JP2001525154A - 周波数変調されたデジタル信号のための集積可能な無線受信器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 このＦＭ受信器は低い中間周波数位置（Low-IF）への直交ダウンワードミキシング（Quadratur-Abwaertsmischung）、直交信号路（Ｉ、Ｑ）におけるアナログポリフェーズフィルタ（２４、２６）、さらに直交信号復調器（２７）を含むＦＭ受信器は、その２つの直交信号路（Ｉ，Ｑ）において交流カップリング（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４）を有する。この復調器はその出力側において電圧を発生し、この電圧は入力周波数に比例し、この電圧はデジタル信号状態を検出する判定器回路（３３）の入力側に供給される。本発明の回路はＤＥＣＴ受信器において使用される。

Description

【発明の詳細な説明】 周波数変調されたデジタル信号のための集積可能な無線受信器回路 本発明は特許請求項１の上位概念記載の集積可能な無線受信器回路に関する。 ページングサービスとも呼ばれる無線呼び出しサービスは、無線呼び出し受信 器、すなわちいわゆるページャ、アナログホモダイン受信器に対して使用される 。このサービスにおいて使用される周波数変調（ＦＭ）に基づいて、このような 受信器にはスタティックな及びダイナミックなオフセット電圧を抑圧するために 交流カップリング（“ＡＣ”カップリング）が使用される。 ページャにおいて使用されるホモダイン受信器のただ一つのチップに集積され た周知の回路は、ブロック回路図の形式で図１に図示されている。このような回 路は例えばJ.Wilson,R.Youell,T.Richards,G.Luff,R.Pilaskiの論文“A Signal Chip VHF and UHF Receiver for Radio Paging”in IEEE Journal of Solid Sta te Circuits,Vol.26,No.12,December 1991に記述されている。 この場合、アンテナ１から供給される高周波受信信号は、高周波増幅器２にお ける増幅及び位相シフト素 子３による９０°だけ位相シフトされた２つの信号への分割の後で直交ダウンワ ードミキサ（Quadraturabwaertsmischung）４の２つの第１の入力側に供給され る。この直交ダウンワードミキサ４の２つの第２の入力側には周波数逓倍器５で 逓倍された高周波発振器６の出力信号が供給される。 チャネルフィルタリングは増幅器７及び８の後でコンデンサ９乃至は１０によ って互いに交流結合されたＩ信号路における集積されたローパスフィルタ１１、 １２及びＱ信号路における集積されたローパスフィルタ１３、１４によって行わ れる。Ｉ信号路及びＱ信号路における信号はそれぞれ制限増幅器１５乃至は１６ を介してアナログ復調器１７（「４相相関器」）に供給され、このアナログ復調 器１７の出力側で復調された出力が表示のために取り出される。ＧＦＳＫ（ガウ シアン周波数シフトキーイング（Gaussian Frequency Shift Keying））変調乃 至はＧＭＳＫ（ガウシアン最小シフトキーイング（Gaussian Minimum Shift Key ing））変調によって作動する無線システムにおいては交流カップリングは可能 ではない。というのも、相応に変調された信号の主エネルギは低周波に集中され ているからである。 J.Crols and M.Steyaertの書物：“CMOS Wireless Tranceiver Design”,1997 ,Kluwer Academic Publishers,p.52-67ならびにp.114-115から、この関連におい てＧＭＳＫ変調によって作動されるＧＳＭ移動無線システムに対して低い中間周 波数（Low-IF）により動作されるデジタル復調を有する受信器が周知である。 デジタル復調のためにはアナログ/デジタル変換器までのリニアな信号路が必 要である。これらのアナログ/デジタル変換器はＤＥＣＴ（Digital European Co rdless Telecommunications）システムの枠内で使用される場合にはほぼ８００ ｋＨｚのバンド幅（バンドパス変換器）において１２〜１３ビットの分解能を有 するべきである。しかし、これは現在使用可能なテクノロジーにおいては著しい 経費、従って高いコストでのみ実現可能である。 本発明の課題は、周波数変調されたデジタル無線信号、すなわち例えばＦＳＫ 変調信号、ＭＳＫ変調信号、ＧＦＳＫ変調信号及びＧＭＳＫ変調信号の受信のた めに、一方でスタティックな及びダイナミックなオフセット電圧が確実に抑圧さ れ、他方でアナログ/デジタル変換器までのリニアな信号路なしで済ますことが でき、この結果、技術的なコストが著しく低減される受信器回路を提供すること である。この場合、この受信器は外部中間周波数フィルタを使用せずにＬＳＩ構 造方式で製造される。 上記の課題は請求項１の特徴部分記載の構成による上位概念記載の無線受信器 回路によって解決される。 Low-IFコンセプトの使用に基づいて交流カップリン グが使用される。信号路のリニアリティへの高い技術的な要求をする必要はもは やない。集積可能なアナログフィルタ及び同様に良好に集積可能なアナログ復調 器が使用される。 後続の判定器回路も集積することができ、この結果、本発明の無線受信器回路 は全体としてＬＳＩ構造方式で実現される。本発明の無線受信器回路では２つの タイプの評価の高い受信回路の有利な特性の組み合わせが得られる。 本発明の無線受信回路の有利な実施形態ならびに有利な実施方法は従属請求項 に記載されている。 本発明を次に図面に基づいて説明する。 図１は既に説明したページャの周知の回路のブロック回路図である。 図２は本発明のＬＳＩ化可能な無線受信器回路の実施例のブロック回路図であ る。 例えばＧＭＳＫ変調によって作動するＤＥＣＴシステムで使用される図２に図 示された無線受信器回路では、アンテナ１８から供給されるデジタル周波数変調 されたＵＨＦ受信信号はＵＨＦ増幅器１９での増幅の後で２つのダウンワードミ キサ２０及び２１のそれぞれ第１の入力側に供給される。重畳信号としては一般 的に周波数シンセサイザによって実現されるＵＨＦ発振器２２の出力信号が直接 このダウンワードミキサ２０に供給され、さらにダウンワードミキサ２１には９ ０°位相シフト素子２３を介して供給される。 従って、ダウンワードミキサ２０及び２１、ＵＨＦ発振器２２及び９０°位相 シフト素子２３は、いわゆる直交ダウンワードミキシング（Quadraturabwaertsm ischung）を実施する。この直交ダウンワードミキシングにおいて混合出力信号 は２つの直交信号路Ｉ及びＱにおいて取り出される。低い中間周波数（Low-IF） 位置へのダウンワードミキシングが行われる。チャネルフィルタリングのために は自動較正アナログポリフェーズフィルタ２４又はＧ_MＣフィルタが設けられる 。 この後で信号路Ｉ及びＱにおける信号は制限増幅器、いわゆるリミッタ２５に おいて増幅される。これは可能である。というのも、低い中間周波数位置にはま だ搬送波周波数が存在するからである。ＤＥＣＴシステムにおいて使用する場合 には周波数は８６４ｋＨｚと１７２８ｋＨｚとの間にあればよい。リミッタ２５ で発生した高調波を抑圧するためのさらに別のポリフェーズフィルタ２６又はさ らに別のＧ_MＣフィルタの後で、直交信号路Ｉ及びＱの信号はアナログ直交信号 復調器、つまりこの実施例ではいわゆる４相相関器（Quadraikorrelator）２７ に供給される。 図２に図示された実施例では、２つの直交信号路Ｉ及びＱにおける交流カップ リング（“ＡＣ”カップリング）のために複数の回路箇所において直列に接続さ れたキャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４の形式の容量性カップリングが設 けられている。これらキャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４は対毎にそれぞ れ等しい大きさに設計仕様されている。スタティックな及びダイナミックなオフ セット電圧はこれらのキャパシタンスによって確実に抑圧される。 ２つのミキサ２８、２９、２つの微分素子３０、３１及び総和（Σ）素子３２ から構成される４相相関器２７は出力側においてこの４相相関器２７の入力周波 数に比例する差分電圧を発生する。従って、例えば８６４ｋＨｚの中間周波数に 基づいて、変調及び許容周波数オフセットによってほぼ１.６ＭＨｚの最大入力 周波数が現れる。従って、この４相相関器２７は±１.６ＭＨｚのバンド幅を有 しなければならない。 定格中間周波数に対するこの４相相関器２７の出力電圧の絶対値はテクノロジ ーパラメータの変動に依存する。この４相相関器２７の出力電圧は、受信された 信号のそれぞれの２進数状態に関する判定器回路３３の判定に対する評価基礎と して使用される。 判定器回路３３の判定器閾値の決定において、付加的にさらに可能な周波数オ フセットが考慮されなければならない。判定器回路３３の後でデジタルデータが 供給される。 ＤＥＣＴシステムではバーストの最初に１６ビット長の２進数の“１０１０” シーケンス、続いて２つの ２進数“１”が送信される。この特別なシーケンスは、図２に図示された実施例 が示しているように、サンプルアンドホールド回路３４によって判定器閾値を生 成するために利用される。このために４相相関器２７で復調された信号はローパ スフィルタ３５でローパスフィルタリングされ、続いて遅延素子３６によって遅 延される。 このローパスフィルタ３５のカットオフ周波数は明らかに変調周波数よりも下 にある。ここから上述の特徴的な“１０１０”２進数シーケンス中の信号の平均 値が得られる。この平均値は次にサンプリングスイッチ３７を介してチャージさ れる分路キャパシタ３８に蓄積され、高オーム抵抗のバッファ増幅器段３９を介 して判定器回路３３の調整入力側に判定器閾値の調整のために供給される。 ローパスフィルタ４０を含むパラレル信号路を介して、４相相関器２７によっ て復調された信号は判定器回路３３に供給される。この信号路のローパスフィル タ４０のカットオフ周波数は最大変調周波数よりも上にある。従って、サンプリ ング過程の間に判定器閾値が調整される。 デジタル部分においてＤＥＣＴバーストの２つの２進数“１”が識別される場 合には、サンプリングスイッチ３７が開かれる。このサンプリングスイッチ３７ はバーストの特徴的な“１０１０”２進数シーケンス の開始を識別した場合には常に閉じられる。しかし、遅延素子３６のためにこれ ら２つの“１”は分路キャパシタ３８の電圧に影響を与えない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. アンテナを介して受信された高周波信号の低い中間周波数位置（Low-IF） への直交ダウンワードミキシング（Quadratur Abwaertsmischung）を有し、２つ の直交信号路においてアナログポリフェーズフィルタを用いる前記直交ダウンワ ードミキシングに続く中間周波数チャネルフィルタリングを有し、その次に続く 直交信号復調器を有する、周波数変調されたデジタル信号のための集積可能な無 線受信器回路において、 前記２つの直交信号路（Ｉ、Ｑ）において交流カップリング（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ ３、Ｃ４）が設けられており、 前記直交信号復調器（２７）はアナログ復調器であり、該アナログ復調器はそ の出力側において電圧を発生し、該電圧は入力周波数に比例し、前記電圧は調整 可能な判定器閾値を有するデジタル信号状態を検出する判定器回路（３３）の入 力側に供給されることを特徴とする、周波数変調されたデジタル信号のための集 積可能な無線受信器回路。 2. アナログ直交信号復調器（２７）としてアナログ４相相関器（Quadrikorr elator）が設けられていることを特徴とする請求項１記載の無線受信器回路。 3. ２つの中間周波数直交信号路（Ｉ、Ｑ）において、チャネルフィルタリン グのために自動較正ポリフ ェーズフィルタ（２４）又はＧ_MＣフィルタが設けられ、該自動較正ポリフェー ズフィルタ（２４）又はＧ_MＣフィルタに続いて増幅のために制限増幅器（２５ ）、つまりいわゆるリミッタが設けられ、その後にさらに別のポリフェーズフィ ルタ（２６）又はさらに別のＧ_MＣフィルタが前記リミッタで発生した高調波を 抑圧するために設けられていることを特徴とする請求項１又は２記載の無線受信 器回路。 4. 直交信号復調器（２７）の後に、その都度受信されたデジタル信号が２進 数の“１”であるか又は“０”であるかを検出するために判定器閾値を有する判 定器回路（３３）が設けられており、前記判定器閾値の設定の際には可能な周波 数オフセットが考慮されることを特徴とする請求項１〜３までのうちの１項記載 の無線受信器回路。 5. ＤＥＣＴ（“Digital European Cordless Telecommunications”）システ ムにおいて使用されることを特徴とする請求項１〜４までのうちの１項記載の無 線受信器回路。 6. 判定器閾値をもとめるために、ＤＥＣＴシステムに規定されたバーストの ２つの２進数の“１”を後ろに有する１６ビット長の特徴的な２進数の“１０１ ０”シーケンスが利用され、このためにサンプルアンドホールド回路（３４）が 直交信号復調器（２７）の出力側と判定器閾値のための判定器回路（３３）の調 整入力側との間の信号路に設けられ、 前記サンプルアンドホールド回路は前記直交信号復調器の出力側に接続された ローパスフィルタ（３５）、後続の遅延素子（３６）、サンプリングスイッチ（ ３７）、信号平均値を蓄積するための分路キャパシタ（３８）及び高オーム抵抗 のバッファ増幅器段（３９）を含み、前記ローパスフィルタ（３５）のカットオ フ周波数は明らかに変調周波数より下にあり、前記サンプリングスイッチ（３７ ）はデジタル部分の前記特徴的な２進数の“１０１０”シーケンスを識別した際 には閉じられ、バーストの前記２つの２進数の“１”を識別した際には開かれ、 前記高オーム抵抗のバッファ増幅器段（３９）の出力側は判定器閾値のための判 定器回路の調整入力側に接続されており、 パラレル信号路において前記直交信号復調器の出力側は前記判定器回路の信号 入力側にローパスフィルタ（４０）を介して接続されており、該ローパスフィル タ（４０）のカットオフ周波数は最大変調周波数より上にあることを特徴とする 請求項４又は５記載の無線受信器回路。 7. 交流カップリングは、２つの直交信号路（Ｉ、Ｑ）において対毎に同じ大 きさに設計仕様されたキャパシタンス（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４）の形式の１つ 又は複数の容量性カップリングによって形成されることを特徴とする請求項１〜 ６までのうちの１項記載の 無線受信器回路。