CN1329425A - 闭环频率控制 - Google Patents

Abstract

闭环频率控制可更紧密压紧相邻的传输信道或者次信道,其中通过检测接收信号频率和标称信号频率之间的频率失配自适应地将相交信道干扰减到最少。对于使用正交幅度调制的系统,通过使用相量旋转滤波器检测接收星座图的旋转,可以检测频率失配。一旦检测到相量旋转,则得到一个频率误差值并从接收单元发射校正值到发射单元,以利用指令调整发射单元的发射频率。可以补偿由多普勒频移引起的发射信号频率失配和振荡器意外失配。

Description

闭环频率控制

本发明通常涉及无线通信系统中的频率控制，并且特别涉及基于相量速率补偿的闭环频率控制系统。

一个典型的通信系统包括一个或多个远程单元(通常称为用户单元，移动单元等等)和一个基站单元(常常称为基站，中继器，蜂窝等等)。远程单元和中继器在某个预定义通信信道上通信。这些信道以一个预定义频率(称为中心频率)为中心。

虽然理想的是远程单元发射完全以该中心频率为中心的信号，但是实际情况常常不是这样。产生远程单元进行发射的频率的振荡器时常具有一固有的误差，它使得从期望频率偏移(例如，在850MHz的通常的中心频率处，许多商业上可用的振荡器只能精确到正负2000Hz之内，或者通常每兆2.5部分)。这个误差可以随时间变化，并随着诸如温度、湿气这类的周围条件而改变。利用自动频率控制并把频率调整到接收中继器信号上，移动单元跟踪由环境条件引起的偏移。

除了自然设备的固有误差之外，当远程单元在移动中时(例如对于一个在移动的交通工具中的无线电或者行动电话)由于发射信号的多普勒偏移也可能出现频偏。多普勒效应可以对发射信号造成一个100Hz、200Hz或者更多的频偏。由于多普勒偏移表示强加于发射信号上的一实际的自然频偏，所以对移动接收机来说多普勒偏移不能被内部纠正。

当远程单元从它们的期望中心频率偏离时，则出现两个或多个远程单元的发射信号将在频谱上重叠的危险性，因此在中继器处接收的信号将彼此干扰。这个干扰可能导致接收信息信号的恶化或丢失。

在大多数的现有技术的系统中，专用的远程单元在频谱间距很远的频率信道上(或者在由同一发射机使用的并且全部多普勒偏移大致相同的多个副载波频率上)进行广播。因此，从期望中心频率的偏移不引起显著的恶化。然而，当频谱逐渐变得拥挤时，由于所分配的频率信道变窄(因此使得中心频率彼此更近)，所以远程单元所发射的频率的偏移影响逐渐变得显著。

因此，在本领域存在对于一种系统和方法的需要，用于自适应地控制频率(远程单元在该频率处进行发射)以便补偿该远程单元发射的信号中的多普勒偏移。

按照本发明一个方面，提供在通信系统中的一种频率控制的方法。该方法包括步骤：接收来自用户单元的信号，该信号以中心频率为中心，把该接收信号的中心频率与一个标称中心频率进行比较，并且检测接收信号的中心频率与标称中心频率之间的偏移。该方法进一步包括从接收信号的中心频率与标称中心频率之间所检测的偏移中得出一个频率校正值，然后把该频率校正值发射给用户单元。

按照本发明另外一个方面，提供一种包括一个用户单元的系统，该用户单元包括一个输出一调制信号的发射机，该调制信号具有一个以中心频率为中心的预定义带宽。该系统还包括一个基站单元，该基站单元包括一接收机，该接收机接收调制信号；一个连接到接收机的解调器，该解调器接收被接收的调制信号并输出一个已解调信号；一个连接到该解调器的滤波器，接收该已解调信号并输出一个误差值；一个命令产生器，该命令产生器接收该误差值并输出一个频移命令；一个连接到该命令产生器的发射机，该发射机接收频移命令并把该频移命令发射给用户单元。

参考附图从下列说明中将更清楚地理解本发明上面的特征，附图中：

图1a和1b说明对于优选实施例的通信信道分成次信道的频谱，分别表示理想条件和频率偏移；

图2说明一个优选实施例的通信系统，在其中可以使用本发明；

图3说明一个QAM星座图，它表示由发射和接收设备之间的频率失配而引起的相量旋转；

图4提供了一种用于闭环频率控制的优选实施例的方法的流程图；

图5说明了对于另外一个优选实施例的通信信道分成不同信号强度的次信道的频谱；和

图6是对不同信号强度的分开的次信道使用闭环频率控制的优选实施例的方法的流程图。

在下面详细地讨论各个实施例的产生和使用。可是，应该理解，本发明提供许多可应用的发明的概念，在多种多样的具体上下文中其可以被具体化。所讨论的具体实施例只是说明产生和使用本发明的具体方法，并不是限制本发明的范围。

在第一优选实施例中，将把本发明具体化在一种以多载波结构的形式提供闭环频率控制的系统中来说明。然后将讨论此第一实施例的变形。

在图1a中说明了通过一个优选实施例的多载波结构基站单元(也就是通常所说的中继器)收到的单个信道的频谱。在多载波结构中，多个移动或者远程单元(也就是通常所说的用户单元)可以在相同的频率信道上向中继器发射，其每一个在定义信道整个频带宽度的一部分的一个次信道上发射。图1a说明了对于以中心频率fc为中心的单个25kHz宽的频率信道10通过基站单元接收的复合信号。在说明实施例中，四个用户单元在信道上发射，每一个在以它自己的中心频率为中心的相隔4kHz宽的次信道上发射。第一用户单元在具有低于信道10的中心频率fc的次信道中心频率7200Hz的一个次信道12上向基站单元发射，第二用户单元在具有低于f_c的中心频率为2400Hz的一个次信道14上发射，第三用户单元在f_c之上的2400Hz处的一个次信道16上发射，第四用户单元在f_c之上的7200Hz处的一个次信道18上发射。这个实例显示了四个用户单元，每一个具有它自己的中心频率。然而，本发明可同样好地应用到这样的系统，该系统具有由一个中央计算机控制的会发生干扰的许多邻近独立信道。关于详细的四个多载波结构的进一步的信息被提供在共同未决的专利申请09/295,660中。

图1a说明一种理想的情况，图中每个用户单元在与基站单元完全匹配的一个基准频率处(即，从中心频率处偏移±2400Hz或者±7200Hz)进行发射，并且其中发射信号没有受到由多普勒偏移引起的频移。在这样的理想条件下，次信道的中心频率彼此相隔4800Hz。图1b说明了一种更实际的情形，其中，次信道16已向上偏移了200Hz频谱并且次信道18已向下偏移100Hz频谱，这样的偏移主要是由多普勒或者类似的影响所引起。同样地，次信道16和18仅仅相隔4500Hz。

图2说明一个优选实施例的系统20，其中用户单元22、24、26和28在一个已定义通信信道的专用次信道(例如图1b的分别的次信道12、14、16和18)上发射，例如FCC定义的以850MHz的中心频率f_c为中心的25kHz信道。每一用户单元在它的次信道上向基站单元或者中继器30发射，并且基站单元30在整个信道频谱上发射，但是使用四个次信道的每一个来与每一个用户单元单独通信。虽然每个用户单元接收整个信道，但是在任何给定的时间处它只解调分配给它的次信道(最好由“传送中”(on the fly)的基站单元使用负载平衡或者其他公知的技术来把次信道分配给用户单元)。很显然，本发明适用于使用更多或者更少的用户单元，更多或者更少的次信道的系统中，或者适用于其中在任意给定的时间上只有一个用户单元在一个信道上进行发射的系统中。

在优选实施例的系统中，使用差分正交幅度调制(QAM)调制信号，最好使用两个环状十六点星座图，如图3所示。图3也说明了频率失配(在用户单元和基站单元之间)以及多普勒频移在QAM星座图上的影响。把标准的星座图点表示为在由同相和正交坐标轴定义的星座图上的实心点32。当接收信号以标称中心频率为中心时，星座图点32被定位并且没有出现星座图旋转。然而，当接收信号频率失配时，星座图被旋转，如空心点34所示。

星座图旋转、也就是通常所说的相量旋转是通过一种相量速率补偿(PRC)算法的使用来检测的。现在参考附图3在随后的段落中提供优选实施例的PRC算法的细节。

平均相位旋转作为相位跟踪的一个副产品被估计。相位跟踪把该相角重建为避免相位碰撞±π的一个连续函数。从数学上说，16QAM星座图中的每个相量可以被记作Ae^inπ/4，在此，n从0变化到7，A对应于相量幅度。

衰落和平均相量旋转两者都影响QAM相量的接收相角。接收相量变成 $A\′e^{i(\frac{\mathrm{n\π}}{4}+\mathrm{\ΔE})}$ 在此，ΔE是由衰落和参考振荡器偏移引起的相位误差。为了消除正交调制的影响，接收相量可以是提高到八次幂，给出 ${(A\′)}^8{e}^{i(\frac{8\mathrm{n\π}}{4}+8\mathrm{\ΔE})}={(A\′)}^8{e}^{i\left(2\mathrm{n\π}\right)}\left(e^{i8\mathrm{\ΔE}}\right)={(A\′)}^8{e}^{i8\mathrm{\ΔE}}$

提取该角度给出8ΔE，并且8等分产生ΔE作为余数(“乘八载波恢复”)。实际上，把一个复数相量提高到八次幂是很花费计算量的。最好使用下面的近似法。提取相量角并乘以八。结果的角度以模2π减小。通过把多个±2π加到该角度上来展开从π到-π或者从-π到π的不连续跳跃(对于-π到π增加2π，而对于π到-π减掉2π)。在展开角度之后，它们被除以八。在30ms时隙上为沿着连续的相位曲线的连续的相位点对在连续点之间的相位差进行平均，以便给出平均残余载波的估计。该平均对消除由于衰落所引起的随机相位旋转的影响是必要的。每一时隙的相位估计被使用于控制环中来调整相位旋转。对于相量旋转补偿可以使用也同样好的其它算法。优选使用N次载波恢复，在此，根据QAM星座图中的可能相位点的数目来选择N。

PRC滤波器输出一个弧度值，它对应于由信号频率失配而引起的相量旋转数。使用下面的公式可以把这个值转换成一个频率补偿值：

        频率误差＝(ΔR/2π)^*4000Hz，    (1)在此，ΔR是通过PRC滤波器以弧度的形式检测的相量旋转，4000Hz是优选实施例的次信道的信息速率。

然后可以用用户单元的指令把这个频率误差通信返回到用户单元，以便利用公知的中继和控制信号把它的振荡器频率调整频率误差的数量。

在用户单元调整它的频率之后，由用户单元从中继器接收的信号是频率失配的。可以使用各种方法来补偿该失配的用户单元接收频率。用户单元的振荡器可以在接收与发射之间反复(toggle)。在发射期间，用户单元在由中继器规定的频率处发射。在接收期间，振荡器调谐到在应用闭环频率校正之前所使用的频率上。在优选实施例中，把振荡器调整到中继器所命令的频率上，并且在用户单元接收期间，相反地旋转接收机复数码元以便补偿用户单元接收频率的偏移。

通过检测基站单元处的频率失配并把一个频率校正信号传回到用户单元(组)，该系统形成一个频率控制闭环，其确保单独的用户单元在它们各自的次信道上保持期望间隔，以使在中继器处将彼此的干扰减到最少。下面几段将提供关于另外一个优选实施例系统的另外的细节。

图4提供了形成闭环频率控制的一种优选实施例的方法的流程图。在优选实施例中，包含基站单元30和用户单元22、24、26以及28的系统使用时分多路复用/频分多路复用结构，并且使用QAM调制来发射该信号。因此，每个用户单元在一段时间(时分)上在所分配的频率信道的单个次信道上(频分)进行发射。

本方法从步骤40开始，其中，基站单元(例如图2的基站单元30)接收来自用户单元(例如图2的用户单元26)的信号的第一时隙，将它下变频到基带并对它进行解调。为了使得接收足够数量的码元来计算星座图旋转，在确定相量旋转数量之前最好接收至少五个时隙。在步骤42，任意地定义为N的一个计数器，被最初设置为0，并在接收到每一个时隙时递增直到五。一旦已接收完五个时隙，如步骤44中所示，则N大于5，并且处理继续到步骤46，在该步骤计算相量旋转。否则，处理循环返回到步骤40，在步骤接收另外一个时隙，直到已经接收到信息的至少五个时隙为止。在其他实施例中，通过计数接收码元的数目，或者通过在信号接收开始之后把进一步的处理延迟某个规定的一段时间，或者通过其它的变通办法，可以达到用于PRC滤波器收敛的足够时间。所选择的确切方法不重要，只要在进一步的处理之前，提供确保PRC滤波器已经收敛的手段即可。

如上所述，在已经收到呼入信号的五个时隙之后，在步骤46中计算相量旋转。然后处理继续到步骤48，在此确定是否已经禁止自动频率控制。在大多数的实例中不是这种情况，但是在优选实施例中，如果需要的话，该系统具有允许禁止自动频率控制的灵活性。如果自动频率控制已经被禁止，则该方法将终止在这一点上，如步骤50所示。否则，处理继续到步骤52，在此，在步骤40-46中确定的相量旋转因子被转换成一个频率误差值，如上所述。

在步骤54中，把在步骤48中确定的频率误差值与一个阈值进行比较。较低的和较高的阈值被定义为信息速率的一个百分比R₁。该阈值定义为：

            TH₁＝1％*R₁并且TH_u＝1.75％*R¹

对于优选实施例的方法，TH₁是40Hz而TH_u是70Hz。如果频率误差值大于TH₁，表示在接收信号的中心频率与标称中心频率之间的失配大于TH₁，处理将继续调整用户单元的信号频率。可是，如果误差值不足TH₁，则失配没有达到需要调整用户单元那么严重的地步，然后本方法将每次终止在步骤50。在另外一个优选实施例中，为了稳定性，该系统将使磁滞现象引入其中。优选地，如果频率误差低于TH₁将不进行对用户单元的信号频率的调整，并且只有在误差漂移大于TH_u之后调整才将开始。定义为不同的信息速率R₁百分比的其他阈值、以及磁滞现象方案是一种程序设计实验，并且在本发明的范围内。

假定频率误差大于门限或容限值，处理继续到步骤56，在此确定用户单元是否已经收到一个频移命令或者命令组，如果是，则确定那些命令的累积影响是否将基于多普勒效应把用户单元的频率调整大于某个阈值数量的值。多普勒效应阈值定义为：

                      TH_d＝2*F_s*V_s/c其中F_s是用户单元的一个典型的载频，V_s是用户单元的速率，c是光速。对于850MHz的F_s，每小时七十英里的V_s，在中继器处的多普勒效应阈值应该大约为180Hz(在用户单元为多普勒频率调整之后，在调整时中继专用接收机经历两次多普勒偏移)。这个阈值大约是一种更坏的情况的总的累积调整，其是补偿由每小时大约七十英里移动的汽车中操作在850MHz载频上的用户单元所引起的多普勒效应所需要的。另外一个更坏的情况的阈值是基于不同的用户交通工具速率(或者振荡器频率漂移)和载波频率并且在本发明的范围内已被预计到了。

如果先前的命令的累积影响例如已经把用户单元的振荡器调整了大于多普勒效应阈值数量的值的话，则用户单元将不进行有关频移命令的进一步操作。

最好，基站单元也将确定在步骤56中对用户单元的信号频率的调整是否将使该单元所分配的信道边缘之外进行发射。如果是，那么将不进行任何进一步的调整，或者可以命令用户单元调整它的频率远离该信道的频带边缘。

假定进一步的信号频率调整被要求，和/或进一步的调整使次信道扩展超过该信道边缘的话，则从基站单元将发送一个命令到适当的用户单元，以命令该用户单元调整它的振荡器频率。频移命令最好被编码在发送给用户单元的中继与控制信号中，如本领域中已知的一样。关于中继与控制信号的另外的细节被提供在共同未决的专利申请09/295,660中。在优选实施例中，按照R_shift的增量来调整用户单元的频率，在此依据信息速率R_I把R_shift定义为

                   R_shift＝0.5％*R_I

定义信息速率R₁为不同的百分比的其它偏移值，是一种程序实验，并且在本发明的范围内已经考虑到了(在这种情况下，R_shift为20Hz)。

在频移命令已经被发给用户单元之后，基站单元按照现在接收信号将具有一个不同的星座旋转的这个预期事实(一旦用户单元已经作用于频移命令并且已经调整了它的振荡器频率)来更新它自己的相量补偿滤波器。在接收信号频率已经改变之后，通过调整标称的相量速率值可以避免与重新收敛PRC滤波器相关的延迟。这通过使用如下公式来实现：

          ΔR_N＝ΔR_P＋(±R_shift*2π)/R_I    (2)

在此，ΔR_N是新的相量速率补偿值，ΔR_P是前一相量速率补偿值(在信号频率改变之前)，±20Hz是正或负取决于频移命令是否把该频率上或下偏移(右或左)。这个步骤如步骤60所述。

如步骤62所示，在用新数值ΔR_N更新相量速率补偿滤波器之前，需要两个时隙延迟周期。这个延迟是因为需要至少两个时隙来把包括频移命令在内的全部命令码发射给用户单元。在其他实施例中，该延迟可以增减，这取决于系统设计。当延迟周期结束时，中继器更新它的相量补偿因子，如步骤64所示。

在另外一个实施例中，中继器可以只直接地控制用户单元，而不使用相量速率补偿。可是，利用这样一个系统，延迟可能减少系统稳定性。优选实施例的一个有利的特征是闭环频率控制的使用将通信次信道之间的干扰减到最少。由于用户单元可以连续地改变它的速度和方向(即，在移动的汽车中)，从而在中继器处产生不同的多普勒效应，所以相量速率补偿和闭环频率控制一起提供用户单元的连续跟踪。

现在将参考附图5描述用于闭环频率的另外一个优选实施例的方法和系统，其中频谱被表示为一典型的25kHz频率信道，该信道被分成四个相隔4kHz的次信道。利用时分多路复用，两个用户单元可以在每个次信道上发射，在一个时隙期间一个用户单元在一个次信道上发射，并且在第二时隙期间第二用户单元在同一次信道上发射。在图5中只示出了一个时隙。

注意，在次信道“A”上接收的信号302和在次信道“B”上接收的304相对于在次信道“C”上接收的信号306是相当强的。在次信道“D”上接收的信号308相对于信号306也很强。所说明的信号表示在基站单元30处接收的信号。在基站单元处接收的信号强度的差值由四个不同的用户单元发射四个信号的事实所引起。在次信道C上发射的用户单元可能比其他用户单元离基站单元更远(导致更大的信号衰减)，或者该用户单元可能是在大建筑物或者其他信号阻塞障碍之后，或者该单元可能只具有一节弱电池并且为了节存电源正以低功率进行发射。无论什么原因，相对弱的信号306使次信道C更易受到来自它的邻近次信道(在所说明的情况中为B和D)的相交次信道干扰的伤害。

相反，次信道A和B两者都分别具有发射到基站单元的强信号302和304，虽然它同样也较适宜于将这些信号之间的相交次信道干扰减到最少，但是次信道不太可能被相互干扰所淹没或者显著地衰减。

正如在此处结合作为参考的、1999年4月21日申请的题为“用于无线通信系统的功率控制系统和方法”的共同未决专利申请09/296,055中所讨论的，使可以使用闭环功率控制来放大在次信道C上发射的信号强度，或者是在适当的情况下降低次信道B和D上发射的信号强度以限制在信号304和306之间以及在信号306和308之间的相交次信道干扰的影响。做为选择，在本发明的一实施例中，可以使用闭环频率控制来在次信道之间提供附加的间隔(在频谱上)以便把对弱信号的次信道干扰的影响减到最少。

图6提供把对弱的接收次信道信号的次信道干扰减到最少的优选实施例的技术的流程图。该处理从步骤80开始，在此四个次信道信号302、304、306和308在第一时隙被接收并且在通过平方根奈奎斯特(Nyquist)滤波器被频率信道化(channelized)之后利用平方总和计算出每一信号的信号强度，如共同未决的专利申请09/295,660中所述。在步骤82中每一次信道的信号强度被比较，以便确定一个或多个次信道信号相对于它的相邻信道是否很弱。如果所有次信道信号强度相对接近(在步骤84中所确定的)，则不需要频率调整(为了干扰目的)并且处理终止在步骤86，直到接收到下一时隙。可是，如果任何一个次信道的信号强度偏离其他信号很多而到达某个阈值的话(在步骤84中所确定的)，则处理继续到步骤88。在这个步骤中，第一次信道信号与它的邻近信道进行比较，以便确定该次信道或者它的邻近信道的一个或两个是否应该沿着频谱移动，以便在相邻信道上分开强信号和弱信号。对本领域的技术人员来说，很显然，这可以是一个迭代过程，以便确定最佳的次信道间隔(在信道的边界202、204内部，图5)，因为在远离一个弱的邻近次信道的方向上移动一个次信道可能使它开始干扰另外一个次信道。这个情形由处理循环来表示，该处理循环包括确定在考虑中的次信道和它的邻近信道之间的最佳间隔的步骤88和90，把在步骤90中得出的最佳间隔与其他次信道(组)的任何先前确定的最佳间隔进行比较，以及步骤94，在其中解决任何冲突(例如，一个强信道可能在其任一侧具有一个弱信号信道并因此不应该在任一方向上位移)，最后是步骤96，在此确定是否已经分析出了在通信信道中的所有次信道的最佳间隔。如果还有其他次信道，则该方法循环返回到步骤88，在此考虑下一个次信道并且处理循环继续直到所有次信道都已被考虑过为止。

各种方法可用于计算信道间隔的频偏。在奈奎斯特滤波器的尾随脉冲(tails)中的理论上的抑制频带能量是可用来确定大幅度信号与低幅度信号的干扰度的一个标准，并且以将低能量信号的通带内的干扰能量减到最少为基础进行调整。相邻信道的通带内的期望能量可以被包括在表查询形式中。通过移开大干扰信号以及计算比特差错率中的导致的缩减，还可以自适应地进行调整。

一旦已经分析了所有次信道并且已经得出次信道的最佳间隔，则处理继续到步骤98，在此把命令发送给一个或多个用户单元(适当的)，以便调整振荡器频率，并且由此调整那些用户单元的发射信号的中心频率，以便以最佳间隔偏移接收信号(组)。可是，在某些情况下，如果确定次信道已经在或者接近最佳间隔处时、或者如果该特性已经被禁止时、或者如果因为其它的原因不想偏移该次信道(组)时，则在步骤98中不发送频移命令。在上面参考第一和第二优选实施例提供了有关频移命令(组)的细节。在步骤100中，基站单元用新数值ΔR_N为那些已经被一个频移命令所命令的次信道调整相量速率补偿滤波器，同样如上所述。最后，一旦命令已经被发送并且补偿因子已经被更新，则处理继续到步骤86，在此基站单元等候信号的下一时隙。

注意，在这个实施例中，频率控制不是主要为了抵消频率失配或者多普勒偏移的影响，虽然本发明打算使用频率控制用于纠正频移，或者用于将次信道干扰减到最少；或者用于同时达到这两者。

不论何时中继器为了移动发射而命令一个频移，该频率命令都导致在把频率转换成电压之后用户单元的频率振荡器的一个命令更改。存在各种方法来补偿用户单元接收期间遭受的结果频率失配。在优选实施例中，在每一码元基础上使用等价的相量补偿来补偿频率振荡器与接收频率的失配。给出相量改变的补偿ΔQ为

               ΔQ＝(总的命令)(2π)/R_I

在此R是信息速率。利用这个ΔQ，在每一码元基础上计算出角度调整为：

Cos_cor＝Cos(ΔQ)

Sin_cor＝Sin(-ΔQ)

Cos_ang_i＝Cos_cor*Cos_ang_i-1－Sin_cor* Sin_ang_i-1

Sin_ang_i＝Sin_cor*Cos_ang_i-1＋Cos_cor*Sin_ang_i-1

     新的码元值变成

In_phase_Ci＝In_phase_i*Cos_ang_i－Quad_phase_i*Sin_ang_i

Quad_phase_Ci＝Quad_phase_i*Cos_ang_i＋In_phase_i*Sin_ang_i

其中，In_phase_i是在抽样时刻同相分量的下抽样并内插的数值，而Quad_phase_i是在抽样时刻正交分量的下抽样并内插的数值。In_phase_Ci和Quad_phase_Ci表示校正值，而Cos_ang_i和Sin_ang_i是用于将码元值变换为实时的余弦和正弦的修正值。恰好第一个同相和正交码元不被调整，并且Co_ang_i和Si_ang_i的初始值分别为0，1。对该方法给出这些更改，计算出相量旋转，执行自动频率控制，就像码元旋转补偿不存在一样。

对于本领域的技术人员来说，用户单元接收的频率补偿的其它方法将是显而易见的。用户单元接收的频率补偿的各种方法都落入本发明的范围内。

适用于全部上述实施例的一个警告是：必须注意确保任何时候都不命令任何用户单元偏移它的中心频率以致使该用户单元发射的信号整个或者部分地落到分配给该用户单元的频率信道的边界之外(即，图1b的信道10)。

虽然参考说明实施例已经描述了本发明，但是这个说明不是要限制性地给出解释。对本说明实施例以及本发明的其它实施例的各种修改和组合，在参考该说明书之后对本领域的技术人员来说将是显而易见的。因此附加的权利要求意欲包含任何这样的修改或实施例。

Claims (22)

1.一种在通信系统中用于频率控制的方法，包括：

接收来自用户单元的信号，该信号以中心频率为中心；

把该接收信号的中心频率与一个标称中心频率进行比较；

检测在接收信号的中心频率与一个标称中心频率之间的偏移；

从在接收信号的中心频率与标称中心频率之间所检测的偏移中得出一个频率校正值；和

把该频率校正值发射给用户单元。

2.如权利要求1所述的方法，其中接收信号被正交幅度调制，并且其中当接收信号被解调时通过检测接收星座图中的相量旋转来执行所述检测步骤。

3.如权利要求2所述的方法，进一步包括把检测的相量旋转转换为所述频率校正值。

4.如权利要求1所述的方法，进一步包括从检测步骤得出一个相量旋转补偿值，并且在已经把该频率校正值发射给用户单元之后更新该相量补偿值。

5.如权利要求1所述的方法，其中接收机信号被下变频到基带以使在比较步骤之前中心频率为0赫兹。

6.如权利要求2所述的方法，其中使用一种N次载波恢复算法来检测相量旋转。

7.如权利要求6所述的方法，其中使用如下公式得出频率校正值：频率误差＝(ΔR/2π)^*S，其中ΔR是检测的相量旋转，S是接收信号的码元速率。

8.如权利要求1所述的方法，其中用户单元包括具有一个标称频率的振荡器，并且其中用户单元接收校正值，并且该方法进一步包括：

响应于用户单元的校正值的接收，把用户单元的标称振荡器频率调整到一个调整了的振荡器频率上；和

当用户单元在接收模式中时，补偿在该标称振荡器频率与这种调整了的振荡器频率之间的频率失配。

9.一种系统，包括：

用户单元，该用户单元包括输出调制信号的发射机，该调制信号具有以中心频率为中心的预定带宽；

基站单元，该基站单元包括：

    接收机，该接收机接收调制信号；

    连接到接收机的解调器，该解调器接收被接收的调制信号并

输出已解调信号；

    连接到该解调器的滤波器，接收该已解调信号并输出误差

值；

    命令产生器，该命令产生器接收该误差值并输出频移命令；

    连接到该命令产生器的发射机，该发射机接收该频移命令，

并把频移命令发射给用户单元。

10.如权利要求9所述的系统，其中调制信号为正交幅度调制信号。

11.如权利要求10所述的系统，其中使用一种十六点两个环的星座图来调制该调制信号。

12.如权利要求9所述的系统，其中滤波器是一个相量旋转补偿滤波器，并且其中通过检测已解调信号中的相量旋转得出误差值。

13.如权利要求9所述的系统，其中相量旋转补偿滤波器是基于一种N次载波恢复算法。

14.如权利要求9所述的系统，其中用户单元是双向无线电设备。

15.如权利要求9所述的系统，其中用户单元是蜂窝电话。

16.如权利要求9所述的系统，其中用户单元进一步包括

输出一输出信号的可变频率振荡器，该输出信号具有一个可变频率，该可变频率响应于频移命令而改变。

17.如权利要求16所述的系统，其中，当用户单元是在传输模式中时该可变频率振荡器响应于该频移命令而改变，并且响应于在该用户单元内产生的相量补偿命令而改变。

18.一种闭环频率控制的方法，包括：

接收来自远程单元的信号，该信号包括映射在正交幅度调制星座图上的正交幅度调制码元；

检测接收信号中的星座旋转，该星座旋转由在其上信号被接收的频率和在其上信号被解调的频率之间的频率偏移所引起；

从所检测的星座旋转中得出的相量旋转补偿值；

将该相量旋转值转换为一个频率误差值；

确定一个频移值以便补偿该频率误差值；并且

把该频移值发射给远程单元。

19.如权利要求18所述的方法，进一步包括：

根据发射给远程单元的频移值来更新相量旋转值。

20.如权利要求18所述的方法，其中，通过一种N次载波恢复算法对接收信号进行滤波来检测接收信号中的星座图旋转。

21.如权利要求18所述的方法，其中从远程单元收到的信号是一个无线电信号。

22.如权利要求18所述的方法，其中使用正交幅度调制来对从远程单元收到的信号进行调制，并且进一步包括解调该接收信号。

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