JP2002076747A - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来例に比較して構成が簡単であって、時間
的にかつビーム形成方向として正確にビーム・ヌル制御
ができる。 【解決手段】 可変移相器３−１乃至３−Ｎは、複数Ｎ
個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ１００によっ
て受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相
量だけ移相させ、合成器４は移相された複数Ｎ個の無線
信号を合成して出力する。復調器７は合成後の無線信号
をベースバンド信号に復調し、時分割フィルタバンク回
路１０は復調されたベースバンド信号に基づいて１つの
非摂動項のサンプル信号と系列信号内の摂動項の複数の
サンプル信号とが異なる出力信号として出力されるよう
に時分割処理を行う。ビーム制御回路２０は、時分割処
理後の信号に基づいてアレーアンテナ１００の主ビーム
を所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を
用いて、可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量を計算
して出力して適応ビーム制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のアンテナ素
子を備えたアレーアンテナを制御するための制御装置及
び制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、従来例のアレーアンテナの制
御装置の構成を示すブロック図である。図１０におい
て、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに
所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ
１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１
−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑
音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎ、所定の中間周波
数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５
−１乃至５−Ｎ、中間周波信号をベースバンド信号に復
調する復調器７−１乃至７−Ｎ及びアナログ／ディジタ
ル変換を行うＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを介してビ
ーム制御回路９３及び可変移相器９１−１乃至９１−Ｎ
に出力される。可変移相器９１−１乃至９１−Ｎはそれ
ぞれ、入力されるベースバンド信号を、ビーム制御回路
９３から指示される移相量だけ移相した後、合成器９２
に出力する。合成器９２は入力される複数Ｎ個のベース
バンド信号を電力合成して、合成後のベースバンド信号
をビーム制御回路９３に出力するとともに、外部装置に
出力する。

【０００３】ここで、ビーム制御回路９３は、Ａ／Ｄ変
換器９−１乃至９−Ｎから入力される各ベースバンド信
号と、合成後のベースバンド信号とに基づいて、例えば
公知のＬＭＳ（Least Mean Square）法等のＭＭＳＥ（M
inimizing Mean Square Error）の基準に基づく手法な
どの適応ビーム制御アルゴリズムを用いて、合成後のベ
ースバンド信号が最大となりかつアレーアンテナ１００
が所定の方向に主ビームを向けるような可変移相器９１
−１乃至９１−Ｎの各移相量を計算して各可変移相器９
１−１乃至９１−Ｎを制御するために出力する。

【０００４】以上のように構成された、いわゆる適応型
アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子１−
１乃至１−Ｎ及び無線受信機回路に、デジタル信号処理
回路である可変移相器９１−１乃至９１−Ｎ、合成器９
２及びビーム制御回路９３を組み合わせることにより、
受信電波環境に適応した指向性パターンを得ることがで
きる高機能なアンテナ制御装置である。図１０の従来例
では、ディジタルビーム形成回路（ＤＢＦ）を用いた構
成であり、アレーアンテナの主ビームを所望到来波の方
向に形成したり、干渉波の方向にヌル点を形成してこれ
を除去するという機能を有する。

【０００５】しかしながら、アンテナ素子１−１乃至１
−Ｎ毎に受信回路（低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ、ダ
ウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、及び復調器７−１乃
至７−Ｎ）並びにＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを用い
る必要があるので、ハードウエア規模や消費電力が大き
くなるという問題点があった。特に、アンテナ素子の素
子数が多い高利得アンテナの場合に特にこの問題は深刻
なものとなる。さらに、アンテナ素子毎に受信するので
信号レベルが低下した環境下では動作が困難となるとい
う欠点もある。

【０００６】この問題点を解決するために、本発明者ら
は、例えば、従来技術文献１「田野ほか，“Ｍ−ＣＭＡ
（Modified Constant Modulus Algorithm），−マイク
ロ波信号処理による適応ビーム形成のためのディジタル
信号処理アルゴリズム−”，電子情報通信学会研究報
告，Ａ・Ｐ９９−６２，ｐｐ．１５−２２，１９９９
年」において、このマイクロ波帯でビーム形成を行いデ
ィジタル信号処理制御を行うアダプティブアレーに適し
た適応アルゴリズムとして、Ｍ−ＣＭＡ（ModifiedCons
tant Modulus Algorithm）が提案されている。このＭ−
ＣＭＡ法では、ハードウェア構成の簡易化のため、ビー
ム形成器を可変移相器と加算器で構成することを前提と
している。Ｍ−ＣＭＡ法はＣＭＡ法と同じように振幅偏
差の平均自乗誤差の最小化を評価基準とするため、ＣＭ
Ａ法と同様にビームステアリングとヌルステアリングの
同時制御が可能である。言うまでもなく、Ｍ−ＣＭＡ法
はブラインドアルゴリズムに位置づけられるため、フレ
ーム同期や周波数・位相同期を確立する前にビーム形成
可能である。従って、種々の同期確立以前にビーム形成
が行われ、ビーム形成器からはＳＩＮＲ（Signal to In
terference and NoiseRatio）の高い信号がＩＦ段以降
に供給されるため、劣悪なＳＩＮＲ環境下においても種
々の同期が容易に確立できるという利点もある。原理的
にＭ−ＣＭＡ法は各可変移相器の制御電圧に対する誤差
平面における傾斜ベクトルを摂動を用いて推定する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、Ｍ−Ｃ
ＭＡ法では、同じ時刻の受信信号に対して摂動を与えた
時のビーム形成器の出力信号（摂動項）と、与えないビ
ーム形成器の出力信号（非摂動項）が更新式において必
要になる。これを近似的に求める手段として、高速サン
プリングを用いる方法がある。これは摂動をかけると同
時に、ビーム形成器の出力信号をシンボルレートに対し
て高速にサンプリングし、この出力の隣り合った信号を
「非摂動項」と「摂動項」として用いるのである。この
動作原理には、雑音の影響を無視すれば、高速サンプル
されたビーム形成器の出力信号の隣り合った信号の相関
は非常に高く、両者の違いは摂動の有り無しの違いだけ
であることを利用している。ただしこの場合、ビットレ
ートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／
Ｄ変換器が必要になること、サンプリングタイミング調
整が困難であって、回路構成が複雑になるという問題点
があった。

【０００８】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来例に比較して構成が簡単であって、時間的にかつビー
ム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御が
できるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供す
ることにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係るアレーアン
テナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所
定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ
素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の
移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合
成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、上記
合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に
復調して出力する復調手段と、上記復調手段から出力さ
れるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力
する利得制御手段と、上記利得制御手段から出力される
ベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号
を発生して出力する減算手段と、上記複数の移相手段の
各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移
相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の
電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電
力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信
号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビーム
を所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御
手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記
利得制御手段に出力する制御手段とを備えたアレーアン
テナの制御装置において、上記ベースバンド信号は複数
個のサンプル信号を含む系列信号を含み、上記復調手段
と上記利得制御手段との間、又は上記利得制御手段と上
記制御手段及び上記減算手段との間に挿入して設けら
れ、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動され
ない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂
動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル
信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割
処理を実行する時分割処理手段をさらに備えたことを特
徴とする。

【００１０】上記アレーアンテナの制御装置において、
上記利得制御手段は、好ましくは、トランスバーサルフ
ィルタ回路であることを特徴とする。

【００１１】また、本発明に係るアレーアンテナの制御
装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で
並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信
された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ
移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、上記各移相
手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合
成後の無線信号を出力する合成手段と、上記合成手段か
ら出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出
力する復調手段と、上記復調手段から出力されるベース
バンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制
御手段と、上記利得制御手段から出力されるベースバン
ド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信
号を出力する符号判別手段と、上記符号判別手段から出
力される符号判別値信号と、上記利得制御手段から出力
されるベースバンド信号との間の誤差信号を発生して出
力する減算手段と、上記複数の移相手段の各移相量をそ
れぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対す
る、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号
の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上
記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利
得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減
算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差
信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテ
ナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量
及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上
記利得制御手段に出力する制御手段とを備え、上記ベー
スバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を
含み、上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上
記利得制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間
に挿入して設けられ、入力されるベースバンド信号に基
づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサ
ンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内
の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力さ
れるように時分割処理を実行する時分割処理手段をさら
に備えたことを特徴とする。

【００１２】上記アレーアンテナの制御装置は、好まし
くは、上記復調手段の後段に挿入して設けられ、上記復
調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナロ
グ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベース
バンド信号を出力する変換手段をさらに備えたことを特
徴とする。

【００１３】さらに、本発明に係るアレーアンテナの制
御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔
で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受
信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を用い
て、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後
の無線信号を出力するステップと、上記合成後の無線信
号をベースバンド信号に復調するステップと、上記復調
されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定
の利得で利得制御するステップと、上記利得制御された
ベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号
を発生するステップと、上記複数の移相手段の各移相量
をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対
する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計
算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号
に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレ
ーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移
相量及び上記利得制御するステップの利得を計算してそ
れぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する
ステップとを含むアレーアンテナの制御方法において、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系
列信号を含み、上記復調するステップと上記利得制御す
るステップとの間、又は上記利得制御するステップと上
記計算するステップ及び上記誤差信号を発生するステッ
プとの間で実行され、入力されるベースバンド信号に基
づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサ
ンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内
の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力さ
れるように時分割処理を実行するステップをさらに含む
ことを特徴とする。

【００１４】上記アレーアンテナの制御方法において、
上記利得制御するステップは、好ましくは、トランスバ
ーサルフィルタ回路を用いて実行されることを特徴とす
る。

【００１５】またさらに、本発明に係るアレーアンテナ
の制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子
で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を
用いてそれぞれ所定の移相量だけ移相させるステップ
と、上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合
成後の無線信号を出力するステップと、上記合成後の無
線信号をベースバンド信号に復調するステップと、上記
復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて
所定の利得で利得制御するステップと、上記利得制御さ
れたベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示
す符号判別値信号を出力するステップと、上記符号判別
値信号と、上記利得制御されたベースバンド信号との間
の誤差信号を発生するステップと、上記複数の移相手段
の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各
移相量に対する、上記利得制御されたベースバンド信号
の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上
記復調されたベースバンド信号と、上記利得制御された
ベースバンド信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記
誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーア
ンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移
相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及
び上記利得制御手段に出力するステップとを備え、上記
ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信
号を含み、上記復調するステップと上記利得制御するス
テップとの間、又は上記利得制御するステップと上記計
算するステップ及び上記誤差信号を発生するステップと
の間で実行され、入力されるベースバンド信号に基づい
て、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプ
ル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複
数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力される
ように時分割処理を実行するステップをさらに含むこと
を特徴とする。

【００１６】上記アレーアンテナの制御方法は、好まし
くは、上記復調するステップの後に実行され、上記復調
されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル
変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出
力するステップをさらに含むことを特徴とする。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１８】＜第１の実施形態＞図１は、本発明に係る
第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成
を示すブロック図であり、図１０と同様のものについて
は同一の符号を付している。また、図２は、図１の時分
割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０と摂動
付加回路３０の詳細な内部構成を示すブロック図であ
る。

【００１９】この第１の実施形態のアレーアンテナの制
御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが
互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ１０
０（例えばリニアアレーであって、２次元形状又は３次
元形状で配置されてもよい。）のビームをＭ−ＣＭＡ法
を用いて制御するためのビーム制御回路２０を備えた適
応制御型制御装置において、Ａ／Ｄ変換器９とビーム制
御回路３０との間に、入力されるベースバンド信号に基
づいて、摂動付加回路３０で摂動されない期間における
１つの信号（少なくとも１つの信号でもよい。）と、摂
動付加回路３０で摂動された期間におけるトレーニング
信号であるＭ系列信号内の複数のサンプル信号とが異な
る出力信号として出力されるように時分割処理を実行す
る時分割フィルタバンク回路１０を備えたことを特徴と
している。すなわち、この実施形態では、Ｍ−ＣＭＡ法
を用いたビーム制御における上述の問題を解決する方法
としてポリフェーズ表現で構成された時分割フィルタバ
ンク回路１０を利用し、これにより、同時刻における摂
動項と非摂動項が厳密な形で得られるため、正確なビー
ム・ヌル制御を可能にする。ここで、時分割フィルタバ
ンク回路１０内のディジタルフィルタ１３−０乃至１３
−（Ｍ−１）は、例えば、ディジタル位相変調システム
で帯域制限フィルタとして用いられる、ルートロールオ
フフィルタをポリフェーズ構成したものである。

【００２０】以下、図１に示すアレーアンテナの制御装
置の構成について説明する。図１において、複数Ｎ個の
アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で配
置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が
受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信され
た無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１
乃至２−Ｎを介して可変移相器３−１乃至３−Ｎに入力
される。各可変移相器３−１乃至３−Ｎはそれぞれ、入
力される無線信号を、摂動付加回路３０から出力される
各移相制御電圧ｖ_k,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対応し
た各移相量だけ移相した後、合成器４に出力する。合成
器４は入力されるＮ個の無線信号を電力合成して、合成
後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周
波数変換するダウンコンバータ５及び中間周波信号の帯
域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
６を介して復調器７に出力する。復調器７は、入力され
る無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＰＳ
Ｋ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した復調方法を用いて
ベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号
のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８を介して
Ａ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器９は、入力さ
れるアナログのベースバンド信号をディジタルのベース
バンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信
号信号ｕ_kを外部装置に出力するとともに、時分割フィ
ルタバンク回路１０を介してビーム制御回路２０にに出
力する。

【００２１】なお、可変移相器３−１乃至３−Ｎと合成
器４とは、例えば公知の大規模ＧａＡｓＭＭＩＣにてな
るマイクロ波シグナルプロセッサによって構成すること
ができる。また、本実施形態においては、ベースバンド
信号はトレーニング信号として例えばＭ系列信号を含
み、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリングレートをｆｓ＝２Ｍ
ｆｃとする。ここで、Ｍは１以上の自然数であり、ｆｃ
はシンボルクロック周波数である。

【００２２】時分割フィルタバンク回路１０は、図２に
示すように、互いに縦続に接続されそれぞれ１／（２Ｍ
ｆｃ）の遅延時間を有する（Ｍ−１）個の遅延回路１１
−１乃至１１−（Ｍ−１）と、それぞれ（Ｍ／２）倍の
ダウンサンプリングレートを有するＭ個のダウンサンプ
ラ１２−０乃至１２−（Ｍ−１）と、それぞれ詳細後述
する伝達関数を有し例えばＦＩＲフィルタで構成される
Ｍ個のディジタルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−
１）と、それぞれ（１／４）倍のダウンサンプリングレ
ートを有するＭ個のダウンサンプラ１４−０乃至１４−
（Ｍ−１）とを備えて構成される。時分割フィルタバン
ク回路１０において、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバン
ド信号ｕ_kは、ダウンサンプラ１２−（Ｍ−１）、ディ
ジタルフィルタ１３−（Ｍ−１）及びダウンサンプラ１
４−（Ｍ−１）を介して、時分割処理されたベースバン
ド信号Ψ_k,M-1としてビーム制御回路２０に出力される
とともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回
路１１−（Ｍ−１）乃至１１−１を介してダウンサンプ
ラ１２−０に出力される。ここで、遅延回路１１−（Ｍ
−１）から出力されるベースバンド信号ｕ_kは、ダウン
サンプラ１２−（Ｍ−２）、ディジタルフィルタ１３−
（Ｍ−２）及びダウンサンプラ１４−（Ｍ−２）を介し
て、時分割処理されたベースバンド信号Ψ_k,M-2として
ビーム制御回路２０に出力される。以下、同様にして、
遅延回路１１−ｍから出力されるベースバンド信号ｕ_k
は、ダウンサンプラ１２−ｍ、ディジタルフィルタ１３
−ｍ及びダウンサンプラ１４−ｍを介して、時分割処理
されたベースバンド信号Ψ_k,mとしてビーム制御回路２
０に出力され、ここで、ｍ＝Ｍ−３，…，０である。

【００２３】図３は、図２の時分割フィルタバンク回路
１０の動作例を示すブロック図であり、本実施形態で
は、一例として、Ｎ＝Ｍ−１の場合を示している。

【００２４】本実施形態では、図３に示すように、１シ
ンボルの時間Ｔを２分割して、時間Ｔ／２において、Ｍ
個のサンプル信号（これはＭ系列信号を対応する。）を
含み、Ｍ個のサンプル信号は、摂動付加回路３０で摂動
されない期間における１つの非摂動項のサンプル信号
（Δｖ＝０）と、摂動付加回路３０で摂動された期間に
おけるトレーニング信号であるＭ系列信号内の複数Ｎ
（＝Ｍ−１）個の摂動項のサンプル信号（摂動付加電圧
Δｖが付加された）とを含む。そして、時分割フィルタ
バンク回路１０は、Ｍ個のサンプル信号のうち、１つの
非摂動項のサンプル信号（Δｖ＝０）と、Ｍ−１個の摂
動項のサンプル信号（摂動付加電圧Δｖが付加された）
が異なる出力信号として出力されるように時分割処理を
実行する。

【００２５】図２において、時分割フィルタバンク回路
１０から出力される時分割処理後のベースバンド信号Ψ
_k,0は、ビーム制御部２１に直接に出力されるととも
に、ビーム制御部２１により指定される制御利得ｇ_kを
有する可変増幅器２２−０を介してビーム制御部２１及
び減算器２４に入力される。また、時分割フィルタバン
ク回路１０から出力される時分割処理後のベースバンド
信号Ψ_k,mは、ビーム制御部２１により指定される制御
利得ｇ_kを有する可変増幅器２２−ｍを介してビーム制
御部２１に入力され、ここで、ｍ＝１，２，…，Ｍ−１
である。ここで、制御利得は正又は負の値をとりうる。
一方、基準信号発生器２３は所定の一定値を有する基準
信号σを発生して減算器２４に出力する。減算器２４は
基準信号σから利得増幅後のベースバンド信号ｙ_k,0を
減算して、その誤差（又は偏差）信号ｅ_kをビーム制御
部２１に出力する。ビーム制御部２１は、入力される誤
差信号ｅ_kと、それぞれ利得制御されたＭ個のベースバ
ンド信号ｙ_k,0乃至ｙ_k,M-1と、利得制御前のベースバン
ド信号Ψ_k,0とに基づいて、詳細後述するように、Ｍ−
ＣＭＡ法を用いて、摂動付加回路３０のスイッチングコ
ントローラ３２を制御して各可変移相器３−１乃至３−
Ｎの各移相制御電圧ｖ_k,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を所
定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移相
量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対す
る減算器２２から出力される誤差信号ｅ _kの電力の傾斜
ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅ_kの電力の傾
斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベ
ースバンド信号ｙ_kの電力を最大にしかつ、減算器２２
から出力される誤差信号ｅ_kに基づいて当該誤差信号ｅ_k
が最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビーム
を所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相
制御電圧ｖ_k,i及び可変増幅器２１の増幅度ｇ_kを計算し
て、計算した各移相制御電圧ｖ_k,iを摂動付加回路３０
を介して各可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力するとと
もに、計算した増幅度ｇ_kを可変増幅器２１に出力す
る。

【００２６】摂動付加回路３０は、摂動付加電圧Δｖを
発生する摂動付加電圧発生器３１と、Ｎ個のスイッチ３
４−１乃至３４−Ｎと、Ｎ個の加算器３３−１乃至３３
−Ｎとを備えて構成される。ここで、摂動付加電圧発生
器３１により発生された摂動付加電圧Δｖはスイッチ３
４−１乃至３４−Ｎの各接点ｂに入力され、スイッチ３
４−１乃至３４−Ｎの各接点ａはそれぞれ接地されてい
る。これらスイッチ３４−１乃至３４−Ｎの切り換え
は、ビーム制御部２１の制御により動作するスイッチコ
ントローラ３２により制御され、ここで、各スイッチ３
４−１乃至３４−Ｎは通常接点ａ側に接続されている
が、スイッチングコントローラ３２は、例えばトレーニ
ング信号を受信しているときに、図３に示すように、１
シンボルの半分の時間Ｔ／２において、Ｍ系列信号のＭ
＝Ｎ＋１個のサンプル信号のうちの１つの非摂動項のサ
ンプル信号（Δｖ＝０）に続いて、各移相器３−１乃至
３−Ｎに対応する複数Ｎ（＝Ｍ−１）個の摂動項のサン
プル信号（摂動付加電圧Δｖが付加された）が順次出力
されるように、Ｎ個のスイッチ３４−１乃至３４−Ｎの
うちの１つのスイッチのみを順次接点ｂ側に切り換える
ことにより、ビーム制御部２１から出力される移相制御
電圧ｖ_k,n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して加算器３３
−１乃至３３−Ｎのうちの１つで加算して付加する。摂
動付加回路３０から出力される移相制御電圧は移相制御
電圧ｖ_k,n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）としてそれぞれ移相
器３−１乃至３−Ｎに出力される。

【００２７】なお、トレーニング信号を受信していると
きに、摂動付加電圧Δｖを付加するときは、ビーム制御
回路２０から出力される移相制御電圧ｖ_k,nと、摂動付
加回路３０から出力される移相制御電圧ｖ_k,nとは異な
るが、説明の便宜上同一の記号を付す。

【００２８】次いで、本実施形態で用いるＭ−ＣＭＡ法
の原理と課題について説明する。マイクロ波信号処理に
よるビーム形成とディジタル信号処理を融合したアダプ
ティブアレーの構成を示す図１では、間隔ｄで空間に配
列されたアレーアンテナ１００のアンテナ素子１−１乃
至１−Ｎによって受信された受信信号は、ＬＮＡ２−１
乃至２−Ｎを介して、ＭＭＩＣ等で構成される可変移相
器３−１乃至３−Ｎによって重み付けされたのち合成器
４で加算され、ビーム形成器の出力信号となる。時刻ｋ
においてｉ番目の給電素子で受信された信号をｕ_k,iと
するとビーム形成器の出力信号ｓ_kは、等価低域モデル
（例えば、従来技術文献２「エス．スタインほか，”現
代の通信回線理論”，森北出版，１９７０年」参照。）
を用いて次式ように表される。

【００２９】

【数１】

【００３０】上記数１において、ｖ_k,iはｉ番目のアン
テナ素子１−ｉに接続された可変移相器３−ｉに印加さ
れる制御電圧であり、θ（・）は可変移相器３−ｉの制
御電圧に対する移相特性関数であり、Ｎはアンテナ素子
の数，ｊは虚数単位を示している。このビーム形成器の
出力信号はダウンコンバータ５によりベースバンド帯に
変換され、Ａ／Ｄ変換器９によりＡ／Ｄ変換される。こ
こで、周波数変換された信号ｓ_k’とビーム形成器の出
力信号ｓ_kは全く異なったものであるが、周波数変換と
フィルタリングが理想的に行われたとすると、両者の違
いはｅｘｐ（ｊ２ｐｆｔ）の有無だけである。ただし、
ｆは搬送波周波数で、ｉは虚数単位、ｔは時刻を表して
いる。本実施形態では、ビーム形成器の理論上の特性の
上界を検証するため、ＲＦ帯の不完全性等は考慮しな
い。この場合、ｅｘｐ（ｊ２ｐｆｔ）の有無は本質的な
問題ではないので、本実施形態では周波数変換された信
号ｓ_k’とビーム形成器の出力信号ｓ_kを同一視して説明
を行う。

【００３１】Ａ／Ｄ変換された受信信号はベースバンド
帯のＡＧＣ増幅器である可変増幅器２２−０乃至２２−
（Ｍ−１）により増幅される。増幅後の信号ｙ_kと所望
レベルσとの誤差は誤差信号ｅ_kとして次式のように定
義される。

【００３２】

【数２】ｅ_k＝σ^p−ｇ_k ^p｜ｓ_k｜^p＝σ^p−｜ｙ_k｜^p ただし、

【数３】ｙ_k＝ｇ_kｓ_k

【００３３】ここで、ｇ_kは時刻ｋにおける可変増幅器
２２−０乃至２２−（Ｍ−１）の利得である。また、上
記数２における｜・｜は、複素数の絶対値をとることを
意味している。一方、ｐはＭ−ＣＭＡ法における乗数で
あり、１以上の自然数をとり、本実施形態では例えばｐ
＝２である。この、可変増幅器の利得ｇ_kを下記の評価
基準によって最適化する。

【００３４】

【数４】Ｊ＝Ｅ［｜ｅ_k｜^q］→ｍｉｎ

【００３５】上記数４において、Ｊはコスト関数であ
り、Ｅ［・］は集合平均を取る関数であり、ｑはｐと共
にＭ−ＣＭＡ法の乗数を意味している。従って、数４
は、コスト関数Ｊを最小化する評価基準を表している。
この解を公知のＳＧＤ（Stochastic Gradient Decent）
の原理に基づいて求めると、可変増幅器の利得ｇ_kに関
しては以下の式を繰り返すことにより最適値が求められ
る。

【００３６】

【数５】

【００３７】上記数５のｍはステップサイズパラメータ
と呼ばれる係数である。さらに、上記数４の評価基準に
基づいて、上記数１のビーム形成器の制御電圧まで最適
化を図るなら、ＳＧＤの原理から次式を繰り返すことに
より最適値が求まる。

【００３８】

【数６】

【００３９】ここで、Δ_i｜・｜はｉ番目のアンテナ素
子１−ｉに接続された可変移相器３−ｉの制御電圧に対
する微係数を表しており、以下のように近似的に求め
る。

【００４０】

【数７】

【００４１】上記数６を用いることにより、可変増幅器
の利得ｇ_kだけでなく、通常のＣＭＡ法と同様に数２で
定義された振幅偏差までも抑圧することができる。ただ
し、上記数６及び数７から制御電圧の最適値を求めるに
は同時刻の「摂動項」と「非摂動項」が必要になる。こ
れは、摂動をかけると同時に、シンボルレートに比較し
て高速にＡ／Ｄ変換し、隣あった信号を利用することで
解決できる。すなわち、隣り合った信号は信号相関が高
いため、ほとんど同一と見なせ、かつその片方が摂動を
受けているため上記の要求条件を満足できる。しかしな
がら、精度を上げるには、かなり高速でサンプルする必
要があり、今後ビットレートが高速化することを考慮す
るとハードウェアの実現が困難となる。そこで、本実施
形態では、このサンプリングレートを低減でき、高精度
な「非摂動項」、「摂動項」を得るために時分割フィル
タバンク回路１０を利用しており、次いで、これについ
て詳述する。

【００４２】上記数１で示されたビーム形成器の出力信
号はダウンコンバータ５によって周波数変換され、Ａ／
Ｄ変換器９によってディジタル信号に変換されるが、そ
の時のサンプリングレートを情報レートのＭ倍で行い、
ディジタルフィルタで不要信号の除去を行い、デシメー
ションを行うことで復調信号を得るシステムを利用す
る。このディジタルフィルタをＦＩＲ（Finite Impulse
Response）フィルタで構成する場合、一般にその伝達
関数Ｔ（ｚ^-1/M）は以下のようにポリフェーズ表現する
ことができる。

【００４３】

【数８】

【００４４】ただし、Ｔ_l（ｚ^-1），ｌ＝０，…，Ｍ−
１は各ポリフェーズフィルタを構成するフィルタバンク
であり、次式のように定義される。

【００４５】

【数９】

【００４６】各フィルタの入力信号は、バンク内の各フ
ィルタの動作速度がナイキストレート以上であれば、サ
ンプリングレートに関わらず一定のスペクトラム情報を
保持している。このとき、雑音がなければすべてのフィ
ルタバンクからは、同一の信号が出力される。ただし、
以下の条件を満足させる必要がある。

【００４７】

【数１０】 Ｔ_l（ｚ^-1）＝Ｔ_m（ｚ^-1）；ｌ，ｍ＝０，…，Ｍ−１

【００４８】ここで、当該フィルタバンクにより同一の
信号が得られることを示す。入力信号をｕ_k-(i+l/M)と
すると、上記数１０で定義されたポリフェーズフィルタ
の出力信号は次式のように表される。

【００４９】

【数１１】

【００５０】この信号をＤＦＴ（Digital Furrier Tran
sform）すると次式のように表される。

【００５１】

【数１２】

【００５２】ただし、Ｆ（・）は・のＤＦＴ後の信号を
表している。すなわち、全てのポリフェーズフィルタか
らは同一の周波数スペクトラムを持つ信号が得られる。
従って、この出力をＩＤＦＴ（Inverse DFT）すれば疑
いもなく同一の時系列が得られる。

【００５３】次いで、ポリフェーズ表現のフィルタバン
クの伝達関数を行列表現するため、次式で定義する遅延
行列Ｆ（ｌ）を導入する。

【００５４】

【数１３】Φ（ｌ）≡ｄｉａｇ［ｚ^-l ｚ^-l-1/M …
ｚ^-l-(M-1)/M］ ｌ＝−Ｌ，…，Ｌ−１

【００５５】ここで、≡は「定義する」ことを意味し、
ｄｉａｇ（・）は括弧内ベクトルを対角要素とする対角
行列を意味している。この遅延行列を用いることで、フ
ィルタバンクの伝達関数は次式のようにベクトル表現で
きる。

【００５６】

【数１４】 Φ≡［Ｔ₀（ｚ） Ｔ₁（ｚ） … Ｔ_M-1（ｚ）］^T ＝［Φ（−Ｌ） Φ（−Ｌ＋１） … Φ（Ｌ−１）］
Ｈ

【００５７】ただし、Ｈ＝［ｈ_-L，ｈ_-L+1/M，…，ｈ
_L+(M-1)/M］^Tはポリフェーズ化される前のフィルタのイ
ンパルス応答を表している。一方、数１で表されるビー
ム形成器において、１番目のアンテナ素子１−１から順
次摂動をかけていく場合、その出力信号は以下のように
数式表現できる。

【００５８】

【数１５】

【００５９】上記数１５におけるＵ_k,iとＷ_k,iはそれぞ
れｉ番目のアンテナ素子１−ｉの出力信号と、その出力
信号に対する重み係数行列であり、次式のように表され
る。

【００６０】

【数１６】Ｗ_k,j＝ｄｉａｇ［ｅｘｐ（−ｊθ
（ｖ_k,i）） ｅｘｐ（−ｊθ（ｖ_k+1/M,i））… ｅｘ
ｐ（−ｊθ（ｖ_k+(M-1)/M,i））］

【数１７】Ｕ_k,i＝ｄｉａｇ［ｕ_k,i ｕ_k-1/M,i …
ｕ_k-(M-1)/M,i］

【００６１】このビーム形成器の出力信号を上記数１４
で表されたポリフェーズフィルタバンクである時分割フ
ィルタバンク回路１０に入力すると、可変増幅器２２−
０乃至２２−（Ｍ−１）への入力信号が得られる。すな
わち上記数１４に出力信号を入力して逆ｚ変換すると、
その出力信号ベクトルΨ_kは上記数１５で定義された行
列を用いて次式のように表される。

【００６２】

【数１８】

【００６３】ここで、ベクトルΘ_k,iを

【数１９】Θ_k,i≡［Ｕ_k+L,i，…，Ｕ_k-(L-1),i］Ｈ と導入する。ここで、雑音の影響がなく、上記数１０の
条件が満足されていれば、上述のようにベクトルΘ_k,i
の要素は全て同一となる（数１１及び数１２を用いて上
述した通りである。）そこで、その値をθ_k,iとおく
と、ベクトルＰ＝［１，…，１］を用いて、ベクトルΘ
_k,iは

【数２０】Θ_k,i≡θ_k,iＰ と表される。すると上記数１８も次式のように書き換え
られる。

【００６４】

【数２１】

【００６５】上記数２１は各アンテナ素子１−１乃至１
−Ｎからの信号を一旦、ベースバンド帯に変換し、伝達
関数Ｔ（ｚ）のディジタルフィルタを通過した後に、重
み係数

【数２２】Ｗ_k ^T＝［ｅｘｐ（−ｊ２θ（ｖ_k,i），…，
ｅｘｐ（−ｊ２θ（ｖ_k+l/M,i）），…］ で重み付けしたものと等価な信号が、ポリフェーズフィ
ルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０のｌ／
Ｍ番目のフィルタから出力されることを意味している。
そこで、重み係数Ｗ_k,iを次式のように動作させる。た
だし、Ｍ≧Ｎ＋１とする（図１乃至図３の実施形態で
は、Ｍ＝Ｎ＋１としている。）。

【００６６】

【数２３】ｖ_k+l/M,i＝ｖ_k,i；ｉ≠ｌのとき ｖ_k+l/M,i＝ｖ_k,i＋Δｖ；ｉ≠ｌのとき ここで、ｉ＝１，…，Ｎ，及びｌ＝０，…，Ｍ−１であ
る。

【００６７】すなわち、Ｍ個の連続した入力信号系列に
おいて、最初のサンプル信号には全く摂動を与えず、そ
の次のサンプルから各素子に接続された可変移相器３−
１乃至３−Ｎの制御電圧に摂動を順次かけていく。具体
的には、ｌ番目のサンプル信号では、ｌ番目の可変移相
器３−ｌの制御電圧にだけ摂動を与える。これにより、
ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバン
ク回路１０の０番目のフィルタ（図２の時分割フィルタ
バンク回路１０では、ディジタルフィルタ１３−０及び
ダウンサンプラ１４−０）からは非摂動項の信号Ψ_k,0
が出力され、ｌ番目のフィルタ（図２の時分割フィルタ
バンク回路１０では、ディジタルフィルタ１３−ｌ及び
ダウンサンプラ１４−ｌ）からはｌ番目のアンテナ素子
１−ｌに対する摂動項の信号Ψ_k,lが出力される。従っ
て、ポリフェーズフィルタを応用することで、上述した
問題が解決できることがわかる。すなわち、ポリフェー
ズフィルタを応用したＭ−ＣＭＡ法のアダプティブアレ
ーは以下の逐次的な係数更新式に基づき最適係数を求め
ることができる。

【００６８】

【数２４】ｙ_k,i＝ｇ_kΨ_k,i ここで、ｉ＝０，１，…，Ｍ−１

【数２５】ｅ_k＝σ^p−｜ｙ_k,0｜^p

【数２６】ｖ_k,i＝ｖ_k-1,i＋μ｜ｅ_k｜^q-2ｅ_k｜ｙ_k,0｜
^p-1（｜ｙ_k,i｜−｜ｙ_k,0｜） ここで、ｉ＝０，…，Ｍ−１

【数２７】 ｇ_k-1＝ｇ_k-1＋μ｜ｅ_k｜^q-2ｅ_k｜ｙ_k,0｜^p-1｜Ψ_k,0｜

【００６９】一般に、ポリフェーズフィルタとしてはア
ンチエリアジングフィルタが適用されるが、通信システ
ムではＡ／Ｄ変換器９の前にアナログ低域通過フィルタ
が備えられているため、アンチエリアジングフィルタは
不要である。そこで、本実施形態では、例えば、位相変
調システムでしばしば利用されるナイキストフィルタ系
における、受信機のルートロールオフフィルタをポリフ
ェーズ化することにより時分割フィルタバンク回路１０
を構成する。

【００７０】図１において、Ａ／Ｄ変換器９によるＡ／
Ｄ変換前にエリアジングフィルタである低域通過フィル
タ８を経た後にポリフェーズフィルタである時分割フィ
ルタバンク回路１０に入力される。図２の時分割フィル
タバンク回路１０であるポリフェーズフィルタバンク内
の各ルートロールオフフィルタであるディジタルフィル
タ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）は、信号にエリアジン
グ歪みを与えないようにナイキストレートの２倍以上で
動作させる必要がある。従って、ルートロールオフトフ
ィルタをＭ−フェーズ化する場合には、Ａ／Ｄ変換器９
はナイキストレートの２Ｍ倍以上でサンプルする必要が
ある（本実施形態では、サンプリングレートを上述のよ
うに、ｆ＝２Ｍｆｃとしている。）。そして、縦続接続
された遅延回路１１−１乃至１１−（Ｍ−１）により時
分割した後、Ｍ／２倍のダウンサンプラ１２−０乃至１
２−（Ｍ−１）でＭ／２倍にデシメーションし、ディジ
タルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）を経た後、
４倍のダウンサンプラ１４−０乃至１４−（Ｍ−１）で
４倍にデシメーションすることにより、時分割処理され
た並列でＭ個のサンプル信号からなるＭ系列の復調信号
を得る。なお、ダウンサンプラ１２−０乃至１２−（Ｍ
−１）の倍数と、ダウンサンプラ１４−０乃至１４−
（Ｍ−１）の倍数は、好ましくは、それらの積が２Ｍと
なるように選択される。

【００７１】時分割フィルタバンク回路１０の動作例を
示す図３では、１シンボル内を２（Ｎ＋１）倍、すなわ
ちアンテナの素子数Ｎ＋１の２倍でオーバサンプルし、
Ｎ＋１個のフィルタバンクに分配する。各フィルタバン
クはシンボルレートの２倍で演算を行う。一方、同期し
て１／２シンボル内で順次、各アンテナ素子１−１乃至
１−Ｎに接続された可変移相器３−１乃至３−Ｎに対し
て摂動を与える。ただし、必ず１／２シンボル毎に摂動
をリセットし、すなわち、非摂動項の信号を発生させ
る。なお、図３では１シンボル内で全ての摂動を行った
が、１シンボルの信号を受信する毎に１つのアンテナ素
子の可変移相器への摂動を与え、これを１素子ずつ行い
ことで演算速度を低減させることも可能である。この場
合、Ｎ個のシンボル信号を受信して初めて、全素子の摂
動を終了する。ただし、摂動を与えない期間を１／２シ
ンボルに挿入する必要があることを考慮すると、サンプ
リングレートはシンボルレートの４倍まで低減できる。

【００７２】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタ
バンク回路１０を用いることにより、処理すべき信号の
レートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の
摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、
ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行
えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプ
リングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構
成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向
として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。

【００７３】＜第１の変形例＞図４は、第１の実施形態
の変形例である、本発明に係る第１の変形例のアレーア
ンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１
０とビーム制御回路２０ａの構成を示すブロック図であ
り、図１及び図２と同一のものは同一の符号を付してい
る。

【００７４】第１の実施形態においては、Ｍ個の可変増
幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）を時分割フィルタバ
ンク回路１０とビーム制御部２１との間に備えていた
が、これに代えて、ビーム制御部２１で指定される制御
利得ｇ_kを有する１個の可変増幅器２２をＡ／Ｄ変換器
９と、時分割フィルタバンク回路１０との間に挿入した
ことを特徴としている。ここで、ビーム制御部２１は、
Ｍ−ＣＭＡ法によるビーム制御処理において、利得制御
前のベースバンド信号ｙ_k,0（図２のベースバンド信号
Ψ_k,0）を必要とするが、これは、図４の時分割フィル
タバンク回路１０から出力されるベースバンド信号Ψ
_k,0を制御利得ｇ_kで除算することにより計算することが
できる。また、これにとって代わって、図４において１
点鎖線で示すように、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバン
ド信号ｕ_kから利得制御前のベースバンド信号ｙ_k,0（図
２のベースバンド信号Ψ_k,0）を時分割分離して取り出
してもよい。

【００７５】以上のように構成された第１の変形例によ
れば、第１の実施形態における作用効果に加えて、可変
増幅器２２の個数を大幅に減少させることができ、これ
により、回路構成をより簡単にできるという特有の効果
を有する。

【００７６】＜第２の実施形態＞図５は、本発明に係る
第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけ
る時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０
ｔの構成を示すブロック図であり、図５のＴＲＦ回路６
１−１乃至６１−（Ｍ−１）（以下、総称して、符号６
１を付す。）の詳細な内部構成を示すブロック図であ
り、図１乃至図４及び図１０と同一のものについては同
一の符号を付している。この第２の実施形態のアレーア
ンテナの制御装置は、第１の実施形態に係る図１及び図
２のビーム制御回路２０に代えて、ＴＤＬ（Tapped Del
ay Line;タップ付き遅延線）回路７０を有するトランス
バーサルフィルタ回路（以下、ＴＲＦ回路という。）６
１を備えるとともに、詳細後述する時空間信号処理Ｍ−
ＣＭＡ法を用いて適応型のビーム制御を行うビーム制御
部２１ｔを備えるビーム制御回路２１ｔを備えたことを
特徴としている。その他の構成は第１の実施形態と同様
であり、ここで詳細説明を省略する。

【００７７】図５において、Ａ／Ｄ変換器９から時分割
フィルタバンク回路１０を介して出力されるベースバン
ド信号Ψ_k,m（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）は、ビー
ム制御部２１ｔ及びＴＲＦ回路６１内の可変増幅器７２
−０に入力されるとともに、複数（Ｌ−１）個の遅延回
路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）が縦続接続されてなる
ＴＤＬ回路７０の第１段の遅延回路７１−１に入力され
る。上記ベースバンド信号Ψ_k,mは可変増幅器７２−０
を介して加算器７３に出力されるとともに、複数（Ｌ−
１）段の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）及び可
変増幅器７２−（Ｌ−１）を介してビーム制御部２１ｔ
及び加算器７３に出力される。ＴＤＬ回路７０におい
て、各遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）はそれぞ
れ入力される信号を所定の遅延時間τだけ遅延して出力
する。ここで、遅延時間τは、好ましくは１シンボル時
間の１／２に設定されるが、例えば１シンボル時間、も
しくはそれ以下に設定されてもよい。

【００７８】遅延回路７１−１から出力される、ベース
バンド信号Ψ_k,m＝ｂｐ_kの遅延信号ｂｐ_k-1はビーム制
御部２１ｔに出力されるとともに、可変増幅器７２−１
を介して加算器７３に出力される。また、遅延回路７１
−２から出力されるベースバンド信号ｂｐ_kの遅延信号
ｂｐ_k-2はビーム制御部２１ｔに出力されるとともに、
可変増幅器７２−２を介して加算器７３に出力される。
さらに、遅延回路７１−３から出力されるベースバンド
信号ｂｐ_kの遅延信号ｂｐ_k-3はビーム制御部２１ｔに出
力されるとともに、可変増幅器７２−３を介して加算器
７３に出力される。さらに同様にして、遅延回路７１−
（Ｌ−２）から出力されるベースバンド信号ｂｐ_kの遅
延信号ｂｐ_k-Lはビーム制御部２１ｔに出力されるとと
もに、可変増幅器７２−（Ｌ−２）を介して加算器７３
に出力される。ここで、可変増幅器（又は利得制御器）
７２−０乃至７２−（Ｌ−１）はそれぞれ、ビーム制御
部２１ｔにより設定される増幅度ｗ₀乃至ｗ_L-1で入力さ
れる信号を増幅（又は利得制御）して出力し、ここで、
増幅度（又は利得）は正又負の値をとる。そして、加算
器７３は入力されるベースバンド信号ｂｐ_k及びその複
数（Ｌ−１）個の遅延信号ｂｐ_k-1乃至ｂｐ_k-L+1を加算
して加算結果の信号を出力信号ｙ_k,m（ｍ＝０，１，
２，…，Ｍ−１）としてビーム制御部２１ｔに出力す
る。なお、出力信号ｙ _k,0は、減算器２４にも出力され
る。このように構成することにより、ＴＤＬ回路７０
と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）と、加算
器７３とを備えたＴＲＦ回路６１を構成する。すなわ
ち、第２の実施形態では、第１の実施形態における各可
変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）を図６のＴＲＦ
回路６１で構成している。

【００７９】一方、基準信号発生器２３は所定の一定値
を有する基準信号σを発生して減算器２４に出力する。
減算器２４は基準信号σから出力信号ｙ_k,0を減算し
て、その誤差（又は偏差）信号ｅ_kをビーム制御部２１
ｔに出力する。ビーム制御部２１ｔは、入力される誤差
信号ｅ_kと、ベースバンド信号ｂｋ_kと、その遅延信号ｂ
ｋ_k-1乃至ｙ_k-L+1と、ＴＲＦ回路６１−０乃至６１−
（Ｍ−１）の通過後のベースバンド信号ｙ_k,m（ｍ＝
０，１，２，…，Ｍ−１）とに基づいて、時空間信号処
理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−
Ｎの各移相制御電圧ｖ _k,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を摂
動付加回路３０を制御することにより所定のシフト量だ
け摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応
シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２４か
ら出力される誤差信号ｅ_kの電力の傾斜ベクトルを計算
し、計算された誤差信号ｅ_kの電力の傾斜ベクトルに基
づいて、減算器２４から出力される誤差信号ｅ_kに基づ
いて当該誤差信号ｅ_kが最小となるように、アレーアン
テナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移
相量に対応する各移相制御電圧ｖ_k,i及び各可変増幅器
７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度ｗ₀乃至ｗ_L-1を
計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び各
可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）に出力して設
定する。

【００８０】以上のように構成された第２の実施形態に
係るアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御
回路２０ｔは、誤差信号ｅ_kが最小となるように、アレ
ーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、
干渉波方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制
御することができる。また、マルチパス伝送路において
生じる希望波の遅延波をＴＲＦ回路６１を用いて取り込
んで同相合成することができ、希望波における信号対雑
音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。また、第
２の実施形態では、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び
可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃
至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合
成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済
む。従って、図１０に示す従来例に比較して、従来例に
比較してハードウエア構成が簡単であって、回路構成要
素の数が少ないので消費電力が少ない。

【００８１】次いで、第２の実施形態で用いる適応ビー
ム処理について以下に説明する。第２の実施形態に係る
アダプティブアレーアンテナの構成において、ベースバ
ンド信号ｙ_k＝ｙ_k（ｖ_k,1，…，ｖ_k,N）は公知の等価低
域モデルを用いて上記の数１のように表わすことができ
る。このベースバンド信号ｙ_kは、ＴＤＬ回路７０を有
するＴＲＦ回路６１に入力される。ＴＲＦ回路６１で
は、ＴＤＬ回路７０の各タップから出力される信号はそ
れぞれ、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）によ
りタップ係数である増幅度ｗ_k（ｉ）で重み付けされた
後、加算器７３で加算されて、以下に示す出力信号ｙ
_k,m（＝ｚ_kとおく。）を出力する。

【００８２】

【数２８】

【００８３】ここで、ビームとヌルのブラインド制御を
行うため、公知のＣＭＡ法と同様に、ＴＲＦ回路６１の
出力信号ｚ_kの振幅偏差の最小化を図る。すなわち、出
力信号ｙ_k,0＝ｚ_kと基準信号σとの誤差を次式のように
定義すると、

【数２９】ｅ_k＝σ^p−｜ｚ_k（ｖ_k,1，…，ｖ_k,N）｜^p 以下の式を満足することが必要条件となる。ただし、σ
は基準信号のレベルであり、所望の振幅レベルを示して
いる。

【００８４】

【数３０】

【数３１】

【００８５】ここで、ｐとｑはＣＭＡ法の推定の次元を
示すもので、実際は、ｐ＝ｑ＝２のときがＣＭＡ法と呼
ばれ、それ以外はゴダードのアルゴリズムと呼ばれる。
数３０の偏微分は、上記数１と数２８によりＣＭＡ法で
は求めることができない。そこで、本実施形態において
は、第１の実施形態に係るＭ−ＣＭＡと同様に、可変移
相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧ｖ_k,1，…，ｖ_k,Nを摂
動させて、これにより各移相量を摂動させて求める。ま
た、上記数３１は通常のＣＭＡ法と同様に求めることが
できる。ここで、出力信号ｚ_kをｚ_k＝ｚ_k（ｖ_k（１），
…，ｖ_k（Ｎ））として、係数更新処理を以下のように
行う。

【００８６】上記数２９を誤差関数とし、上記数３０及
び数３１を満足する解を探すアルゴリズムは、公知の最
急降下法の原理を適用すれば、次式のように表わすこと
ができる。

【００８７】

【数３２】

【数３３】

【００８８】上記数３２と数３３はそれぞれ、上記数３
０及び数３１を満足するさせるためのアルゴリズムの式
である。上記数３２における偏微分項は、上記数２６の
偏微分の近似式を用いて得ることができる。一方、上記
数３１における偏微分項は、上記数２８の両辺を偏微分
することによって直接的に求めることができる。従っ
て、上記数３２及び数３３は次式となり、次式の係数更
新式を用いて収束処理を実行する。

【００８９】

【数３４】ｖ_k,i＝ｖ_k-1,i＋μ_vｅ_k ^q-1｜ｚ_k｜^p-2Δ_i｜
ｚ_k｜，（ｉ＝１，…Ｎ）

【数３５】ｗ_k（ｉ）＝ｗ_k-1（ｉ）＋μ_wｅ_k ^q-1｜ｚ_k｜
^p-2ｚ_k ^*ｙ_k，（ｉ＝０，…Ｌ−１）

【００９０】ただし、

【数３６】Δ_i｜ｚ_k｜ ＝Δ_i｜ｚ_k（ｖ_k,1，…，ｖ_k,i，…，ｖ_k,N）｜ ＝｜ｚ_k（ｖ_k,1，…，ｖ_k,i＋Δｖ，…，ｖ_k,N）｜ −｜ｚ_k（ｖ_k,1，…，ｖ_k,i，…，ｖ_k,N）｜ である。

【００９１】上記数４６において、Δｖは摂動のための
微少項であり、上記数３４及び数３５におけるμ_vとμ_w
はそれぞれ、移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧と、可
変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度である
タップ係数のステップサイズである。本実施形態に係る
時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法のアルゴリズムを正しい収
束させるには、この２種類のステップサイズは以下の条
件を満足する必要がある。

【００９２】

【数３７】μ_w＝μ_vΔｖ ここで、Δｖの単位はラジアンである。

【００９３】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタ
バンク回路１０を用いることにより、処理すべき信号の
レートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の
摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、
ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行
えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプ
リングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構
成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向
として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。

【００９４】＜第２の変形例＞図７は、第２の実施形態
の変形例である、本発明に係る第２の変形例のアレーア
ンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１
０とビーム制御回路２０ｔａの構成を示すブロック図で
あり、図５及び図６と同一のものは同一の符号を付して
いる。

【００９５】第２の実施形態においては、Ｍ個のＴＲＦ
回路６１−０乃至６１−（Ｍ−１）を時分割フィルタバ
ンク回路１０とビーム制御部２１ｔとの間に備えていた
が、これに代えて、ビーム制御部２１ｔで指定される重
み係数を有する１個のＴＲＦ回路６１をＡ／Ｄ変換器９
と、時分割フィルタバンク回路１０との間に挿入したこ
とを特徴としている。ここで、ビーム制御部２１ｔは、
時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法によるビーム制御処理にお
いて、利得制御前のベースバンド信号ｙ_k,0（図５のベ
ースバンド信号Ψ_k,0）を必要とするが、これは、図７
の時分割フィルタバンク回路１０から出力されるベース
バンド信号Ψ_k,0を重み付け係数で除算することにより
計算することができる。また、これにとって代わって、
図７において１点鎖線で示すように、Ａ／Ｄ変換器９か
らのベースバンド信号ｕ_kから利得制御前のベースバン
ド信号ｙ_k,0（図７のベースバンド信号Ψ_k,0）を時分割
分離して取り出してもよい。

【００９６】以上のように構成された第２の変形例によ
れば、第２の実施形態における作用効果に加えて、ＴＲ
Ｆ回路６１の個数を大幅に減少させることができ、これ
により、回路構成をより簡単にできるという特有の効果
を有する。

【００９７】＜第３の実施形態＞図８は、本発明に係る
第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけ
る時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０
ｍの構成を示すブロック図であり、図１乃至図７及び図
１０と同一のものについては同一の符号を付している。
本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、ビーム制御
部２１ｍを有するビーム制御回路２０ｍを備えたことを
特徴としている。

【００９８】ビーム制御回路２０ｍは、復調器７及び時
分割フィルタバンク回路１０を介してＡ／Ｄ変換器９か
らの出力信号であるベースバンド信号Ψ_k,m（ｍ＝０，
１，２，…，Ｍ−１）に基づいて、詳細後述する変形さ
れた最小平均二乗法（以下、Ｍ−ＬＭＳ法という。）を
用いて、可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量を摂動
付加回路３０を制御することによりそれぞれ所定のシフ
ト量だけ摂動させ、各移相量に対する、可変増幅器８２
−０乃至８２−（Ｍ−１）から出力されるベースバンド
信号ｙ_k,mの摂動前後の変化量Δｙ_k,mを計算し、計算さ
れた変化量Δｙ _k,mと、Ａ／Ｄ変換器９から時分割フィ
ルタバンク回路１０を介して出力されるベースバンド信
号Ψ_k,0と、可変増幅器８２から出力されるベースバン
ド信号ｙ_{k ,m}と、ベースバンド信号Ψ_k,0を可変増幅器８
２により利得制御されたベースバンド信号ｙ_k,0とそれ
の符号判別値ｄ_k（符号判別器８３の出力である。）と
の間の誤差信号ｅ_kとに基づいて、当該誤差信号ｅ_kの自
乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビ
ームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記
利得ｇ_kを計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３
−Ｎ及び可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）に出
力することを特徴としている。

【００９９】ビーム制御回路２０ｍは、ビーム制御部２
１ｍと、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）と、
符号判別器８３と、減算器８４とを備えて構成される。
ここで、各可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）
は、入力されるベースバンド信号Ψ_k,mを、ビーム制御
部８１により示される制御利得ｇ_kで増幅して、利得制
御されたベースバンド信号ｙ_k,mをビーム制御部２１ｍ
に出力し、また、そのうちベースバンド信号ｙ_k,0を符
号判別器８３、減算器８４及びビーム制御部２１ｍに出
力する。次いで、符号判別器８３は、後述するように、
入力されるベースバンド信号ｙ_kの符号判別値ｄ_kを演算
して減算器８４に出力する。さらに、減算器８４は、符
号判別値ｄ_kからベースバンド信号ｙ_k,0を減算して減算
結果の誤差信号ｅ_kをビーム制御部８１に出力する。そ
して、ビーム制御部８１は、入力されるベースバンド信
号Ψ_k,0及びｙ_k,m、並びに誤差信号ｅ_kに基づいてＭ−
ＬＭＳ法を用いて制御利得ｇ_kを演算して可変増幅器８
２に出力するとともに、可変制御電圧ｖ_k,i（ｉ＝１，
２，…，Ｎ）を演算してそれぞれ可変移相器３−１乃至
３−Ｎに出力する。

【０１００】このビーム制御回路８０では、Ａ／Ｄ変換
後のベースバンド信号Ψ_kのみに基づいて、Ｍ−ＬＭＳ
法を用いて、例えば、データ伝送を行う前の所定のトレ
ーニング期間において、各可変移相器３−１乃至３−Ｎ
に対する各移相制御電圧ｖ_{k, i}を摂動付加回路３０を制
御することにより所定のシフト量だけ摂動させることに
より、各移相量に対する、可変増幅器８２から出力され
るベースバンド信号ｙ _k,mの摂動前後の変化量Δｙ_k,mを
計算し、計算された変化量Δｙ_k,mと、Ａ／Ｄ変換器９
から時分割フィルタバンク回路１０を介して出力される
ベースバンド信号Ψ_k,0と、可変増幅器８２−０乃至８
２−（Ｍ−１）から出力されるベースバンド信号ｙ_k,m
と、ベースバンド信号ｙ_k,0の符号判別値ｄ_k（符号判別
器８３の出力である。）とベースバンド信号ｙ_k,0との
間の誤差信号ｅ_kとに基づいて、当該誤差信号ｅ_kの自乗
平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビー
ムを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利
得を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及
び可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）に出力す
る。

【０１０１】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置においては、ビーム制御回路２０ｍは、ビーム
制御回路２０ｍの減算器８４で発生される誤差信号ｅ_k
の自乗平均が最小となるように、アレーアンテナ１００
の主ビームを適応的に所定の方向に形成する。構成され
たアレーアンテナの制御装置では、低雑音増幅器２−１
乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテ
ナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必
要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素
は１つのみで済む。従って、図１０に示す従来例に比較
して、ハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素
の数が少ないので消費電力が少ない。

【０１０２】次いで、ビーム制御回路２０ｍにおける制
御アルゴリズムについて説明する。まず、可変増幅器８
２−０乃至８２−（Ｍ−１）から出力される利得制御さ
れたベースバンド信号ｙ_k,mは次式で表される。

【０１０３】

【数３８】ｙ_k,m＝ｇ_kΨ_k,m

【０１０４】ここで、Ψ_k,mはＡ／Ｄ変換器９から時分
割フィルタバンク回路１０を介して出力され複素数で表
されたベースバンド信号であり、ｇ_kは実数で表された
可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の利得であ
り、ｙ_k,mは複素数で表された可変増幅器８２−０乃至
８２−（Ｍ−１）の各出力信号を示している。このと
き、誤差信号ｅ_kを次式のように定義される。

【０１０５】

【数３９】ｅ_k＝ｄ_k−ｙ_k,0

【０１０６】ここで、ｄ_kは符号判別器８３からの、符
号判別値を示す出力信号であり、次式のように求められ
る。

【０１０７】

【数４０】ｄ_k＝ｓｇｎ［Ｒｅ（ｙ_k）］＋ｊ・ｓｇｎ
［Ｉｍ（ｙ_k）］

【０１０８】ここで、Ｒｅ［・］は引数の実数を示す関
数であり、Ｉｍ［・］は引数の虚数を示す関数である。
また、ｓｇｎ［ｘ］は符号判別関数であり、以下のよう
に定義される。

【０１０９】

【数４１】ｓｇｎ［ｘ］ ＝１；ｘ≧０のとき ＝−１；ｘ＜０のとき

【０１１０】この時、各可変増幅器８２−０乃至８２−
（Ｍ−１）の利得は次式のように更新される。

【０１１１】

【数４２】ｇ_k＝ｇ_k-1＋μＲｅ［Ψ_k,0ｅ_k ^*］

【０１１２】ここで、μはステップサイズパラメータと
呼ばれ、０＜μ＜１での適当な定数である。また、＊は
複素共役を示す。一方、可変位相器３−ｉの制御電圧は
次式のように更新される。

【０１１３】

【数４３】ｖ_k,i＝ｖ_k-1,i＋μＲｅ（ｅ_k ^*Δｙ_k,i）

【０１１４】このとき、変化量Δｙ_k,iは次式のように
求められる。

【０１１５】

【数４４】Δｙ_k,i ＝ｙ_k,0（ｖ_k-1,1，…，ｖ_k-1,i＋Δｖ，…，ｖ_k-1,N） −ｙ_k,0（ｖ_k-1,1，…，ｖ_k-1,i，…，ｖ_k-1,N）

【０１１６】数４４の右辺の第２項は、摂動電圧を付加
しないときの時刻ｋ−１の移相制御電圧ｖ_k-1,1，…，
ｖ_k-1,i，…，ｖ_k-1,Nを各可変移相器３−１乃至３−Ｎ
に印加したときの利得制御されたベースバンド信号ｙ_k
を示す。また、数４４の右辺の第１項は、時刻ｋ−１の
移相制御電圧ｖ_k-1,1，…，ｖ_k-1,i，…，ｖ_k-1,Nに加
えて、第ｉ番目のアンテナ素子１−ｉに対応する可変移
相器３−ｉのみに摂動電圧Δｖを余分にかけたときの利
得制御されたベースバンド信号ｙ_k,0を示す。そして、
数４４で表されるΔｙ_k,iはこれら２つの信号の変化
量、すなわち、摂動前後のベースバンド信号ｙ_k,0の変
化量である。

【０１１７】従って、数４３から明らかなように、計算
した摂動前後のベースバンド信号ｙ _k,0の変化量Δｙ_k,i
と、誤差信号ｅ_kとに基づいて移相制御電圧ｖ_k,iを演算
して設定する。そして、数４２から明らかなように、誤
差信号ｅ_kの自乗平均が最小となるように、可変増幅器
８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の利得ｇ_kを決定して設
定する。このようにビーム制御することにより、当該ア
レーアンテナの主ビームを所定の方向に向けることがで
き、特に、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアンブルやＣＤ
ＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用
いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナ
ス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場
合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌル
を形成できる。

【０１１８】本実施形態においては、振幅制御は、Ａ／
Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介した
出力ベースバンド信号ｙ_k,mに対してディジタル信号処
理により行い、マイクロ波帯（ＲＦ帯）の可変移相器制
御では、移相器入力信号を観測できないため、摂動によ
り係数の更新量を求める。また、振幅制御では、出力ベ
ースバンド信号ｙ_k,mがディジタル信号として得られる
ため、数４２の形式で、振幅推定アルゴリズムが得られ
る。また、発明したアルゴリズムは誤差信号ｅ _kの二乗
平均の最小化という公知のＬＭＳ法と同様の規範を用い
ているため、発明したアルゴリズムを「Ｍ−ＬＭＳ法」
と呼んでいる。

【０１１９】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、Ｍ−ＬＭＳ法を用いてビーム制御するので、ＤＢＦ
回路で実現されたアダプティブアレーと同様に、ビー
ム、ヌル制御が可能で有ることに加えて、ＲＦ帯でビー
ム形成が行えるため、従来例に比較して回路規模やコス
トの削減が可能になるという利点がある。従って、構成
が簡単であって消費電力が少ない。また、ＴＤＭＡ等で
利用されるプリアンブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイ
ロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干
渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号
が干渉波よりもレベルが低い場合にも、所望波方向にビ
ームを向け、干渉波方向にヌルを形成できる。従って、
劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができ
る。

【０１２０】また、本実施形態によれば、ポリフェーズ
フィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０を
用いることにより、処理すべき信号のレートを低下させ
かつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信号を正
確に取り出すことができる。従って、ビットレートに比
較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器
を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタイミン
グ調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単であっ
て、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確に主
ビームの制御やヌルの制御ができる。

【０１２１】＜第３の変形例＞図９は、第３の実施形態
の変形例である、本発明に係る第３の変形例のアレーア
ンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１
０とビーム制御回路２０ｍａの構成を示すブロック図で
あり、図８と同一のものは同一の符号を付している。

【０１２２】第３の実施形態においては、可変増幅器８
２−０乃至８２−（Ｍ−１）を時分割フィルタバンク回
路１０とビーム制御部２１ｍとの間に備えていたが、こ
れに代えて、ビーム制御部２１ｍで指定される重み係数
を有する１個の可変増幅器８２をＡ／Ｄ変換器９と、時
分割フィルタバンク回路１０との間に挿入したことを特
徴としている。ここで、ビーム制御部２１ｍは、Ｍ−Ｌ
ＭＳ法によるビーム制御処理において、利得制御前のベ
ースバンド信号ｙ_k,0（図８のベースバンド信号Ψ_k,0）
を必要とするが、これは、図９の時分割フィルタバンク
回路１０から出力されるベースバンド信号Ψ_k,0を制御
利得ｇ_kで除算することにより計算することができる。
また、これにとって代わって、図９において１点鎖線で
示すように、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバンド信号ｕ
_kから利得制御前のベースバンド信号ｙ_k,0（図９のベー
スバンド信号Ψ_k,0）を時分割分離して取り出してもよ
い。

【０１２３】以上のように構成された第３の変形例によ
れば、第３の実施形態における作用効果に加えて、可変
増幅器８２の個数を大幅に減少させることができ、これ
により、回路構成をより簡単にできるという特有の効果
を有する。

【０１２４】＜他の変形例＞以上の実施形態において
は、Ａ／Ｄ変換器９を用いてベースバンド信号をＡ／Ｄ
変換した後、その後の回路においてディジタル信号処理
を行っているが、Ａ／Ｄ変換器９を挿入せず、その後の
回路においてアナログで信号処理を実行してもよい。

【０１２５】以上の実施形態においては、摂動付加回路
３０は、各ビーム制御回路２０，２０ａ，２０ｔ，２０
ｔａ，２０ｍ，２０ｍａとは別の回路で構成されている
が、摂動付加回路３０の機能を各ビーム制御回路２０，
２０ａ，２０ｔ，２０ｔａ，２０ｍ，２０ｍａ内におい
てソフトウエア又はハードウエア回路で統合して構成し
てもよい。

【０１２６】

【実施例】さらに、本発明者らは、第１の実施形態に係
る、ポリフェーズフィルタを応用したＭ−ＣＭＡ法のア
ダプティブアレーの干渉抑圧特性を計算機シミュレーシ
ョンにより実験したので、その実験方法及び実験結果に
ついて以下に詳述する。

【０１２７】変調方式としてＱＰＳＫ変調方式を用い、
検波器には遅延検波を適用した送受信機構成を前提とし
た。また，伝送路はＡＷＧＮ（Additive White Gaussia
n Noise）チャネルを適用した。アンテナは半波長間隔
のリニアアレーアンテナで、その素子数は４とした。ま
た、リニアアレーアンテナの正面方向を０度とすると、
希望波は−５０度の方向から、干渉波は３０度の方向か
ら等レベルで入射する環境を想定した。また、Ｍ−ＣＭ
Ａ法の乗数をｐ＝ｑ＝１に設定し、ステップサイズμ＝
０．０００１とした。処理速度の低減のためオーバサン
プルはシンボルレートの４倍とした。また、アレーアン
テナの初期状態は正面方向にビームを形成している。

【０１２８】図１１は、第１の実施形態のシミュレーシ
ョン結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の
指向性パターンを示すグラフである。図１１から明らか
なように、希望波方向に理論限界の１２ｄＢ程度のアレ
ーファクタを持つビームを形成している。干渉波方向に
は深いヌルを形成できていることがわかる。ただし，Ｓ
ＮＲが低い場合には、若干ヌルの位置がずれている。こ
れは、ＳＮＲが低い場合には、ビームを形成する方に制
御が集中し、ヌルには多少感度が落ちるためと考えられ
る。

【０１２９】図１２は、第１の実施形態のシミュレーシ
ョン結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の
搬送波／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレ
ート（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。図１２にお
いては、理論値として、干渉がない条件での４素子最大
比合成ダイバーシチ受信時の遅延検波の特性を示してい
る。Ｍ−ＣＭＡ法を用いたアダプティブアレーは希望波
にビームを向けるだけでなく干渉波方向に鋭いヌルを形
成できるため、すべてのＣＮＲ条件において、理論値に
１．５ｄＢにまで漸近する優れた特性が得られることが
分かる。この１．５ｄＢの劣化は上述したヌルに対する
感度低下によるものと考えられる。

【０１３０】以上説明したように、小型・低価格化が可
能なアナログビーム形成型アダプティブアレーにおいて
適応ビーム制御を可能とするＭ−ＣＭＡ法の効果的な実
現方法として、ポリフェーズフィルタを利用した。原理
的にＭ−ＣＭＡ法の係数更新式においては同時刻の「摂
動項」と「非摂動項」が必要となる。この信号を簡易に
得る方法として、ポリフェーズフィルタを構成する各フ
ィルタバンクを備えた時分割フィルタバンク回路１０が
同時刻に全く同じ波形を出力することを利用する。すな
わち、時分割フィルタバンク回路１０内の各ポリフェー
ズフィルタには摂動を受けた信号と受けない信号を振り
分けることで、フィルタ毎に異なった摂動あるいは、非
摂動項が出力されるのである。

【０１３１】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、ポ
リフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク
回路を用いることにより、処理すべき信号のレートを低
下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信
号を正確に取り出すことができる。従って、ビットレー
トに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ
変換器を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタ
イミング調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単で
あって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確
に主ビームの制御やヌルの制御ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１の時分割フィルタバンク回路１０とビー
ム制御回路２０と摂動付加回路３０の詳細な内部構成を
示すブロック図である。

【図３】 図２の時分割フィルタバンク回路１０の動作
例を示すブロック図である。

【図４】 第１の実施形態の変形例である、本発明に係
る第１の変形例のアレーアンテナの制御装置における時
分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ａの
構成を示すブロック図である。

【図５】 本発明に係る第２の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１
０とビーム制御回路２０ｔの構成を示すブロック図であ
る。

【図６】 図５のＴＲＦ回路６１の詳細な内部構成を示
すブロック図である。

【図７】 第２の実施形態の変形例である、本発明に係
る第２の変形例のアレーアンテナの制御装置における時
分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｔａ
の構成を示すブロック図である。

【図８】 本発明に係る第３の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１
０とビーム制御回路２０ｍの構成を示すブロック図であ
る。

【図９】 第３の実施形態の変形例である、本発明に係
る第３の変形例のアレーアンテナの制御装置における時
分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｍａ
の構成を示すブロック図である。

【図１０】 従来例のアレーアンテナの制御装置の構成
を示すブロック図である。

【図１１】 第１の実施形態のシミュレーション結果で
あって４素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パタ
ーンを示すグラフである。

【図１２】 第１の実施形態のシミュレーション結果で
あって４素子リニアアレーアンテナの場合の搬送波／雑
音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥ
Ｒ）の特性を示すグラフである。

【符号の説明】 １−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）， ３−１乃至３−Ｎ…可変移相器、 ４…合成器、 ５…ダウンコンバータ、 ６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、 ７…復調器、 ８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ９…Ａ／Ｄ変換器、 １０…時分割フィルタバンク回路、 １１−１乃至１１−（Ｍ−１）…遅延回路、 １２−０乃至１２−（Ｍ−１）…ダウンサンプラ、 １３−０乃至１３−（Ｍ−１）…ディジタルフィルタ、 １４−０乃至１４−（Ｍ−１）…ダウンサンプラ、 ２０，２０ａ，２０ｔ，２０ｔａ，２０ｍ，２０ｍａ…
ビーム制御回路、 ２１，２１ｔ，２１ｍ…ビーム制御部、 ２２−０乃至２２−（Ｍ−１）…可変増幅器、 ２３…基準信号発生器、 ２４…減算器、 ３０…摂動付加回路、 ３１…摂動付加電圧発生器、 ３２…スイッチコントローラ、 ３３−１乃至３３−Ｎ…加算器、 ３４−１乃至３４−Ｎ…スイッチ、 ６１，６１−０乃至６１−（Ｍ−１）…トランスバーサ
ルフィルタ回路（ＴＲＦ回路）、 ７０…ＴＤＬ回路、 ７１−１乃至７１−（Ｌ−１）…遅延回路、 ７２−０乃至７２−（Ｌ−１）…可変増幅器、 ７３…加算器、 １００…アレーアンテナ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田野 哲 東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株 式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内 Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 DB02 DB03 DB04 EA04 FA05 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA23 FA24 FA26 FA29 FA30 FA31 FA32 GA02 HA05 HA10 5K059 CC03 CC04 DD37 EE02

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子
   で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相
   量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、 上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合
   成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、 上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信
   号に復調して出力する復調手段と、 上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の
   利得で利得制御して出力する利得制御手段と、 上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所
   定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減
   算手段と、 上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト
   量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から
   出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計
   算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号
   に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレ
   ーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移
   相量及び上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上
   記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段
   とを備えたアレーアンテナの制御装置において、 上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系
   列信号を含み、 上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得
   制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入
   して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づい
   て、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプ
   ル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複
   数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力される
   ように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備
   えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
2. 【請求項２】 上記利得制御手段は、トランスバーサル
   フィルタ回路であることを特徴とする請求項１記載のア
   レーアンテナの制御装置。
3. 【請求項３】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子
   で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相
   量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、 上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合
   成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、 上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信
   号に復調して出力する復調手段と、 上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の
   利得で利得制御して出力する利得制御手段と、 上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の符
   号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力す
   る符号判別手段と、 上記符号判別手段から出力される符号判別値信号と、上
   記利得制御手段から出力されるベースバンド信号との間
   の誤差信号を発生して出力する減算手段と、 上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト
   量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段
   から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を
   計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力さ
   れるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力さ
   れるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される
   誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小
   となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の
   方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算し
   てそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力
   する制御手段とを備え、 上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系
   列信号を含み、 上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得
   制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入
   して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づい
   て、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプ
   ル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複
   数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力される
   ように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備
   えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３のうちの１つに記載のア
   レーアンテナの制御装置において、 上記復調手段の後段に挿入して設けられ、上記復調手段
   から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・デ
   ィジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド
   信号を出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とす
   るアレーアンテナの制御装置。
5. 【請求項５】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子
   で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を
   用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップ
   と、 上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後
   の無線信号を出力するステップと、 上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するス
   テップと、 上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用
   いて所定の利得で利得制御するステップと、 上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信
   号との間の誤差信号を発生するステップと、 上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト
   量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電
   力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力
   の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号
   が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを
   所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御す
   るステップの利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及
   び上記利得制御手段に出力するステップとを含むアレー
   アンテナの制御方法において、 上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系
   列信号を含み、 上記復調するステップと上記利得制御するステップとの
   間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステ
   ップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行
   され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動さ
   れない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、
   摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプ
   ル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分
   割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とす
   るアレーアンテナの制御方法。
6. 【請求項６】 上記利得制御するステップは、トランス
   バーサルフィルタ回路を用いて実行されることを特徴と
   する請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
7. 【請求項７】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子
   で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を
   用いてそれぞれ所定の移相量だけ移相させるステップ
   と、 上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後
   の無線信号を出力するステップと、 上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するス
   テップと、 上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用
   いて所定の利得で利得制御するステップと、 上記利得制御されたベースバンド信号の符号を判別して
   符号判別値を示す符号判別値信号を出力するステップ
   と、 上記符号判別値信号と、上記利得制御されたベースバン
   ド信号との間の誤差信号を発生するステップと、 上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト
   量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御され
   たベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算
   された変化量と、上記復調されたベースバンド信号と、
   上記利得制御されたベースバンド信号と、上記誤差信号
   とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるよ
   うに、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向
   けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞ
   れ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力するステ
   ップとを備え、 上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系
   列信号を含み、 上記復調するステップと上記利得制御するステップとの
   間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステ
   ップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行
   され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動さ
   れない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、
   摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプ
   ル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分
   割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とす
   るアレーアンテナの制御方法。
8. 【請求項８】 請求項５乃至７のうちの１つに記載のア
   レーアンテナの制御方法において、 上記復調するステップの後に実行され、上記復調された
   ベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換し
   て、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力する
   ステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナ
   の制御方法。