンボルを含む、ステップと、 受信信号のコンステレイション回転を検出するステップ
であり、コンステレイション回転は、信号が受信された
周波数及び信号が復調された周波数の間の周波数偏移に
起因する、ステップと、 検出されたコンステレイション回転からフェーザー回転
補償値を導くステップと、 フェーザー回転値を周波数誤差値に変換するステップ
と、 前記周波数誤差値を補償する周波数シフト値を決定する
ステップと、 前記周波数シフト値を前記遠隔ユニットに送信するステ
ップとを含む方法。 - 【請求項19】 前記遠隔ユニットに送信された周波数
シフト値に基づいて、 フェーザー回転値を更新するステップをさらに含む、請
求項18に記載の方法。 - 【請求項20】 受信信号でのコンステレイション回転
は、時間Nキャリア再生アルゴリズムを介して受信信号
をフィルタリングすることによって検出される、請求項
18に記載の方法。 - 【請求項21】 遠隔ユニットから受信する信号は、無
線信号である、請求項18に記載の方法。 - 【請求項22】 遠隔ユニットから受信する信号は、直
交振幅変調を使用して変調され、さらに、受信信号を復
調するステップを含む、請求項18に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US59700200A | 2000-06-20 | 2000-06-20 | |
US09/597002 | 2000-06-20 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002077288A true JP2002077288A (ja) | 2002-03-15 |
Family
ID=24389636
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001178358A Pending JP2002077288A (ja) | 2000-06-20 | 2001-06-13 | 閉ループ周波数制御 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP1168617A3 (ja) |
JP (1) | JP2002077288A (ja) |
KR (1) | KR20010114153A (ja) |
CN (1) | CN1329425A (ja) |
AU (1) | AU5194901A (ja) |
IL (1) | IL143791A0 (ja) |
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- 2001-06-14 EP EP01305177A patent/EP1168617A3/en not_active Withdrawn
- 2001-06-15 IL IL14379101A patent/IL143791A0/xx unknown
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- 2001-06-19 KR KR1020010034537A patent/KR20010114153A/ko not_active Application Discontinuation
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Publication number | Publication date |
---|---|
KR20010114153A (ko) | 2001-12-29 |
IL143791A0 (en) | 2002-04-21 |
CN1329425A (zh) | 2002-01-02 |
EP1168617A3 (en) | 2002-11-06 |
AU5194901A (en) | 2002-01-03 |
EP1168617A2 (en) | 2002-01-02 |
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Legal Events
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A601 | Written request for extension of time |
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|
A602 | Written permission of extension of time |
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