JP2002040067A - 次数間高調波検出方法 - Google Patents
次数間高調波検出方法Info
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Abstract
固定周波数サンプリング方式でサンプリングし、フーリ
エ変換のフィルタ演算により電力系統に注入した次数間
高調波を抽出する際、系統基本波及び高調波の影響を演
算により極力少なくする。 【解決手段】 固定周波数サンプリング方式でサンプリ
ングした電力系統5のサンプリングデータ結果のフーリ
エ変換のフィルタ演算により注入次数の次数間高調波及
び注入次数の上,下の非注入次数の次数間高調波の成分
を抽出し、両非注入次数の次数間高調波の抽出成分の平
均から注入次数の次数間高調波の抽出成分に含まれた系
統基本波及び整数倍周波数の高調波の系統成分に基づく
誤差を補間演算し、注入次数の次数間高調波の成分から
誤差を減算して除去し、注入次数の次数間高調波を検出
する。
Description
源の単独運転検出等に用いられる次数間高調波検出方法
に関する。
時に需要家の分散型電源の単独運転を検出してその運転
を停止するため、本出願人は、特開平10−24816
8号公報(H02J 3/38)等に記載されているよ
うに、電力系統に系統基本波に同期したその非整数倍の
周波数の次数間高調波(中間次数調波)を注入し、系統
の電圧又は/及び電流の計測信号から次数間高調波を検
出し、この検出結果に基づき系統の停止を検出する発明
を、既に出願している。
しない周波数であることから、例えば系統電源の0.1
%程度の少量の次数間高調波の供給(注入)で系統の停
止を検出できる利点がある。
いるように系統電圧にPLL同期したサンプリング周波
数のタイミング指令を形成し、この指令に基づいて系統
の電圧,電流の計測信号をサンプリングすると、そのサ
ンプリングデータを公知のフーリエ変換によるデジタル
フィルタ処理により、系統基本波及びその整数倍周波数
の高調波,すなわち系統成分の影響を受けることなく、
注入次数の次数間高調波を精度よく抽出して検出し得る
が、複雑なPLL回路等を要し、安価かつ簡単に検出す
ることができない欠点がある。
を省き、電力系統の電圧(以下系統電圧という)とは非
同期にサンプリングのタイミング指令を形成し、この指
令に基づいて計測信号をサンプリングすると、PLL回
路を用いる場合より安価かつ簡単な構成になるが、フー
リエ変換の抽出に系統電圧の誤差が生じ、精度の高い検
出が困難で、場合によっては検出できなくなる問題点が
ある。
出の場合だけでなく、次数間高調波を系統に注入し、系
統の電圧又は/及び電流の計測信号をサンプリングして
計測信号に含まれた次数間高調波をフーリエ変換の手法
で抽出し、系統の高調波特性を計測する場合等にも、固
定周波数サンプリング方式を採用すると同様の問題点が
生じる。
の計測信号を周波数一定の固定周波数サンプリング方式
でサンプリングし、そのサンプリングデータのフーリエ
変換によるフィルタ演算により、系統成分の影響を極力
少なくして注入次数の次数間高調波を精度よく抽出して
検出することを課題とする。
めに、本発明の次数間高調波検出方法は、電力系統の電
圧又は/及び電流をサンプリング周波数一定の固定周波
数サンプリング方式でサンプリングし、サンプリングデ
ータのフーリエ変換によるフィルタ演算により注入次数
の次数間高調波及び注入次数の上,下の非注入次数の次
数間高調波の成分を抽出し、両非注入次数の次数間高調
波の抽出成分の平均から注入次数の次数間高調波の抽出
成分に含まれた系統電圧に基づく誤差を補間演算し、注
入次数の次数間高調波の抽出成分から誤差を減算して除
去し、注入次数の次数間高調波を検出する。
高調波を、PLL回路等を用いることなく、サンプリン
グ周波数を固定して安価かつ容易にサンプリングして抽
出することができる。
換で抽出された注入次数の次数間高調波につき、その系
統周波数とサンプリング周波数との非同期に起因した系
統電圧に基づく誤差が注入次数の上,下の非注入次数の
次数間高調波の成分にも含まれ、その次数(周波数)の
近い範囲では、誤差が線形変化することから、それらの
成分の平均値から注入次数での前記誤差が求められて注
入次数の抽出成分から減算除去される。
精度よく注入次数の次数間高調波を検出することができ
る。
高調波とk+1次高調波(kは2以上の整数)との間の
次数間高調波であり、次数間高調波の注入周波数を、k
f±mf0 ,(fは系統基本波周波数,mは1,2,
…,n−1の整数(nは2以上の整数,f0は次数間高
調波の注入間隔を示し、f0=f/n)から決定するこ
とが実用的で好ましい。
1〜図3を参照して説明する。図1は電力系統の1例の
単線結線図であり、上位系統1に変電所2の1又は複数
の変圧器3の1次側が接続され、各変圧器3の2次側か
ら遮断器4を介して1又は複数の下位の電力系統5が分
枝状に引出される。
する需要家設備7,分散型電源6が設けられていない一
般需要家設備8等の複数の需要家設備が接続される。
は他の需要家設備と同様、電力系統5に引込線9の遮断
器10を介して負荷母線11が接続され、この負荷母線
11に各負荷フィーダ12の変圧器13を介してそれぞ
れの負荷が接続される。
れ、この遮断器14に解列用の開閉器15を介して分散
型電源6が接続されるとともに、次数間高調波の電流注
入装置16が接続される。
入電流を出力するインバータ等の電源部17,この電源
部17と負荷母線11との間に設けられた注入用の変圧
器18により形成される。
11側に、受電点変圧器19及び受電点変流器20が設
けられ、それらの電圧,電流の計測信号が系統停止検出
処理装置21のサンプル・ホールド回路22に供給され
る。
振器等の定周波発生器で形成されたタイミング指令部2
3の一定周波数のサンプリング指令のタイミング信号に
より、固定周波数サンプリング方式で系統電圧,系統電
流に非同期に両計測信号をサンプル・ホールドし、その
出力が後段のA/D変換回路24によりデジタル信号に
変換され、サンプリングデータとなる。
ル信号に変換された電圧,電流のサンプリングデータが
演算処理部25に供給され、この処理部25はマイクロ
コンピュータ等で形成され、そのソフトウェア処理によ
り、両サンプリングデータを公知のフーリエ変換のデジ
タルフィルタ演算により電流注入装置16から電力系統
5に注入された注入次数の次数間高調波を抽出して検出
し、その変化から遮断器4が解放する系統停止,すなわ
ち分散型電源6の単独運転を監視して検出する。
理部25から開閉器15に解列の指令が供給されて開閉
器15が開放され、分散型電源6が電力系統5から切離
される。
0,14及び開閉器15がいずれも閉成され、上位系統
1の電力が電力系統5に給電され、電力系統5が電力供
給状態にある。
系して運転され、その出力は自設備7内で消費されると
ともに余剰分が引込線9を介して電力系統5に出力され
る。
変圧器19,受電点変流器20により図1の受電点Aの
電圧及び受電点Aを出入する電流が常時計測される。
23の一定周波数のタイミング信号に同期して電源部1
7に周期的に起動指令を出力し、この指令に基づき、電
源部17が前記タイミング信号に同期した1又は複数の
周波数の次数間高調波の電流を形成し、これらの系統基
本波に非同期の注入電流が変圧器18,負荷母線11,
引込線9を介して需要家設備7の受電点Aから電力系統
5に注入される。
電点変流器20の計測信号に次数間高調波の電圧,電流
が含まれる。
令部23のタイミング信号に基づき、前記したようにサ
ンプル・ホールド回路22の固定周波数サンプリング方
式のサンプリングにより、電力系統5の系統電圧,系統
電流に非同期にサンプル・ホールドされる。
D変換回路24によりデジタル信号に変換され、これら
のデジタル信号に変換されたサンプリングデータが演算
処理部25で処理され、注入された次数間高調波の電
圧,電流が抽出されて検出される。
が開放されると、受電点Aからみた電力系統5の電源イ
ンピーダンスが短絡インピーダンスから開放インピーダ
ンスに変わるため、受電点Aからみた電力系統5の注入
次数の次数間高調波についてのインピーダンス又はアド
ミタンス(以下インピーダンス等という)の変化から電
力系統5の停止,すなわち分散型電源6の単独運転を検
出できる。
た次数間高調波の電圧又は/及び電流の変化から分散型
電源6の単独運転を検出してもよい。
数間高調波の電圧又は/及び電流の変化或いは電力系統
5の注入次数の次数間高調波のインピーダンス又はアド
ミタンスの変化から、系統停止の発生に基づく分散型電
源6の単独運転を監視して検出する。
電流注入及びサンプル・ホールド回路22のサンプリン
グが、タイミング指令部23のタイミング信号により、
系統電圧,系統電流に非同期に行われるため、注入次数
の次数間高調波のサンプリングデータにこの非同期に起
因する誤差が含まれ、フーリエ変換で抽出される注入次
数の次数間高調波の抽出成分に前記誤差の影響が含まれ
る。
して前記誤差を補正演算して低減,除去する。
グされる次数間高調波について説明する。
波の周波数(商用電源の規定の周波数)をf,次数間高
調波の注入周波数をfinj ,その注入数を定める周波数
fの分割数をn,この分割数nに基づく注入周波数fin
j の間隔をf0 とすると、f 0=f/nであり、角周波
数ω0はω0=2πf0=2πf/nである。そして、f
=60Hz,n=30であれば、f0 は60/30=2Hz
である。
次高調波の間にあり(k=2,3,…)、それらをk次
高調波に近いものから順のmチャンネル(m=1,2,
3,…,(n−1))とすると、k.m次の次数間高調
波の周波数finj ,その角周波数ωinjはつぎの数1,
数2の2式で表される。
j(t)とすると(tは時間)、それの振幅を1として、
又、それの初期位相をθmとして、この次数間高調波F
inj(t)はつぎの数3の式で表すことができる。
数倍周波数の高調波,すなわち系統成分については、そ
の周波数変動Δを考慮すると、その基本波からl次高調
波までの既存の系統成分F(t) はl次高調波の振幅をV
l,初期位相をφlとして、つぎの数4の式で表わされ
る。
流又は電圧が注入されたときに、変圧器19,変流器2
0の計測信号,すなわちサンプル・ホールド回路22の
電圧,電流に含まれる入力信号Fin(t) は、数3,数4
の式を加算合成したつぎの数5の式に示すようになる。
(t))と第2項(Finj(t))とは、F(t) が周波数変動
Δを含むのに対して、Finj(t)がそれを含まないことか
ら、非同期である。
よる次数間高調波の抽出演算式と系統成分の誤差につい
て、フーリエ変換の積分原理式から説明する。
式で示されるk.m次の次数間高調波Finj(t)の余弦成
分(cos成分) Cm,正弦成分(sin成分) Smはつぎ
の数6,数7の公知のフーリエ変換(フーリエ積分)で
抽出することができる。なお、これらの数6,数7の式
が系統周波数とは非同期の周波数固定サンプリング方式
でのデジタルフィルタ演算の原理式となるものである。
の式を代入すると、つぎの数8,数9の式が得られる。
項)がそれぞれ系統成分の影響に基づく誤差ΔC,ΔS
の項である。
全体の誤差ΔS+jΔCは、つぎの数10の式から求ま
る。
の時間積分の結果は、つぎの数11,数12に示すよう
になる。
を代入して整理すると、誤差ΔS,ΔCは、つぎの数1
3,数14の式に示すようになる。
からフーリエ変換のフィルタ演算で注入次数(k.m
次)の次数間高調波を抽出すると、その余弦成分Cm,
正弦成分Smは、つぎの数15,数16の式に示すよう
に、本来の余弦成分(cos成分),正弦成分(sin成分)
と、系統成分(系統基本波及び高調波)に基づく誤差成
分ΔC,ΔSとの和になる。
C,ΔSの振幅の具体的な値について説明する。
7の式から求まり、誤差ΔSの振幅GSmはつぎの数1
8の式から求まる。
周波数変動Δ=−5%〜+5%,l=1,2,3,4,
5,6,7,m=1,2,…,29としてシミュレーシ
ョンにより検証したところ、つぎの表1に示すように、
例えばn=30,k=3,Δ=−5%,l=1,m=1
のときに、GCm=−0.00776,GSm=−0.
00243になることがわかった。
GSmを示す。
と、例えばk=3,m=15の3.15次の次数間高調
波の周波数は60Hz系統で60Hz×3+2Hz×15=1
80+30=210Hzであり、このとき、系統の周波数
変動Δが−2.5%であれば、基本波(l=1)に基づ
く誤差(残留誤差)の振幅はGCm=0.00465
(=0.465%),GSm=0.00129(=0.
129%)になり、周波数変動Δが−5%であれば、基
本波に基づく誤差ΔC,ΔSの振幅はGCm=−0.0
0655(=−0.655%),GSm=−0.001
78(=−0.178%)になる。一方、基本波を10
0%とすると、次数間高調波の注入量は0.1%程度で
ある。
幅(ゲイン)GCm,GSmは、次数間高調波の注入量
と同じオーダ(パーセント)の大きさで抽出したcos 成
分、sin 成分に含まれ、この場合、誤差ΔC,ΔSが大
きく、数15,数16の抽出した余弦成分Cm,正弦成
分Smそのままでは、これらから本来の次数間高調波の
成分cosθm,sinθmを分離して精度よく検出すること
はできない。
5,数16の系統成分による誤差ΔC,ΔSは振幅GC
m,GSmがk,mに依存して変化し、しかも、mの近
接値間では、mに対してほぼ線形に変化する。
下、l=1,3におけるm=5,6,7の振幅GC5,
GC6,GC7及びGS5,GS6,GS7は、表1より、
つぎのようになる。 l=1: GC5=-0.00736,GC6=-0.00727,GC7
=-0.00718 GS5=-0.00221,GS6=-0.00216,GS7=-0.00211 l=3: GC5=0.03527 , GC6=0.03207 ,GC7
=0.02942 GS5=0.03174 ,GS6=0.02856 ,GS7=0.02593
ぎの数21〜数24に示すように、その上,下の中間次
数調波の誤差成分ΔC,ΔSのゲインGC5とGC7,G
S5とGS7の平均値から補間演算して求めることができ
る。
1次,k.m次,k.m+1次の隣接3チャンネルの次
数間高調波間において、系統成分の誤差(ΔC,ΔS)
の振幅(GCm-1,GSmm-1),(GCm,GS
m),(GCm+1,GSmm+1)は、図2の破線に示す
ようにその周波数にほぼ線形変化し、中間のk.m次の
系統成分の誤差ΔC,ΔSのゲインGCm,GSmは、
その上,下のk.m−1次,k.m+1次の系統成分の
誤差ΔC,ΔSのゲインGCm-1とGCm+1,GSm-1
とGSmm+1の平均値を求めるつぎの数25,数26の
補間演算からゲインGCm’,GSm’として求めるこ
とができる。なお、図2は振幅GCm-1 ,GCm,G
Sm+1を示し、振幅GSm-1,GSm,GSm+1につい
ても同様である。
た誤差ΔC,ΔSの振幅GCm,GSmと、数25,数
26の補間演算から求まる振幅GCm’,GSm’につ
き、つぎの数27,数28の式からそれらの差の振幅G
Cm”,GSm”をシミュレーションして演算したとこ
ろ、つぎの表2の結果が得られた。
m”,GSm”であり、この表2から明らかなように、
振幅GCm”,GSm”はほぼ0になり、前記の補間演
算から極めて精度よく振幅GCm,GSmが求まること
が確かめられた。
みが注入され、その上,下のk.m−1次、k.m+1
次の次数間高調波が非注入の場合、演算処理部25はフ
ーリエ変換のフィルタ演算によりk.m−1次, k.m
+1次の成分Cm-1 ,Cm+ 1,Sm-1,Sm+1を抽出
し、成分Cm-1,Cm+1の平均値,成分Sm-1,Sm
+1の平均値をk.m次の誤差成分ΔCm,ΔSmとし
て補間演算し、これらの平均値を同時に抽出したk.m
次の成分Cm,Smから減算し、成分Cm,Smに含ま
れた数15,数16の誤差成分ΔC,ΔSを除去して成
分Cm,Smを補正し、本来の次数間高調波の余弦成分
(cosθm),正弦成分(sinθm)を精度よく抽出して
検出する。
なく安価かつ簡単な固定周波数サンプリング方式で計測
信号のサンプリングを行うことができる。
換で得られた注入次数(k.m次)の次数間高調波の抽
出成分に、その上,下のk.m−1次、k.m+1次の
非注入次数の抽出成分の平均値に基づく簡単な補正演算
を施して、系統成分の影響をほとんど受けることなく、
注入次数の次数間高調波の電圧,電流を精度よく抽出し
て検出することができる。
は、finj=kf−mf0 から決定してもよい。
め、複数次数の次数間高調波を注入し、その検出結果か
ら多数決の原理で単独運転を検出する場合等は、各次数
間高調波は、数1の式にしたがって、k次高調波とk+
1次高調波との間にf0 の間隔でその注入周波数(注入
次数)を決定することが好ましい。
例えばm=1,3,5,7,…又はm=2,4,6,…
の1つおきの注入周波数の次数間高調波を実際に注入
し、それぞれの上,下隣りに非注入次数の空きの次数間
高調波が存在するようにし、注入次数の次数間高調波に
ついて前記実施の形態と同様にして個別に系統成分の補
正を施してもよいが、つぎに説明するように一括して補
正を施すようにしてもよい。
=m−1,mの連続する複数次数の次数間高調波を決定
して電力系統5に注入し、このとき、図3に示すように
それらの上,下のm=m−2,m+1の非注入の次数間
高調波の振幅GCm-2,GCm+1(GSm-2,GS
m+1)もゲインGCm-1,GCm(GSm-1,GSm)
と同様にほぼ線形変化することから、振幅GCm-2とG
Cm+1(GSm-2とGSm +1)のいわゆる重み付けの平
均値により、振幅GCm-1,GCm(GSm-1,GS
m)を補間演算する。
重み付けの平均により振幅GCm,GSm,GCm+1,
GSm+1をk.m−1次,k.m次の誤差成分ΔC
m-1,ΔSm-1,ΔCm,ΔSmを補間演算し、成分
(Cm-1,Sm-1,Cm,Sm)を一括して補正すれば
よい。
る場合、k次,k+1次の高調波の影響を極力少なくす
るため、極力それらの中間の周波数に決定することが好
ましく、具体的にはk=2,f=60Hzの場合、次数間
高調波の注入周波数は、120Hz(=2×60Hz)と1
80Hz(=3×60Hz)との中間の150Hzに近い周波
数に決定することが好ましい。
検出における次数間高調波検出だけでなく、例えば次数
間高調波を用いて電力系統の特性を検出する際の次数間
高調波の検出にも適用することができるのは勿論であ
る。
る。まず、請求項1の場合は、電力系統5に注入した次
数間高調波をPLL回路等を用いることなく、一定サン
プリング周波数の固定周波数サンプリング方式で安価か
つ簡単にサンプリングすることができる。
換で抽出された次数間高調波の系統基本波及び高調波の
影響に基づく誤差が簡単な平均値の補間演算と減算によ
り除去され、系統周波数とサンプリング周波数との非同
期に起因した誤差を補正して精度の高い次数間高調波の
検出を行うことができる。
で精度の高い次数間高調波の検出を行うことができ、分
散型電源の単独運転検出等に好適な次数間高調波検出方
法を提供することができる。
調波の周波数を簡単な式の演算から決定して請求項1と
同様の効果を得ることができ、極めて実用的である。
る波形図である。
する波形図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 電力系統の電圧又は/及び電流の計測信
号をサンプリングし、サンプリングデータのフーリエ変
換により、前記電力系統に注入された系統基本波の非整
数倍周波数の注入次数の次数間高調波を抽出して検出す
る次数間高調波検出方法において、 前記電力系統の電圧又は/及び電流をサンプリング周波
数一定の固定周波数サンプリング方式でサンプリング
し、 サンプリングデータのフーリエ変換によるフィルタ演算
により前記注入次数の次数間高調波及び前記注入次数の
上,下の非注入次数の次数間高調波の成分を抽出し、 前記両非注入次数の次数間高調波の抽出成分の平均から
前記注入次数の次数間高調波の抽出成分に含まれた前記
系統基本波及び整数倍周波数の高調波の系統成分に基づ
く誤差を補間演算し、 前記注入次数の次数間高調波の抽出成分から前記誤差を
減算して除去し、 前記注入次数の次数間高調波を検出することを特徴とす
る次数間高調波検出方法。 - 【請求項2】 注入次数の次数間高調波がk次高調波と
k+1次高調波(kは2以上の整数)との間の次数間高
調波であり、前記次数間高調波の注入周波数を、kf±
mf0 ,(fは系統基本波周波数,mは1,2,…,n
−1の整数nは2以上の整数,f0は次数間高調波の注
入間隔を示し、f0=f/n)から決定することを特徴
とする請求項1記載の次数間高調波検出方法。
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